iw規(guī)格書中文

1、IW1710機(jī)翻中文版IW1710數(shù)字PWM電流模式控制器，應(yīng)用準(zhǔn)諧工作模式1.0 產(chǎn)品特點原邊反應(yīng)簡化了設(shè)計，并去除了光耦 準(zhǔn)諧振模式，提高的整體效率EZ-EMI ® 設(shè)計，輕松滿足全球EMI標(biāo)準(zhǔn)高達(dá)130 kHz的開關(guān)頻率，適用于小尺寸變壓器極為嚴(yán)格的輸出電壓調(diào)節(jié)無需外部補(bǔ)償元件符合CEC/ EPA空載功耗和平均效率規(guī)定內(nèi)置輸出恒流控制與初級側(cè)反應(yīng)低啟動電流典型值10A內(nèi)置軟啟動內(nèi)置短路保護(hù)和輸出過壓保護(hù)可選的AC線路欠壓/過電壓保護(hù)輕負(fù)載時工作在PFM模式電流檢測電阻短路保護(hù)過溫保護(hù)2.0 說明iW1710是一款高性能的AC/DC電源控制器，它采用數(shù)字控制技術(shù)，打造峰值電流PW

2、M模式反激式電源。iW1700工作在準(zhǔn)諧振模式，在重負(fù)載提供高效率，以及一些關(guān)鍵的內(nèi)置保護(hù)功能，同時最大限度地減少了外部元件數(shù)量，簡化了EMI設(shè)計，降低材料本錢的總費(fèi)用。iW1710不再需要次級反應(yīng)電路，同時實現(xiàn)出色的線性和負(fù)載調(diào)節(jié)。它在去除了環(huán)路補(bǔ)償元件的同時保證穩(wěn)定的工作。脈沖波形分析使環(huán)路響應(yīng)是比傳統(tǒng)的解決方案快得多，從而提高了動態(tài)負(fù)載響應(yīng)。內(nèi)置電流限制功能可優(yōu)化變壓器設(shè)計，通用的離線應(yīng)用程序在很寬的輸入電壓范圍。在輕負(fù)載時超低的工作電流和和待機(jī)功率，保證iW1710是新管理標(biāo)準(zhǔn)和平均效率應(yīng)用的理想選擇。3.0 應(yīng)用 3.1 典型應(yīng)用電路4.0 引腳說明引腳名稱類型說明1NC-懸空腳2V

3、SENSE模擬輸入輔助電壓檢測用于初級端調(diào)節(jié)3VIN模擬輸入輸入端電壓平均值檢測4SD模擬輸入外部關(guān)斷控制。通過一個電阻連接到地，如不使用見10.165GND地地6ISENSE模擬輸入初級電流檢測用于逐周期峰值電流控制和限制7OUTPUT輸出外部MOSFET管柵極驅(qū)動。8VCC電源輸入控制邏輯的電源和電壓檢測的上電復(fù)位電路。 5.0 額定最大值參數(shù)符號數(shù)值單位VCC直流電壓范圍PIN8 VCCVCC-0.318V直流電源電流PIN8 VCCICC20mAMOSFET柵極驅(qū)動PIN7 OUTPUT-0.318V電壓反應(yīng) PIN2 VSENSE-0.74V輸入端電壓檢測PIN3 VIN-0.318

4、VSD輸入PIN4 SD-0.318V功耗 TA25PD526mW最高結(jié)溫TJMAX125工作溫度TSTG-65150結(jié)到環(huán)境的熱阻JA160/W防靜電等級2000V閂鎖測試±100mA6.0 電氣特性VCC=12V -40至857.0 典型性能特性8.0 功能框圖9.0 工作原理iW1710采用了專有的初級側(cè)控制技術(shù)，去除了光耦反應(yīng)和傳統(tǒng)設(shè)計所需的二次調(diào)節(jié)電路的數(shù)字控制器。使AC / DC適配器的低本錢得以降低。在高負(fù)載時iW1710采用臨界連續(xù)導(dǎo)電模式CDCM和脈沖寬度調(diào)制PWM模式，在輕負(fù)載時切換到脈沖頻率調(diào)制PFM模式，使功耗降至最低，以滿足EPA2.0標(biāo)準(zhǔn)。此外，iWatt

5、公司的數(shù)字化控制技術(shù)，實現(xiàn)了快速的動態(tài)響應(yīng)，嚴(yán)格的輸出調(diào)節(jié)，以及初級側(cè)控制，多項保護(hù)電路功能。參照圖8.1中，基于所述線路電壓和輸出電壓的反應(yīng)信號，數(shù)字邏輯模塊產(chǎn)生的導(dǎo)通和關(guān)斷的信號控制開關(guān)，并以此來動態(tài)地控制外部MOSFET的電流。系統(tǒng)環(huán)路通過數(shù)字誤差放大器內(nèi)部補(bǔ)償。充足系統(tǒng)的相位和增益裕度是由設(shè)計保證，且不需要外部模擬組件的環(huán)路補(bǔ)償。iW1710采用了先進(jìn)的數(shù)字化 控制算法，以減少系統(tǒng)設(shè)計時間，提高可靠性。此外，iW1710能精確控制的次級電流，且無需任何次級側(cè)檢測電路。內(nèi)置的保護(hù)功能包括過壓保護(hù)OVP，輸出短路保護(hù)SCP和軟啟動，交流線路欠壓保護(hù)，過電流保護(hù)，和ISENSE故障保護(hù)。如果

6、它檢測到它的任何檢測引腳被翻開或短路也iW1710自動關(guān)閉。iWatt公司的數(shù)字化控制方案，專為滿足電源轉(zhuǎn)換設(shè)計所面臨的挑戰(zhàn)和權(quán)衡。這項創(chuàng)新技術(shù)非常適用于新法規(guī)對于節(jié)能模式要求的實用設(shè)計，如最低的本錢，最小的尺寸和性能最高的輸出控制。9.1 引腳說明PIN2 VSENSE從輔助繞組感應(yīng)信號輸入。用于調(diào)節(jié)次級輸出電壓的反應(yīng)電路。Pin3 VIN通過分壓電阻從整流線路獲取輸入端電壓信號，用于輸入欠壓和過壓保護(hù)。及在啟動時給IC供電。Pin4 SD外部關(guān)斷控制。如果不使用關(guān)斷控制，該引腳通過一個電阻連接到GND。詳見10.16Pin5 GND地Pin6 ISENSE初級電流檢測。用于周期峰值電流循環(huán)

7、的控制。Pin7 OUTPUTMOSFET柵極外部開關(guān)驅(qū)動。Pin8 VCCIC電源，當(dāng)電壓到12V時IC啟動，低于6V時IC關(guān)機(jī)。去耦電容應(yīng)連接在VCC和GND。9.2 開機(jī)在啟動之前VIN引腳可通過VIN和VCC之間的二極管給VCC電容充電見圖8.1。當(dāng)VCC完成充電且電壓高于啟動閾值時VCCST，激活邏輯控制，翻開VIN的ENABLE開關(guān)以及數(shù)模轉(zhuǎn)換器，檢測輸入電壓。一旦VIN引腳的電壓高于VINSTLOW，iW1710啟用軟啟動功能。一種在啟動狀態(tài)的自適應(yīng)的軟啟動控制算法。在啟動時，初始輸出脈沖將從小逐漸變大，直至完全脈沖寬度。峰值電流的限制由電流峰值比擬器(IPEAK)逐周期檢測控制

8、。如果在任何時間VCC電壓低于VCCUVL閾值，那么所有的數(shù)字邏輯復(fù)位。此時的VIN開關(guān)關(guān)斷，使得VCC電容可以充電,重新到達(dá)啟動閾值。9.3 了解主反應(yīng)圖9.2顯示了一個簡化的反激式轉(zhuǎn)換器。當(dāng)開關(guān)Q1導(dǎo)通(TON)，能量Egt被存儲在電感LM中.整流二極管D1被反向偏置，電流IO通過次級電容CO給負(fù)載供電。當(dāng)Q1斷開時，D1導(dǎo)通，存儲的能量Egt傳遞到輸出端。為了精準(zhǔn)地調(diào)節(jié)輸出電壓，需要非常精確檢測到輸出電壓和負(fù)載電流。在DCM模式的反激轉(zhuǎn)換器中，該信息可以通過輔助繞組來獲取。在Q1導(dǎo)通期間，負(fù)載電流由輸出濾波電容器CO供應(yīng)。假設(shè)Q1兩端的電壓降為零，LM兩端的電壓VGt以及Q1的電流的上升

9、斜率為：在導(dǎo)通時間結(jié)束時，電流上升到：該電流的儲能量：當(dāng)Q1截止，LM中的IGT強(qiáng)制反轉(zhuǎn)所有繞組的極性。忽略在關(guān)斷的瞬間所造成的漏感LK，初級電流轉(zhuǎn)移到次級處的峰值幅度：假設(shè)次級繞組為主繞組，輔助繞組為副繞組：輔助電壓由下式給出：圖9.3反映了輸出電壓。在負(fù)載上的電壓不同于二極管壓降和IR損耗的次級電壓。二極管壓降電流的函數(shù)，因為是IR損耗。因此，如果次級電壓總是讀在一個恒定的次級電流，輸出電壓和次級電壓之間的差值將是一個固定的V。此外，如果電壓可以當(dāng)二次電流較小讀取;例如，在輔助波形的拐點見圖9.3，那么V也將是小的。與iW1710，V可以忽略。iW1710實時波形分析器讀取輔助回路的周期波

10、形的一局部，產(chǎn)生一個反應(yīng)電壓VFB。該VFB信號精確地表示輸出電壓，并用于調(diào)節(jié)輸出電壓。9.4 恒壓模式經(jīng)過軟啟動之后，數(shù)字控制模塊測量到輸出條件。它確定輸出功率電平，根據(jù)負(fù)載調(diào)整控制系統(tǒng)。如果這是在正常范圍內(nèi)，器件工作在恒壓CV模式，并改變脈沖寬度TON和關(guān)閉時間TOFF，以滿足輸出電壓調(diào)節(jié)的要求。根據(jù)不同的線路和負(fù)載條件，在此模式下的PWM開關(guān)頻率為30 kHz和130 kHz之間的。如果檢測到VSENSE上的電壓小于0.2 V，那么判定變壓器的輔助繞組可能是開路或短路，iW1710將關(guān)閉。9.5 瞬態(tài)動態(tài)負(fù)載有三種情況構(gòu)成在負(fù)載瞬態(tài)期間的電壓下降。VDROP電纜電壓的下降是由于電流會通過

11、增加的連接器或電纜。影響負(fù)載瞬態(tài)電壓下降的第二成分為VDROP。VSENSE的信號能夠顯示輸出電壓的顯著下降。這是由值Vmin，或檢測到負(fù)載瞬態(tài)的參考電壓決定。Vmin越小這個電壓就越小。請記住，較小的Vmin比一個較大的Vmin使VSENSE容易受噪音干擾和失真。在電壓的最終壓降是由于從當(dāng)VSENSE下降值V min出現(xiàn)的下一個VSENSE的信號時的時間。在最壞的情況下，這是多少電壓期間最長的切換期間下降。在這種情況下，較大的輸出電容大大減小了VDROPIC的。當(dāng)iW1710檢測到的輸出電壓比額定輸出電壓更高時，就增大開關(guān)周期從而降低輸出電壓。TPERIODCLAMP指的是從高于額定輸出電壓

12、到檢測到iW1710切換至額定輸出電壓的時間?？焖俚呢?fù)載變化時，輸出電壓可能沒有及時調(diào)整。因此，對于這種情況下，當(dāng)電源變?yōu)閺目蛰d到重負(fù)載之前輸出電壓穩(wěn)定TPERIODCLAMP替代TPERIODPFM 在公式9.8。9.6 諧振開關(guān)模式為了降低MOSFET的開關(guān)損耗和EMI，IOUT為50以上時iW1710采用諧振開關(guān)模式。在諧振開關(guān)模式，MOSFET開關(guān)的導(dǎo)通點處于穿過漏極和MOSFET的源極諧振電壓的最低點參見圖9.4。開關(guān)在VDS最低時，開關(guān)損失將處于最小。以最低的VDS翻開MOSFET產(chǎn)生最低的dv / dt，而諧振開關(guān)模式也可減少電磁干擾。限制開關(guān)頻率范圍，當(dāng)開關(guān)頻率變得過高iW17

13、10可能跳過谷部見于圖9.4的第一個循環(huán)。iW1710在恒流模式時處于諧振開關(guān)模式。因此，在恒流模式時EMI和開關(guān)損耗仍然是最小的。這個功能是優(yōu)于僅在恒壓模式期間支持諧振開關(guān)模式的其他準(zhǔn)諧振技術(shù)。對于如充電器等主要工作在CC模式電源是有益的。9.7 恒流模式對在恒流模式CC模式在電池充電應(yīng)用是有用的。在這種模式下，iW1710將保持輸出電流的恒定，而不管輸出電壓，同時避開了連續(xù)傳導(dǎo)模式。iW1710通過主電流檢測間接地檢測負(fù)載電流以保持恒流。初級電流由ISENSE引腳通過從MOSFET的源極接地的電阻器進(jìn)行檢測。9.8 輕載時工作在PFM模式負(fù)載電流大于10時W1710工作在固定頻率的PWM模

14、式和斷續(xù)模式。當(dāng)負(fù)載電流減小時，導(dǎo)通時間tON也將減小。當(dāng)負(fù)載電流下降到10以下時，控制器轉(zhuǎn)換到脈沖頻率調(diào)制PFM模式。然后，導(dǎo)通時間由線電壓進(jìn)行調(diào)制，并在關(guān)斷時間由負(fù)載電流調(diào)制。負(fù)載電流增大時設(shè)備會自動返回到PWM模式下的。9.9 變頻運(yùn)行在每個開關(guān)周期，都會檢測VSENSE的下降。如果沒有檢測到VSENSE的下降沿，關(guān)斷時間將延長，直到VSENSE的下降沿被檢測到。允許的最大變壓器復(fù)位時間為120微秒。當(dāng)變壓器復(fù)位時間到達(dá)最大值復(fù)位時，iW1710立即關(guān)閉。9.10 內(nèi)部回路補(bǔ)償iW1710集成了一個內(nèi)部數(shù)字誤差放大器，對外部環(huán)路補(bǔ)償沒有要求。在一個典型的電源設(shè)計中，環(huán)路穩(wěn)定性有保證，以提

15、供至少45°的相位裕量和-20dB增益裕量。9.11電壓保護(hù)功能iW1710包括防止輸入欠壓UV和過壓輸出功能OVP。輸入電壓是由VIN引腳監(jiān)測，輸出電壓由VSENSE引腳監(jiān)測。如果在這些引腳上的電壓超過各自的欠壓或過壓閾值的iW1710立即關(guān)閉。然而，IC仍偏向釋放VCC電源。一旦VCC低于UVLO閾值時，控制器復(fù)位，然后啟動一個新的軟啟動周期?？刂破骼^續(xù)嘗試啟動，直到故障排除為止。9.12 PCL，OC和SRS保護(hù)峰值電流限制PCL，過流保護(hù)OCP和檢測電阻短路保護(hù)SRSP是內(nèi)置入iW1710特征。iW1710的ISENSE引腳能夠監(jiān)視初級峰值電流。逐周期進(jìn)行峰值電流的控制和限制

16、。當(dāng)檢測到初級峰值電流乘以ISENSE檢測電阻大于1.1 V時，IC將立即關(guān)閉柵極驅(qū)動器，直到下一個周期。在下一周期中輸出驅(qū)動器將發(fā)出轉(zhuǎn)換脈沖，開關(guān)脈沖將繼續(xù)，如果未到達(dá)所述OCP閾值，開關(guān)脈沖將關(guān)閉。如果ISENSE檢測電阻短路，沒有檢測到過電流情況會有潛在的危險。因此，IC被設(shè)計成檢測到檢測電阻短路后，保護(hù)功能立即被啟動，關(guān)斷開關(guān)。將VCC的電量釋放掉，一旦VCC低于UVLO閾值時，控制器復(fù)位，然后啟動一個新的軟啟動周期?？刂破骼^續(xù)嘗試啟動，但不完全的啟動，直到故障被去除。9.13關(guān)閉iW1710關(guān)機(jī)SD引腳提供的保護(hù)功能：防止過熱OTP和額外的過壓保護(hù)OVP。iW1710會在監(jiān)測過熱故障

17、和過壓故障間切換。iW1710SD引腳連接一電流并流過NTC檢測電阻，通過檢查引腳上的電壓以確定過熱情況。每周期都對SD引腳進(jìn)行過溫保護(hù)和過熱保護(hù)檢測，如在圖9.6示出SD引腳連接一個連接到地的電阻RSD到芯片內(nèi)部來進(jìn)行過電壓監(jiān)測。10 設(shè)計實例10.1設(shè)計流程本實例給出了iW1710反激式轉(zhuǎn)換的設(shè)計過程。參見圖12.1的應(yīng)用電路。此適配器的設(shè)計目標(biāo)如表10.1。符合UL，IEC，和CEC的要求。確定設(shè)計規(guī)格Vout,Iout_max ,Vin_m ax,Vin_min,line,Ripple specification紋波標(biāo)準(zhǔn)確定產(chǎn)品型號 確定RVIN電阻確定匝數(shù)比確定VIN導(dǎo)通時間確定勵磁

18、電感確定初級匝數(shù) 確定次級匝數(shù)確定輔助繞組和Vcc電容確定Vsense的電阻繞制變壓器確定電流檢測電阻確定輸入電容確定輸出電容確定緩沖網(wǎng)絡(luò)確定電流檢測濾波器完成參數(shù)符號范圍輸入電壓VIN85265V頻率fin47-64Hz待機(jī)功耗PIN100mW輸出電壓VOUT12V輸出電流IOUT1.2A輸出紋波電壓VRIPPLE100mV輸出功率POUT15W效率80%10.2確定產(chǎn)品型號根據(jù)設(shè)計標(biāo)準(zhǔn)，選擇最適合的局部的設(shè)計。有關(guān)選項的詳細(xì)信息，請參閱第14.0節(jié)。在下面的計算中，其中VFD的輸出二極管的正向電壓使用方程10.1為VOUT。在這個例子中，沒有電纜，所以VCableDrop為0 V，假設(shè)VF

19、D是0.5，VOUT為： VOUT=12V+0V+0.5V=12.5V10.3輸入選擇VIN電阻器進(jìn)行選擇，主要按比例降低輸入電壓的集成電路。在IC輸入電壓默認(rèn)比例因子為0.0043，該管腳的內(nèi)部阻抗ZIN25 K。因此，在VIN電阻應(yīng)等同于從方程10.2，理想RVIN應(yīng)為5.79 M，較低的RVIN值可以減小電源的啟動時間。RVIN的值會影響IC的VINTON的范圍。對于這個例子RVIN被選擇為5.1M因此請記住，改變RVIN其它阻值時，啟動的最小和最大輸入電壓也被改變。由于iW1710采用VIN來檢測輸入電壓，應(yīng)在輸入引腳VIN使用電容來過濾掉可能出現(xiàn)的信號噪聲。這對于在浪涌狀態(tài)下的線路尤

20、其重要。10.4匝數(shù)比在PFM模式下的變壓器最大主次級匝比由最小可檢測的復(fù)位時間來確定。TRESET(min)設(shè)定為1.5us在這個例子中匝比選擇設(shè)為6。記住在諧振模式中，較高匝比具有較低的VDS導(dǎo)通電壓，這意味著較少的開關(guān)導(dǎo)通功率損耗。還要考慮高匝比對對MOSFETVDS的電壓應(yīng)力增加的影響。以及低匝比對輸出二極管上的電壓應(yīng)力增加影響。10.5最大輸入伏秒值VINTON傳統(tǒng)的設(shè)計方式是，最大輸入伏秒值要滿足在滿負(fù)荷和最低輸入電壓條件。因此iW1710的VINTON要滿足公式10.6和10.7的約束TRES如圖10.2 VDS的諧振周期。TRES可估計為約2微秒為起點，然后調(diào)節(jié)電源被測試之后。

21、在滿足這兩個條件后VINTON最大可通過公式10.8確定VINDCmin是大容量電容的最小輸入電壓。為了防止在正常工作期間輸入欠壓檢測，VINDCmin應(yīng)高于輸入欠壓關(guān)斷限制進(jìn)行設(shè)定。假設(shè)TRES為2s，然后留一定的余量，我們在方程10.8設(shè)VINDCmin為79 V另外，為了保證足夠的余量值，通常是：由于我們計算的534 V·微秒為我們的VINTON，我們有足夠的余量。10.6 勵磁電感iW1710的一個特點是勵磁電感對CC曲線缺乏依賴。盡管恒定電流限制不依賴于勵磁電感，但勵磁電感對其仍有限制。電源的最大輸出功率需通過LM來調(diào)節(jié)。這由下式給出：X是變壓器的效率，在本例中我們假定它是

22、87。最小LM由最大初級峰值電流決定。 最大ISENSE電壓對應(yīng)VREG-TH。RIsense計算見10.11。因此，LM的下限為：在這個例子中，我們選擇LM為0.577 mH的。如果這些限制不給予LM足夠的寬度，增加VINTONMAX可提高對LM的上限。注意，不要超出上面VINTONMAX的限制。另外，請記住，如果VINTONMAX不滿足方程10.6和10.7，那么不滿足滿負(fù)荷和最低輸入電壓的條件限制，這些方程也見失效。10.7初級繞組為了保證變壓器飽和時，必須不能超過最大磁通密度。因此，最低初級繞組必須滿足BMAX是最大磁通密度，AE為磁場面積。從變壓器鐵芯數(shù)據(jù)，我們發(fā)現(xiàn)，在這個例子中BM

23、AX為300mT。AE是22.6平方毫米,對應(yīng)的磁芯規(guī)格為EE19在這個例子中，初級匝數(shù)選擇90。10.8 次級繞組從初級繞組的匝數(shù)，得到次級繞組。因此，在我們的例子：10.9 輔助繞組和VCC電容iW1710偏壓繞組提供的VCC應(yīng)低于16 V，確保正常工作期間VCC不超過16V設(shè)定VCC約為10 V選擇的NBIAS要接近這個數(shù)字，在這個例子中，我們選擇12圈。VCC電容CVCC在正常工作時給IC供電，并在啟動之前檢測其電壓以確保在啟動和運(yùn)行的電壓范圍。啟動時間是多快由此電容充電情況決定。10.10 VSENSE電阻和繞組輸出電壓調(diào)節(jié)主要由反應(yīng)信號VSENSE確定。在IC內(nèi)部，VSENSE比擬

24、參考電壓VSENSE標(biāo)稱值。其中，VSENSE標(biāo)稱值為1.538 V從這里我們可以找到需要的RBVsns和RTVsns的比例。在這個例子中，我們設(shè)置RTVsns為24k。假設(shè)VSENSE與VCC我們使用相同的繞組：此時已經(jīng)完成變壓器的設(shè)計，我們需驗證變壓器是否符合要求。10.11 電流檢測電阻Isense電阻決定電源的最大輸出電流。輸出電流的電源的情況。當(dāng)輸出的最大電流是時，在ISENSE引腳的電壓visense應(yīng)到達(dá)最大。因此，在恒定電流時在此方程中帶入10.20iw1710的 KC是0.5伏，因此RIsense取決于最大輸出電流從表10.1給出了輸出電流為1.2，因此，RIsense是我們

25、建議RIsense使用±1%公差的電阻10.12 輸入大電容輸入大電容，CBULK需要保持在電壓下降是依然有足夠的輸入功率保持恒定的輸出功率。因此CBULK必須是：VINACMIN是輸入到電源的最小輸入電壓有效值，F(xiàn)LINE是最低電源頻率47赫茲。 VINDCmin由方程10.9計算。10.13 輸出電容輸出電容影響電源的穩(wěn)態(tài)紋波和動態(tài)響應(yīng)假設(shè)一個理想的電容器的ESR等效串聯(lián)電阻和ESL等效串聯(lián)電感可以忽略不計，然后：輸出電容器給負(fù)載供電時，次級電流輸出 ISEC(pk)為保持輸出電壓紋波為100 mV在這種計算中ESR和ESL被忽略；但計算仍然有效，因為在電源的輸出端有第

26、二級LC濾波器，這兩個組件能減少ESR和ESL的波紋；然而現(xiàn)實中紋波會比計算稍高。假設(shè)負(fù)載從空載到輸出電流高。然后從9.5節(jié)，方程9.8我們發(fā)現(xiàn)輸出電容Cout動態(tài)和VdropIC之間的關(guān)系然后解決VdropIC從圖9.4，在VDynamic(DROP) 是允許的最大電壓降為設(shè)計過程中的動態(tài)響應(yīng)，VDROP(Cable)是由于電纜電阻的電壓降，并VDROP(sense)是在電壓下降到之前的信號是足夠低的注冊動態(tài)響應(yīng)。在TP(No load)是無負(fù)載條件下的最大的周期，通過公式10.30：假設(shè)電源效率在無負(fù)載無負(fù)載是50%，在瞬態(tài)負(fù)載從空載到50%負(fù)載，我想讓VOUTPCB的下降不超過1 V。C

27、OUT(Dynamic)應(yīng)為由于沒有電纜，VDROP(cable)為0V 帶入方程10.19在COUT(Dynamic)和COUT(Steady State)之間選擇較大的電容值。在此為680F10.14 緩沖網(wǎng)絡(luò)緩沖網(wǎng)絡(luò)的作用是MOSFET開關(guān)其間減少電壓應(yīng)力。我們的目標(biāo)是消除變壓器的漏感能量。保守的設(shè)計是假設(shè)的漏感能量只通過緩沖消耗。因此，LLK可以從變壓器測得，VDS是MOSFET兩端的電壓。VsnubPK和VsnubVal是緩沖電容器兩端的電壓。選擇一個Csnub，CsnubY越小在MOSFET上的電壓應(yīng)力越大。然而，電容越大越昂貴。在滿足VsnubPK和VsnubVal標(biāo)準(zhǔn)的根底上選

28、擇Csnub?，F(xiàn)在需要一個電阻來消耗在柵極驅(qū)動器導(dǎo)通期間的VsnubPK至VsnubVal間的能量。這個電阻消耗了：利用公式10.32解決Rsnub。這里給予CSNUB和RSNUB保守的估值。包含二極管和串聯(lián)電阻的緩沖網(wǎng)絡(luò)中。當(dāng)MOSFET關(guān)閉時二極管將電流緩沖到電容器；在MOSFET重新翻開后有反向電流流過二極管。反向電流的發(fā)生是因為在二極管從正偏到反偏的瞬間二極管仍處于導(dǎo)通狀態(tài)。這種扭曲的下降沿信號會通過VSENSE影響到IC的工作狀態(tài)。因此，與二極管串聯(lián)的電阻能在MOSFET重新翻開后減少流過二極管的反向電流。10.15 消除Ton延時iw1710還包含一個功能，允許調(diào)整高壓線和低壓線路

29、的恒定電流曲線的匹配。高壓線和低壓線路的不匹配是由于IC的傳輸延遲，驅(qū)動導(dǎo)通延遲，及MOSFET的導(dǎo)通延遲造成的。MOSFET柵極電阻會進(jìn)一步增加驅(qū)動導(dǎo)通延遲。 iW1710通過對這些因素的計算來靈活的調(diào)整對延遲的補(bǔ)償。RDly和CDly提供額外的延遲補(bǔ)償。確定RDly和CDly的數(shù)值應(yīng)遵循這些步驟：1.無濾波元件限制測量高壓線和低壓線路的恒定電流之間的差異。2.從圖11.1找到這種差異的最正確匹配曲線。3.找到匹配電源的LM和tRC4.從10.33找到RDly和CDly的方程10.16 SD保護(hù)SD引腳可配置的保護(hù)提供三種不同的類型：過熱保護(hù)、過壓保護(hù)、過熱和過壓保護(hù)。圖10.3顯示了三種配置和沒有OTP及過壓保護(hù)的情況。僅過熱保護(hù)圖10.3a iW1710通過檢測流過SD引腳的