一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路

1、一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路    一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路預(yù)覽： 摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù)，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數(shù)（PF）。該方案適合于中低功率場合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一 一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路正文：摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法

2、。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù)，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數(shù)（PF）。該方案適合于中低功率場合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一個100W的電路實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。     關(guān)鍵詞：電流箝位升壓；功率因數(shù)校正；完全斷續(xù)電流模式引言在以往的有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)渲校粋€帶乘法器的控制芯片不可避免。為了降低成本，一種電流箝位（ClampedCurrentBoost,CCB）的控制方法可以簡化電路。在這種電路中，每半個周期中開關(guān)電流峰值被箝位至一個參考值。輸入電流的波形跟隨輸入電壓，?樣就可以得到理想的T

3、HD。由于它不需要乘法器來提供一個電流參考值，而可以利用任何一種峰值電流控制的芯片（如UC3843）來完成這個功能，從而大大降低了成本，簡化了電路。    但是，以往提出的箝位電流模式電路，在低輸入電壓時工作在斷續(xù)電流DCM，在高輸入電壓時工作在連續(xù)電流模式CCM。而CCM的工作方式存在兩個缺點(diǎn)：一是電路中的續(xù)流二極管的反向恢復(fù)，這降低了電路的效率；二是電路中的電感值比較大，這給提高電路的功率密度帶來了困難。本文提出了一種在通用的整個輸入電壓范圍內(nèi)工作在DCM的CCBPFC電路。該電路消除了二極管的反向恢復(fù)問題，從而提高了電路的工作效率；同時，由于工作在電流斷續(xù)模

4、式，電感量減小，這樣就可以減小電感的體積，提高功率密度。本文給出了該電路拓?fù)涞臄?shù)學(xué)分析并且給出了一個100W的電路實(shí)驗(yàn)結(jié)果。1 理論分析電路原理圖如圖1所示。在進(jìn)行分析之前，假設(shè)以下條件成立：所有的元器件都是理想的；變換器工作在穩(wěn)態(tài)時，開關(guān)頻率?大于交流母線的頻率，從而可以認(rèn)為在一個開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓是恒定的；輸入電壓是理想的正弦波vac=Vmsin(Lt)，其中L為交流母線的頻率；參考電壓在一段時間內(nèi)是一個恒定值Vref；輸出電壓是恒定的。為了便于分析，使得計(jì)算的結(jié)果與具體的電路參數(shù)無關(guān)，我們采用標(biāo)幺值，即令Vb=Vo；Ib=Vo/Rt(Rt=2L/Ts，Ts為開關(guān)周期)；則輸入的電壓峰值

5、為：Vm=Vm/Vb    （1）與傳統(tǒng)的CCBPFC電路不同，在整個母線電壓輸入周期內(nèi)，該電路工作在電流斷續(xù)模式。在每半個周期內(nèi)，有兩種電流斷續(xù)工作模式。如圖1所示，在開關(guān)周期開始階段，Boost電路中的開關(guān)管處于開通的狀態(tài)，電感中的電流iL從零開始增加。在采樣電壓（RiiL）達(dá)到參考電壓（Vref）和斜率補(bǔ)償電壓（VR）的和,或者達(dá)到最大占空比時，開關(guān)管關(guān)斷，電感電流線性減?。ㄈ鐖D2）。這兩種工作模式分別定義為DCM2和DCM1。對一個周期內(nèi)電感電流求平均值，可以得到兩種DCM工作模式下的電流歸一化后的表達(dá)式分別為：1 2 3 4

6、 下一頁 一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路預(yù)覽： 摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù)，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數(shù)（PF）。該方案適合于中低功率場合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一 一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路正文：    式中：Kr為電流模式斜率補(bǔ)償深度系數(shù)。DCM1和DCM2的邊界條件為：    式中：斜率補(bǔ)償Mc=IR/

7、(DmaxTs)，IR為斜率補(bǔ)償電流。因此，可以得出DCM1和DCM2兩種工作模式的邊界點(diǎn)為：Lt=arcsin(Iref/Dmax-IRM)/2Vm式中：為斜率補(bǔ)償電流峰值。由前所述，可以得到每半個周期的平均電流歸一化暫態(tài)值：由上面的分析可以得到每半個工頻周期，在不同輸入電壓下，輸入電流的的波形如圖3所示。Boost電感值必須保證在整個周期內(nèi)，電路工作在DCM模式。在最小輸入電壓下的電流峰值為：式中：Po為輸出功率;為最低效率;Vin,rms,min為最低的輸入電壓幅值。所以，電感值由式（7）決定。(Vinpmin/L)DlminTs2Iinp    （7）式中

8、：Vinpmin為最小輸入電壓峰值；Dlmin為在最小輸入電壓時的最小占空比，即Dlmin=(VoVinpmin)/Vo    （8）輸出電容必須滿足式（9）。CoPo/(2flineVoVo)    （9）標(biāo)幺化的功率因數(shù)可以由式（10）獲得。PF=Pin/(VinrmsIinrms)    （10）式中：那么,上一頁  1 2 3 4 下一頁 一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路預(yù)覽： 摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、

9、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù)，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數(shù)（PF）。該方案適合于中低功率場合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一 一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路正文：2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果設(shè)定以下工作條件：Vm=127311V；fline=50Hz；Vo=380V；Po=100W；=0.92；fs=77kHz；Dmax=0.95。    參數(shù)設(shè)定為：L=370H；Kr=0.22；C=68F，選用68F/400V鋁電解電容。電路圖如圖4

10、所示。    獲得的電路波形如圖5所示，由圖5可以看出，實(shí)驗(yàn)結(jié)果符合理論分析。    表1為實(shí)驗(yàn)獲得的PF和THD與Vin,rms關(guān)系。由表1可以看出，該電路符合IEC-3-2的標(biāo)準(zhǔn)。    該電路在滿負(fù)載(Vo=380V，Io=0.263A)下的效率測試如圖6所示。表1 PF，THD與輸入電壓關(guān)系表Vin/V 90 120 220 265 PF 0.997 0.994 0.961 0.911 THD/ 5.6 12.1 17.2 32 3 結(jié)語上一頁  1 2 3 4 下一頁 一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路預(yù)覽： 摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù)，從而提高了整個電路的效率，同時，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數(shù)（PF）。該方案適合于中低功率場合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一 一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路正文：本文對一種在通用的整個輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)DCMCCBPFC的電路