基于DSP的電能質量在線監(jiān)測裝置的設計與實現(xiàn)

1、密 號：密 號：密號研究生請勿填寫大學研究生課程考試答 題 紙題號分 數(shù)閱卷人123456789101112總分 姓 名 學 號 專 業(yè) 考 試 科 目 電能質量分析與控制 考 試 時 間 注意事項1. 以上各項除試卷密號之外必須填寫清楚。2. 可正反兩面書寫。3. 答題字跡要清楚、保持卷面清潔。注意：此半頁研究生請勿填寫摘要隨著電力電子器件和敏感性負載在電力系統(tǒng)中越來越頻繁的使用，很多年前電能質量就引起了電力工程師的注意，尤其是最近幾年，對電能質量的關注不斷提升。電能質量問題被定義為：頻率、電壓所導致的問題，如電壓跌落、電壓閃變、電壓短時中斷、諧波、功率因數(shù)以及三相不平衡度。針對當前電能質量

2、監(jiān)測需求的不斷提升，本文提出了一種基于單片 DSP TMS320F2812 的電能質量在線監(jiān)測裝置的設計與實現(xiàn)。本系統(tǒng)主要利用 TMS320F2812 的多通道緩沖串行口和多通道高速同步 AD 采樣芯片 AD73360 的結合實現(xiàn)電力參數(shù)的實時采集，同時利用該 DSP 芯片與網(wǎng)絡芯片 W5100 結合實現(xiàn)與以太網(wǎng)通信，從而實現(xiàn)對電能質量的各項指標進行實時分析、存儲及遠程上報，而且 DSP 與內(nèi)嵌式網(wǎng)絡接口使系統(tǒng)結構緊湊、易于實現(xiàn)、成本降低，很好地適應了電力系統(tǒng)對電能質量監(jiān)測的要求。關鍵詞：電能質量；在線監(jiān)測；AD73360；TMS320F2812ABSTRACTWith the increas

3、ing usage of power electronic devices and sensitive loads in power systems, power quality has attracted the attention of power engineers over the past years. The interest in power quality has increased during the latest years. A power quality problem can be defined: problem due to frequency, voltage

4、 regulation, voltage dips, flicker, transients, harmonics, and power factor and 3 phase imbalance. With the rising of the power quality monitoring current demand, this paper presents a design and realization of power quality on-line monitoring device based on a single-chip DSP TMS320F2812. This syst

5、em mainly uses TMS320F2812s multi-channel buffered serial port (McBSP) and multi-channel high-speed synchronous AD sampling chip AD73360 to realize the power parameters of the real-time acquisition. This design takes advantage of the DSP chip and network-chip W5100 to achieve the Ethernet communicat

6、ion. So the design realizes the real-time analysis, storage and remote reporting of various indicators of power quality. The system based on single-chip DSP in order to make it compact, easy to implement, cost reduction, and well adapted to the power quality monitoring requirements of power system.K

7、eywords：power quality, on-line monitoring, AD73360, TMS320F28121 電力系統(tǒng)的諧波分析及其測量1.1 諧波定義與分類發(fā)電廠出線端電壓一般具有很好的正弦特性，但在接近負荷端，由于大容量電力設備、用電整流或換流設備以及其他非線性負荷的影響，會在電力系統(tǒng)中產(chǎn)生高頻的電壓、電流分量，其頻率為工頻的整數(shù)倍，從而造成波形發(fā)生較大的畸變。這些分量的危害在于：使變壓器及電動機的鐵心損耗明顯增加、電動機轉子發(fā)生振動現(xiàn)象、電力系統(tǒng)發(fā)生電壓諧振、對附近的通信設備和通信線路產(chǎn)生信號干擾。另外，由于功率因數(shù)，其中 THD 為諧波畸變率，為基波電壓與電流的相位

8、，所以可以看出，諧波含量也影響著電力系統(tǒng)的功率因數(shù)。如圖 1-1 所示，為包含基波和豐富諧波的電壓波形。 圖 1-1 諧波對電壓波形的影響 整數(shù)次諧波，通常簡稱為“諧波”國際上公認的整數(shù)次諧波定義為：“諧波是一個周期電氣量的正弦波分量，其頻率為基波頻率的整數(shù)倍”。在國際電工委員會(internationalelectrotechnical commission，IEC)標準 IEC-555-1982 中，對整數(shù)次諧波的定義為：“諧波分量為周期量的傅里葉級數(shù)中大于 1 的 n 次分量，其中 n 是以諧波頻率和基波頻率之比表達的整數(shù)”。IEEE-519-1992 標準中定義為：“整數(shù)次諧波為一周期

9、波或量的正弦波分量，其頻率為基波頻率的整數(shù)倍”。在我國國家技術監(jiān)督局 1993 年頒布的 GB/T-14549-93 標準電能質量公用電網(wǎng)諧波標準中，諧波分量的定義為：“對周期性交流量進行傅里葉級數(shù)分解，得到頻率為基波頻率大于 1 的整數(shù)倍分量”。 非整數(shù)次諧波即間諧波(interharmonic)和次諧波(subharmonic)按照 IEC 61000-4 的定義，間諧波是指頻率不是基波頻率的整數(shù)倍的諧波成分，即介于基波頻率和整數(shù)次諧波之間的成分。次諧波的定義為頻率低于基波頻率的分量，如頻率為 20Hz 的次諧波。在電力系統(tǒng)中，還經(jīng)常遇到對稱三相電路的高次諧波分析，對稱三相非正弦周期電壓，

10、即三相非正弦周期電壓的波形相同，但在時間上依次滯后 T/3 周期的電壓，在工程計算上，對于這類電路中的諧波又做了更進一步的分類。1) 三相電壓中的 1、7、13、 等各次諧波在相角上依次滯后的角度均為 2/3，分別形成一組正序諧波(positive-sequence harmonics)。2) 三相電壓中的 5、11、17、 等各次諧波在相角上依次超前的角度均為 2/3，分別形成一組負序諧波(negative-sequence harmonics) 。3) 三相電壓中的 3、9、15、 等三的倍數(shù)次諧波的相角相同，則分別形成一組零序諧波(zero-sequence harmonics)。1.2

11、 電能質量監(jiān)測中的諧波測量標準GB/T 145491993電能質量公用電網(wǎng)諧波標準對諧波允許限值規(guī)定如表表 3-1 各級電網(wǎng)諧波電壓限值(%)電壓(kV)說 明：衡量點為 PCC(即 Point of Common Coupling 公共供電點，指的是電力系統(tǒng)中一個以上用戶的連接處)，取實測 95%概率值；對用戶允許產(chǎn)生的諧波電流，提供計算方法；對測量方法和測量儀器做出規(guī)定；對同次諧波隨機性合成提供算法。1.3 諧波測量方法電力諧波的檢測是分離畸變電壓、電流信號中不同頻率成分的過程，所以諧波檢測的取樣方法要合理反映電網(wǎng)電能質量狀況，盡量避免在對信號做預處理的同時，濾除了需要分析的高次諧波含量，

12、或者使待測信號產(chǎn)生了較大的相位誤差延時。隨著電子技術和數(shù)字信號處理技術的發(fā)展，產(chǎn)生了頻域、時域、時頻分析等多種諧波檢測方法，根據(jù)測量原理的不同，主要有以下幾類：1)基于模擬帶通或帶阻濾波器的諧波檢測方法，2)基于傅里葉變換的諧波檢測方法，3)基于瞬時無功功率理論的諧波檢測方法，4)基于小波變換的諧波檢測方法，5)基于神經(jīng)網(wǎng)絡的諧波檢測方法，6)基于支持向量機的諧波檢測方法，7)基于現(xiàn)代譜估計的諧波檢測方法。其中前三種方法是目前常規(guī)的諧波測量方法。最早的諧波測量是采用模擬濾波器實現(xiàn)的，其特點是電路簡單、造價低，但是也有很多缺點，如濾波器的中心頻率對元件參數(shù)過于敏感，受外界環(huán)境影響大，精度上不滿足

13、系統(tǒng)諧波的需求?；诟盗⑷~變換的諧波測量是現(xiàn)在最常用的一種方法，精度較高，使用方便，但有可能會產(chǎn)生頻譜泄漏，也難以避免柵欄效應的影響?；谒矔r無功功率的諧波測量，其最大的優(yōu)點是有良好的的實時性，缺點是硬件設備多，花費大。雖然諧波測量算法向復雜化和智能化發(fā)展，但是對于產(chǎn)品應用而言，算法應該簡潔、可靠、準確，且硬件成本要小。傅里葉變換仍是目前諧波測量儀器中廣泛應用的理論依據(jù)，它的高精度和使用的方便性受到了大家的認可。 FFT 算法及其改進FFT 運算已是極為成熟和常用的諧波分析算法，在很多 DSP 芯片中甚至可以將其作為庫函數(shù)直接調用，如 TI 公司的 DSP 芯片。值得一提的是，對于主頻為 15

14、0MHz 的 F2812 DSP 而言，做 1024 點 FFT 運算時間只需要約 6.83 微秒即可。在調用 FFT 庫函數(shù)對采樣數(shù)據(jù)進行處理后輸出，可得到第 k 次諧波的實部、虛部，分別為, 則第 k 次諧波電壓電流的幅值分別：電壓有效值： 電流有效值： 其中，U0、I0為交流電壓、電流信號中的直流分量，Uk、Ik分別為交流電壓電流信號中第 k 次諧波的幅值，k=1，2，3，M 或者 L(其中L、M 分別為交流電壓、電流信號中包含的最高次諧波的次數(shù))。在利用 FFT 算法計算有功、無功及視在功率時，可先求出復功率，再分解成有功、無功兩部分為第 k 次諧波的有功、無功?？偟挠泄?、無功 P、Q

15、 算計如下：其中， Pk、 Qk為第 k 次諧波的有功、無功?？偟挠泄Αo功P、Q 計算如下然后由功率三角形求出視在功率 S，即 S=U*I。值得一提的是：雖然當前的諧波的計算眾多，也各有優(yōu)劣，然而最常用的諧波分析主要還是以傅里葉變換為基礎的，而且越來越多的研究人員也對其做了更一步的改進，下面簡單介紹改進的基于傅葉變換的諧波分方法。 加窗插值 FFT 算法FFT 要求處理的采樣點數(shù)以 2 為基數(shù)，采集的點數(shù)必須是整周波或者整周波的倍數(shù)，因為 FFT 從整體上看是在信號整周波求信號加權平均值，如果由于采集頻率與信號頻率不同步，即沒有進行整周波采集，勢必會造成采集值的積分與實際整周波積分值之間存在

16、偏差，使測量結果偏離實際值，同時在真實譜線兩側其它基波整數(shù)倍頻率點上出現(xiàn)一些幅值較小的假譜，產(chǎn)生所謂的頻譜泄漏問題，所以 FFT 存在固有的頻譜泄漏和混疊誤差。加窗可以減少頻譜泄漏，插值可以減少柵欄效應引起的誤差。目前國際電工委員會(IEC)推薦的是漢寧(Hanning)加窗的傅立葉變換，該窗函數(shù)的單邊離散表達式為：Hanning 加窗的傅立葉變換的頻譜 Xw(k)可以表示為矩形窗傅立葉變換頻譜 X(k)的線性組合： 另外，窗函數(shù)為矩形窗或漢寧窗，采用插值公式對計算結果進行修正時，采樣窗口的寬度不得低于 8 個基頻周期，所以，這種算法需要很大的數(shù)據(jù)存儲空間，同時也降低了對電量參數(shù)監(jiān)測的實時性。

17、1.4 基于準同步 DFT 的諧波算法 準同步 DFT 計算諧波的原理分析基于同步采樣法的交流電量測量方法實際上是一種等間隔同步采樣， 它的優(yōu)點在于當滿足一定的采樣要求時， 理論上沒有測量方法誤差，此時測量誤差僅取決于采樣、A/D 轉換、計算機運算等環(huán)節(jié)及干擾所產(chǎn)生的誤差。但困難的是，在“ 實際同步采樣”中，很難達到理想同步采樣，尤其是在非正弦情況下，按目前現(xiàn)有的技術條件，必須考慮同步誤差。同步采樣理論上有 m*To=n*T (m 為輸入信號的周期個數(shù)，To 為信號周期，n 為采樣次數(shù)，T 為采樣間隔) ，即這時無同步誤差，而實際同步采樣中很難達到 m*To=n*T，即所采集的 n 個等間隔時

18、域樣本點不會正好落在 m ( m>= 1的正整數(shù)) 被測信號周期內(nèi)，從而產(chǎn)生同步誤差T = ( n*Tm*To)/ m*To，因此同步誤差己經(jīng)限制了同步采樣系統(tǒng)準確度的進一步提高。準同步采樣算法是在同步采樣的基礎上，通過適當增加采樣點及采用相應的算法進行數(shù)據(jù)處理的一種新技術，它比較好地解決了同步誤差對測量準確度的影響問題。準同步采樣算法降低了對硬件要求，而且第一次對采樣的起點沒有任何要求，在低頻的情況下可以得到很好的效果。如果對基波頻率為 f 的周期信號采用固定采樣頻率 fs 進行等間隔采樣。其中 f = fs N+， 為頻率偏差。不論周期信號波形為正弦或非正弦值，對它的特征量進行測量可

19、看作是進行一種積分求均值運算。即對被測量信號的離散量進行積分運算。根據(jù)數(shù)值計算的相關理論，對于數(shù)值積分運算，可以采用不同的積分算法，如復化矩形，復化梯形，復化辛普生等。經(jīng)過分析各種積分算法的特點，確定某種求積公式，得相應的加權系數(shù)，做遞推運算，即可求出相應的值。1) 信號有效值的計算首先對全部的 J×N+1( J 為采樣周波數(shù)，一般為 35 周波數(shù))個采樣數(shù)據(jù)按復化梯形求積公式( 1 ) 進行遞推運算：式中上標“ 1 ” 表示第 1 次求積運算， 為相應數(shù)據(jù)求積公式所對應的加權系數(shù)。接下來把全部的 J×N+1 個采樣數(shù)據(jù)，分別按公式(311) 進行遞推運算：式中 J 為采樣

20、周期數(shù)，一般取 J= 3，4 或者 5，遞推 J 次后便可求出 =A。其中 A就是所求信號的有效值。2) 信號諧波的計算首先把全部的 J×N+1 個采樣數(shù)據(jù) f(t )按復化矩形求積公式(11)、(12)進行遞推運算：式中上標“1” 表示第 1 次求積運算，k 表示第 k 次諧波， 為對應的數(shù)據(jù)求積公式所對應的加權系數(shù)。接下來把全部的 J×N+1 個采樣數(shù)據(jù)， 分別按公式(314)(315)進行遞推運算 ：其中，J = 2,3,式中：和為諧波的實和虛部。遞推 J 次后便可得到第 k 次諧波的模，即為所求信號對應的 k 次諧波的幅值，同時也可由公式3-6求出信號的 k 次諧波

21、相位的近似值。. 準同步計算的仿真實現(xiàn)本文采用 C 語言編程實現(xiàn)準同步算法計算諧波的仿真。仿真程序中，一次加權的系數(shù)的計算如下 程序中的數(shù)組 r_rmsi即為算法分析中的一次加權系數(shù) ，如圖 1-2 為一次加權的系數(shù) r_rmsi構成的波形，反映了準同步窗函數(shù)的時域特性。圖 1-3 為正弦波在經(jīng)過準同步窗處理前后的對比圖，反映了準同算法對待測信號的處理過程。 圖1-2準同步窗函數(shù)時域特性曲線圖圖3-3正弦波在準同步一次加權前后波形1.5 本章小結本章首先分析了電力系統(tǒng)中諧波的定義和分類，然后結合電能質量國家標準中對諧波測量的要求，討論了幾種常見的諧波測量方法，包括 FFT 算法及其改進算法、基

22、于準同步 DFT 的諧波算法、瞬時無功功率理論的諧波算法，指出了它們各自的優(yōu)缺點，并給出了本文所選擇的諧波測量方案。最后，結合本次設計的平臺給出了一種間諧波的簡單測量方法。2 電能質量監(jiān)測裝置的軟硬件實現(xiàn)2.1 裝置的總體設計本裝置的總體設計包括硬件總體設計和軟件總體設計，硬件設計方面，以 DSPTMS320F2812 為核心控制器件，加上由其它外圍芯片和電路組成的功能模塊搭建成一個完整的系統(tǒng)。軟件設計方面，采用功能模塊化、自頂而下的設計方法，以 C 語言為編程語言。采用 C 語言編程，優(yōu)點是比較直觀、模塊化強、移植性強，有利于系統(tǒng)軟件的升級。2.2 硬件總體設計方案提出及框圖 設計方案提出電

23、能質量在線監(jiān)測裝置提供給電力部門大量實時、精確的電能質量數(shù)據(jù)信息，為電力部門的安全生產(chǎn)提供了保證。所以近年來，電能質量在線監(jiān)測的設計方案也在不斷推陳出新。 硬件總體框圖本裝置基于高速 DSP 芯片 TMS320F2812 設計，充分利用其豐富的內(nèi)部資源。TMS320F2812 具有一個高速同步串行通信接口 (SPI)，兩個異步串行通信接口(SCIA、SCIB)，改進的局域網(wǎng)絡(eCAN)，多通道緩沖串行口(McBSP，MultichannelBuffered Serial Port)。其中 McBSP 口具有特色的 FIFO 單元使得通信操作變得更為可靠、快速，編程更加方便。裝置的硬件結構如圖

24、 2-1 所示。本監(jiān)測裝置由單片 DSP、信號調理電路、AD采樣電路、時鐘電路、SDRAM、液晶顯示、鍵盤、通訊模塊組成。被監(jiān)測電壓/電流分別通過 PT/CT(電壓/電流互感器)變換、電阻取樣和電容濾波變換為適合 AD芯片采集的信號，然后輸入 AD 芯片進行采樣轉換，轉換后的數(shù)據(jù)由 DSP 的高速同步緩沖口(McBSP)輸入 DSP，然后根據(jù)計算需要抽取采樣點，完成電力參數(shù)在時域、頻域的計算、存儲，或者記錄連續(xù)的波形以完成錄波功能。同時對需要監(jiān)測的電壓做過零點檢測，以獲得其頻率。數(shù)據(jù)經(jīng) DSP 處理完備后，通過 CAN 總線方式實現(xiàn)各裝置之間的數(shù)據(jù)通訊，通過 RS485 總線方式與上位機通訊，

25、通過獨立的以太網(wǎng)接口，實現(xiàn)遠程數(shù)據(jù)通訊圖2-1 裝置軟件總體流程圖及其解構本裝置軟件按功能主要分為：系統(tǒng)初始化(包括 DSP 初始化、AD 初始化)、數(shù)據(jù)采集程序、參數(shù)計算(包括時域均方根計算、FFT 計算諧波、Hilbert 濾波計算無功等)、參數(shù)處理(包括參數(shù)保存、顯示、參數(shù)派生量計算)，以及參數(shù)遠程傳輸(包括以太網(wǎng)、CAN 總線、串口通信)等。主程序的具體流程圖，如圖 2-2 所示，主要是對整個系統(tǒng)的初始化，其中最主要的是對 DSP 芯片、網(wǎng)絡通訊芯片和采樣芯片的初始化，在系統(tǒng)配置完成之后，程序進入一個死循環(huán)，循環(huán)執(zhí)行各調度任務。圖 2-3，2-4 分別是對主程序進一步細化， 其中圖 2

26、-3 是對 DSP 初始化的主要步驟和內(nèi)容；圖 2-4 是主程序中死循環(huán)部分需要完成的調度任務，主要是參數(shù)的計算、數(shù)據(jù)的存儲以及數(shù)據(jù)的顯示和通訊。圖2-2 主程序流程圖 圖2-3 DSP 初始化 圖2-4 主任務循環(huán)程序流程2.3 數(shù)據(jù)采集的實現(xiàn)2.3.1 AD 采樣芯片的選擇在電量采集過程中，由于存在諧波等干擾因素，因此如何準確、快速地采集電力系統(tǒng)中的各個模擬量一直是電力系統(tǒng)研究中的熱點。電力系統(tǒng)中經(jīng)常需要測量多路電壓及電流信號，當電網(wǎng)頻率變化時，必須采用同步技術才能保證采樣計算的精度。本文采用美國 AD 公司的 AD73360 型 A/D 變換器及美國 TI 公司推出的 2000 系列 D

27、SP TMS320F2812 很好地實現(xiàn)了高速同步采樣，并且實現(xiàn)電力參數(shù)在時域的計算。AD73360 使用六線工業(yè)標準同步串行接口與 CPU 接口，由于接口信號線的數(shù)目只有 6 條，所以這樣不僅節(jié)約了印制板的面積,而且也有效地減小了電磁干擾，從而使得系統(tǒng)運行更加穩(wěn)定。TMS320F2812 支持 6 線工業(yè)標準同步串行接口，所以 AD73360 與 DSP 經(jīng)過極其簡潔的連接后即可實現(xiàn)高速同步交流采樣。另外，由于單片 AD73360 具有 6 個同時采樣的模擬量輸入通道，所以特別適合于三相制電力運行參數(shù)測控類應用系統(tǒng)。AD73360 采用 -A/D 轉換原理，相對傳統(tǒng)的逐次比較 ADC，- 轉

28、換器中的模擬部分非常簡單(類似于一個 1bit ADC)，而數(shù)字部分要復雜得多，按照功能可劃分為數(shù)字濾波和抽取單元。由于更接近于一個數(shù)字器件，- ADC 的制造成本非常低廉。與一般的 ADC 不同，- 型 ADC 不是直接根據(jù)抽樣第一個采樣值的大小進行量化編碼，而根據(jù)前一個量值與后一個量值的差值即所謂的增量的大小來進行量化編碼。從某種意義講，它是根據(jù)信號波形的包絡線進行量化編碼的。- ADC 由于采樣過采樣技術、抽取濾波技術和噪聲整形技術，使信號帶寬內(nèi)的噪聲大大減小，而放大了信號帶寬外的噪聲，相當于將噪聲能量從低頻段推到了高頻段，而對信號本身不起整形作用。在 - 調制器后加入抽取濾波，有效地濾

29、除信號帶寬外的量化噪聲，從獲得很高的轉換精度，也具有良好的內(nèi)置抗混疊性能，所以對模擬前端濾波器的要求不高，用一階 RC 低通濾波器就能滿足要求。由于采用串口通信，相對于一般并行的 AD 采樣芯片而言，體積更小、結構更緊湊、系統(tǒng)也更穩(wěn)定。其主要特征有：(1)內(nèi)部具有 6 個獨立通道的 16 位 A/D 轉換器；(2)75dB的模數(shù)轉換信噪比；(3)輸入采樣頻率可選擇值有：8kHz、16kHz、32kHz、64kHz可由軟件獨立設置；(4)8 個可編程控制寄存器，可方便的對 ADC 進行增益、采樣頻率及傳輸頻率等特征的控制，增益可編程性，使電路省去了外接運算放大器；(5)模擬信號帶寬為音頻帶寬，典

30、型值為 DC4kHz；(6)較低的組延時，典型值 25S/通道；(7)供電電壓為單+2.7V+5.5V；(8)輸出參考電壓為 1.25V 和 2.5V 可程控；(9)靈活的串口允許多個器件級聯(lián)，AD73360 在級聯(lián)使用時，最多可將 8 個級聯(lián)在一起。模擬量輸入通道的最大數(shù)目可方便地擴展到 48 路，在模擬量輸入通道數(shù)目的擴展方面極其方便；(10)80mW 的功耗(+2.7V 工作)；(11)片內(nèi)電壓基準。2.4 信號調理電路設計 電壓電流的強弱轉換在實際測量中，必須對輸入的電壓電流進行必要的處理，才能作為采樣單元的輸入。本文選用了霍爾電流電壓傳感器模塊，相對于一般的電流電壓互感器，其優(yōu)越性在

31、于它良好的電性能，是一種先進的能隔離主電流回路與電子控制電路的電檢測元件，它綜合了互感器和分流器的所有優(yōu)點，克服了互感器和分流器的不足。圖 2-5 霍爾電壓傳感器實現(xiàn)電壓轉換電路(僅以 A 相電壓為例)值得注意的是：1) 為了獲得正向電流輸出，原邊電流必須按HT 到HT 方向流動；2) 使用時首先接通工作電源及輸出電路，再通過被測電流；3) HT 到HT 主回路輸入電壓1KV。2.4.2 信號調理單元AD73360 有四種輸入方式，分別為差分直流耦合方式、差分交流耦合方式、單端直流耦合和單端交流耦合方式。本裝置選用差分直流耦合方式輸入。由于輸入信號經(jīng)霍爾電流、電壓傳感器后輸出為電流信號，需經(jīng)過

32、信號調理單元轉換成合適的電壓信號后才能送給 AD76630 采樣。由于 AD73360 采用的是-A/D 轉換原理，具有優(yōu)良的內(nèi)置抗混疊性能，因此不需要高階的抗混疊濾波單元，只在其前端加入簡單的一階 RC 濾波，濾除掉 50 次以上的諧波，只對 50 次以下的諧波信號進行分析。模擬量差分輸入電路實現(xiàn)如圖 5-7 所示。首先，輸入信號經(jīng)過由 R21、R39 、R43 組成分壓電路進行適當分壓，分壓配置關系式為：然后，輸入信號經(jīng)過由 R39 和 C24、R43 和 C25 均構成的一階低通濾波器濾除信號中的高頻分量，其上限截止頻率，根據(jù) RC 濾波電路的特性可知，當輸入信號的頻率 f<0.1

33、fp，即 f<3.388kHz 時，對信號的幅度衰減為零。REFOUT1 為 AD73360 所產(chǎn)生的基準輸出，用來偏置模擬輸入端的電平，可根據(jù)需要配置為 1.25V 或 2.5V，本裝置由于選用 3.3V 電源為芯片供電，故配置 REFOUT1=1.25V。此時 AD73360 模擬通道可以接受的輸入電壓幅度為VREF + (VREF - 0.32875) VREF+(VREF+0.32875)，即 0.84V1.66V。R40 和 R42 的作用是把偏置電平引導到模擬輸入端。圖 2-7 模擬輸入通道的電路設計（僅以 A 相電壓為例）2.5 數(shù)據(jù)通訊的實現(xiàn)電能質量監(jiān)測數(shù)據(jù)特點是數(shù)據(jù)量龐

34、大、數(shù)據(jù)屬性多、數(shù)據(jù)共享性。為了適應電能質量有關的測量數(shù)據(jù)和模擬數(shù)據(jù)的存儲、通訊，IEEE 標準委員會提出了一種通用的文件格式，作為通用的平臺。2.5.1 RS485 總線通信RS485 通信方式具有良好的抗噪聲干擾性，長的傳輸距離和多點連接能力優(yōu)點。各節(jié)點通過 RS485 總線連接組成半雙工網(wǎng)絡，采用兩線雙端半雙工差分方式發(fā)送和接收數(shù)據(jù)，無公共地線，抗共模干擾能力強。DSP 片內(nèi)帶有雙線的串行通信接口(Serial Communication Interface，簡稱SCI)。SCI 支持了與采用非歸零格式的異步外圍設備之間的數(shù)字通信，它的接收器和發(fā)送器各具有一個 16 級深度的 FIFO，并具有獨立的使能位和中斷位，可以在半雙工通信中獨立工作，或在全雙工中同時進行操作，SCI 串口通過SCIRXD、SCITXD 引腳與 RS485 接口電路連接。2.5.2 CAN 總線通信本裝置通過 CAN 總線方式實現(xiàn)各裝置之間的數(shù)據(jù)通訊，以實現(xiàn)分布式電能質量監(jiān)測的目的。CAN 總線是目前世界范圍內(nèi)應用最為廣泛的現(xiàn)場總線技術之一，它具有著高速、可靠、抗干擾性強、成本低廉和傳送報文簡短、高效并帶有優(yōu)先級等諸多優(yōu)點。因而，將 CAN 總線技術引入饋線自動化通信系統(tǒng)已成為近年來電力行業(yè)通訊技術應用和發(fā)展的熱點。3 總結3.1 課題總結本課題