通信原理第10章課件信源編碼(第7版)

1、 信 源 編 碼第10章 本章內容: 第10章 信源編碼 抽樣 低通信號和帶通信號量化 標量（均勻/非均勻）和矢量脈沖編碼調制 PCM、 DPCM 、ADPCM 增量調制 M時分復用 TDM、準同步數字體系（PDH）壓縮編碼 語音、圖像和數字數據 引 言10.1 n為什么要數字化？ 壓縮編碼； 模/數轉換n信源編碼的作用： 波形編碼和參量編碼nA/D轉換（數字化編碼）的技術： A/D 數字方式傳輸 D/An模擬信號數字化傳輸的三個環(huán)節(jié)： “抽樣、量化 和 編碼”n波形編碼的三個步驟： PCM、DPCM、 Mn波形編碼的常用方法： 模擬信號de抽樣10.2 模擬信號數字化和時分多路復用的理論基礎

2、 最高頻率小于 fH 的模擬信號m(t) 可由其等間隔的 抽樣值唯一確定，Ts 或 fs 應滿足：10.2.1 低通模擬信號的抽樣定理n定理：n證明：設單位沖激序列： 其周期T = 抽樣間隔Ts( )TntTnt1(1)TnfnTTf( )( )() (ssTsnm ttm nnm tTtT( )( )( )sTM fffM1( )()nssfM ffnT 抽樣過程可看作是 m(t ) 與 T(t) 的相乘。因此 ，理想抽樣信號為： 其頻譜為： 1/Tsn=0 理想抽樣過程的和： fs 2fH 因此，抽樣速率 必須滿足： fsfH這就從 頻域角度 證明了 低通抽樣定理。若 fs1） fH =

3、3B(n=3,k=0) fs = 2B 3fsfHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3Bf0Bf|M(f)|2fH = 2(3+k)BfHfL-fL-fH(b) fH = nB+kB（0k0，C1 = 1（正）（正）（2）段落碼：）段落碼： C2 C3 C4 解解例IW1IW2IW3IW4IW5IW6IW7起始 1024 V8 =641270 Iw1128， Is Iw1 ， c21 Iw2512， Is Iw2 ， c31 Iw31024， Is Iw3 ，c41c2 c3 c4111 （第（第段）段）（3）段內碼：）段內碼：Iw4 =1024+864=1536，IsIw4 ， C5=0

4、 Iw5 =1024+464=1280，IsIw6 ， C7=1Iw7 =1024+364=1216，IsIw7 ， C8=1PCM碼組 C1 C8 1 111 0011量化值量化值在第8段落的第3間隔，等于1216（量化單位）。編碼量化誤差編碼量化誤差：1270 1216 = 54（量化單位）。若用自然二進制碼表示此折疊二進制碼所代表的量化值（1216），需要11位二進制數（10011000000）。例：抽樣值例：抽樣值為為-95的的PCM編碼？編碼？（1 1）設碼組為）設碼組為C C1 1C C2 2C C3 3C C4 4C C5 5C C6 6C C7 7C C8 8 ，I Is s=

5、-950 C=-950 C1 1=0=0 I Is s=95128 C=9532 C=9532 C3 3=1 =1 I Is s=9564 C=9564 C4 4=1 , =1 , 可知抽樣值位于第可知抽樣值位于第4 4段。段。 I Iw w=64+8=64+84=96 I4=96 Is sIIIw w C C6 6=1=1 I Iw w=64+6=64+64=88 I4=88 Is sIIw w C C7 7=1 =1 I Iw w=64+7=64+74=92 I4=92 Is sIIw w C C8 8=1 =1 (2) I (2) Is s位于第位于第4 4段第段第7 7個量化區(qū)間，即等

6、于個量化區(qū)間，即等于 9292（量化單位），（量化單位），輸輸出碼組：出碼組：00110111，十一位二進制：，十一位二進制：10111001011100。 ( (3) 3) 編碼量化誤差：編碼量化誤差：=92-94=2個量化單位。個量化單位。 它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同，不同的是： 增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的 7/12 位碼 變換電路。n 譯 碼 把 PCM 信號 相應的 PAM 樣值信號，即 D/A 變換。A律13折線譯碼器原理框圖各部分功能：7/12變換電路: : 將7位非線性碼轉變?yōu)?2位線性碼。 目的：增加一個Vi /2恒流電流，人為地補上半個量化級， 使最大

7、量化誤差不超過Vi /2 , 從而改善量化信噪比。串/并變換記憶電路 ：將串行 碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來。極性控制：根據收到的極性碼 C1來控制譯碼后PAM信號的極性。編碼器中 7/11寄存讀出電路：將輸入的串行碼在存儲器中寄存起來, 待全部接收后再一起讀出 , 送入解碼網絡。實質上是進行 串/并 變換。12位線性解碼電路 ：由恒流源和電阻網絡組成,與編碼器中解碼網絡類同。它是在寄存讀出電路的控制下,輸出相應的 PAM信號。 解例1270由上例可知，由上例可知，編碼電平 ：IC=1216因此，譯碼電平：= IC =1248 編碼后誤差: ( Is - IC) = 54 譯碼后誤差 : : |

8、Is- ID | = 22 n PCM 信號的比特率和帶寬BbsRfNBR傳輸帶寬: 若采用非歸零矩形脈沖傳輸時，譜零點帶寬為例如: 一路模擬話路帶寬為 B=4 kHz一路數字電話帶寬為問題：PCM信號占用的頻帶 比 標準話路帶寬要 寬很多倍。B=80008 = 64 kHz如何解決？10.5.4 PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM 系 統(tǒng) 輸 出：( )( )( )( )qam tm tn tn tn 兩種噪聲：產生機理不同相互獨立+ 信號成分( So ) 加性噪聲( Sa ) 量化噪聲(Sq)2o2( )( )qqSE m tNE ntn 性能指標：2o2aa( )( )SE m tNE nt2

9、o22oa( )( )( )qSE m tNE n tE n t抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能總輸出信噪比含義：當低通信號最高頻率 fH 給定時, PCM系統(tǒng)的輸出信號量噪比隨系統(tǒng)的帶寬 B 按指數規(guī)律增長。H2o22/22( )22( )NqfqBSE m tMNE nt抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能222(1)o2aa( )1/2=( )4NeeSE m tMPNE ntPPCM系統(tǒng)最小帶寬HBNf帶寬與信噪比互換22oo222oaa/( )2( )( )1/1 4 2NqNqqeSNSE m tNE n tE n tNNPOO2a,2NqSNNN若則OOa1,4qeSNNNP若則假設條件：自

10、然碼、均勻量化、輸入信號為均勻分布。 總輸出信噪比 差分脈沖編碼調制10.6 Differential PCM, DPCM PCM的改進型，是一種預測編碼方法 預測編碼簡介n 問題引出 PCM 需用 64kb/s 的比特率傳輸 1 路 數字電話信號，這意味 ，其占用頻帶 比 1路模擬標準話路帶寬(4 kHz)要 寬很多倍。n 解決思路 究其根源：PCM 是對每個樣值獨立地編碼，與其他樣值無關。 因此，降低 編碼信號的比特率、壓縮信號的傳輸頻帶是 語音編碼技術追求的目標 。 信號抽樣值的取值范圍較大 從而導致數字化信號的比特率高， 占用帶寬大。 需要較多的編碼位數 n 方法之一 預測編碼n 線性

11、預測 利用前面幾個抽樣值的 線性組合 來預測當前時刻的樣值。 若僅用前面 一個抽樣值 預測當前的樣值，即為DPCM。 對相鄰樣值的差值進行編碼n 線性預測編碼/譯碼原理框圖表明：預測值mk 是前面p個帶有量化誤差的抽樣信號值的加權和。 p - 預測階數 ai - 預測系數當 時 DPCM p = 1 a1 =110.6.1 差分脈沖編碼調制(DPCM)原理與性能當 p = 1，a1 = 1，則有mk = mk-1* ， 表示只將前 一個抽樣值 DPCM：對相鄰樣值的差值進行編碼。當做預測值。預測器預測器n DPCM原理假定量化誤差為零，ek = rk ，kkkkkkkkkmmmmmemrm*n

12、 DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為： kkkreqDPCM系統(tǒng)的信號量噪比： 2= okSE m為信號平均功率；2= ekSE e為預測誤差（量化器輸入）的平均功率；/eqSN是把預測誤差作為輸入信號時的信號量噪比；差分處理增益 約為611dB DPSK22NG ADPCM是為了改善 DPCM 的性能，而將自適應技術引入到量化和預測過程。其主要特點： 用自適應量化取代固定量化。自適應量化 指量化臺階隨信號的變化而變化 ，使量化誤差減小。 用自適應預測取代固定預測。自適應預測 指預測系數可隨信號的統(tǒng)計特性而自適應調整 ，提高預測信號的精度 。 通過這二點改進 ，可大大提高輸出信噪

13、比和 編碼動態(tài)范圍 。 n 自適應差分脈碼調制（ADPCM ，Adaptive DPCM) ADPCM 能以32 kb/s的比特率達到 64 kb/s 的 PCM 數字電話質量。極大地節(jié)省了傳輸帶寬，使經濟性和有效性顯著提高。 增量調制( (M&DM) )10.7 一種最簡單的 DPCM10.7.1 增量調制(M) 原理引言即對預測誤差進行1位編碼量化電平數取 2 n 增量調制原理框圖n 增量調制波形圖 如何選擇 和 fs max( )sdm tfdtskft10.7.2 增量調制系統(tǒng)中的量化噪聲 n譯碼器的最大跟蹤斜率：n不過載條件：ufs ：對減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此

14、，對于語音信號而言， 的抽樣頻率在。u ： 有利于減小，但一般增大。 原因：M 的量化臺階是固定的，難以使兩者都不超過要求。 解決：采用M，使量化臺階隨信號的變化而變化。為了和 ，應合理選擇 和 fs ！ssMPCMff時，編碼1010101010時，編碼1010101010= /2u起始編碼電平起始編碼電平 Aminn編碼范圍：可見，當跟蹤斜率一定時，允許的信號幅度隨信號頻率k的增加而減小，這將導致語音的信號量噪比下降。即u最大編碼電平最大編碼電平 Amaxu 信號最大功率：信號最大功率：由可得n信號量噪比假定不過載，u 量化噪聲功率量化噪聲功率： e(t) = m (t) - m(t)e(

15、t)e(t) 是低通濾波的量化噪聲， m (t) 是譯碼積分器輸出波形；變化區(qū)間為(- , + ) 。設e(t)隨時間在此區(qū)間內均勻分布，其概率分布密度：1( ),2f ee e(t)的平均功率：321)()(2222deedeefeteE假設該功率的頻譜均勻分布在從0到 fs 之間，即其功率譜密度P(f)近似為：ssffffP0,3)(2則基本量化噪聲通過截止頻率為fm 的低通濾波器，其功率為：，此量化噪聲功率 Nq 只與量化臺階 及 fm / fs 有關，而 與輸入信號大小無關。 ，最大信號量噪比與抽樣頻率fs 的成正比，而與信號頻率fk 的成反比。提高fs 能顯著增大的量噪比。 增量調制

16、系統(tǒng)用于對增量調制系統(tǒng)用于對時，時，要求要求達到達到幾十幾十kb/s以上，語音質量不如以上，語音質量不如系統(tǒng)系統(tǒng)。為了提高為了提高增量調制的質量和降低編碼速率，出現一些增量調制的質量和降低編碼速率，出現一些改進方案，例如改進方案，例如“增量總和增量總和( - )”調制、壓擴式自適應增量調制、壓擴式自適應增量調制調制等。等。 時分復用 (TDM)10.8 Time Division Multiplexingm i (t)低通低通1低通低通2低通低通N信道信道低通低通 1低通低通 2 低通低通 N同步旋轉開關同步旋轉開關m1 (t)m2 (t)m2(t)m1(t)mN (t)mN(t)基本概念m1

17、(t)m2(t)Ts/NTs +Ts/N時隙12Ts+Ts/N3Ts+Ts/NTs2Ts3Ts4TsTs2Ts3Ts4Tsm1(t) m2(t) TDM的主要優(yōu)點：對于通信系統(tǒng)，ITU制定了（）的建議:準同步數字體系兩種體系的、和如表所示：nE 體系結構圖：偶幀TS0奇幀TS0nPCM一次群的幀結構：隨路信令 :PCM語音信號的：fs = 8000 Hz共含 比特32582 6 ， PCM一次群的比特率： 2561252.048Mb/sbR Ts = 125 s比特率 作業(yè) 矢量量化10.9 n 矢量量化n 標量量化m(kTS )x = (x1, x2, , xn)Rn qiqi = (qi1

18、, qi2, , qin)1iK 1iM u 若對這些量化矢量qi 進行 編號，則用 就足以表示這 K個量化矢量的編號。u 即傳輸n個抽樣值需要比特，故定義等于： R = (log2 K) / n 比特/抽樣值 設有一個設有一個對語音信號抽樣值量化。語音信號的對語音信號抽樣值量化。語音信號的fs=8 kb/s，量化器將量化空間劃分為，量化器將量化空間劃分為k=256個個，用，用n=8維維矢量對抽樣量化。求該矢量量化器的矢量對抽樣量化。求該矢量量化器的和編碼信號和編碼信號傳輸速率傳輸速率。解解例例R = (log2 K) / n=（log2 256）/ 8 = 1 比特比特/抽樣值抽樣值傳輸速率

19、傳輸速率 = fs R = 8000 1 = 8000 比特比特/秒秒u qi 稱為碼片。u qi = (qi1, qi2, , qin) 通常稱為碼字 或 碼矢。u設計原則：按照的原則， 劃分區(qū)域Ri和選擇量化值qi。n 矢量量化器的最佳設計非均勻劃分有利于減小統(tǒng)計平均值 。D = E d (x, qi)n 矢量量化器的量化誤差1)平方失真測度：2)絕對誤差失真測度：21( ,)x qnijijjdxq1( ,)x qnijijjdxq設計矢量量化器de關鍵是設計使失真測度統(tǒng)計平均值D 最小的碼書。n 矢量量化系統(tǒng)原理方框圖在編碼端，n維輸入信號矢量 x與碼書中的各個碼字比較，找到失真最 小

20、的碼字qi；然后將其編號i（經過編碼）傳輸到譯碼端。在譯碼端，收到i（的編碼）后，經過譯碼得到 i 的值，再從碼書中尋 找到 x 的量化矢量qi。顯然，矢量量化是一種有損壓縮編碼，但它的壓縮性能比標量量化的好。 語音壓縮編碼10.10n 分類n 要求保持語音波形不變，或使波形失真盡量小保持語音的可懂度和清晰度盡量高保持語音的可懂度和清晰度盡量高有損 語音參量編碼n 發(fā)音器官和發(fā)音原理次聲門系統(tǒng)聲門聲道發(fā)音器官包括肺/支氣管/氣管，是產生語音的能量來源。包括咽腔/鼻腔/口腔及其附屬器官（舌/唇/齒等）。指喉部兩側的及聲帶間的區(qū)域。次聲門聲門周期周期次聲門基音的諧波u從聲門來的氣流，通過從口和鼻送

21、出。聲道相當一個空腔，類似電路中的濾波器，它使聲音通過時波形和強度都受到影響。聲道相當一個時變線性濾波器。n 語音參量及其提取方法語音輸出語音輸出語音產生模型u由于人的說話速率不高，可假設在很短的(如20 ms)時間間隔內，上述參量都是不變的。u 在發(fā)送端，在每一短時間間隔（如20 ms）內，從語音中提取出上述五個參量加以編碼，然后傳輸u 在接收端，對接收信號解碼后，用這五個參量就可以按照上圖的模型恢復原語音信號。u 按照這一原理對語音信號編碼，由于利用了語音產生模型慢變化的特性，。典型的編碼速率可以達到2.4 kb/s。這種通常稱為聲碼器。綜上所述，方法。n 參量編碼缺點聲音質量較差，通常不

22、能滿足公用通信網的要求。原因主要是送入時變線性濾波器的激勵過于簡單化：簡單地將語音分為濁、清兩類，忽略了濁音和清音之間的過渡音（見圖）；以及濁音時在20ms內的激勵脈沖波形和周期不變，清音時的隨機噪聲也不變。主要是改進線性濾波器的激勵。 語音混合編碼既采用了語音參量又包括了部分語音波形信息的編碼。n 改進途徑混合編碼除了采用時變線性濾波器作為其核心外，還在激勵源中加入了語音波形的某種信息，從而改進其合成語音的質量。n 混合編碼方案在海事衛(wèi)星系統(tǒng)中采用的9.6 kb/s編碼速率的多脈沖激勵線性預測編碼(MPE-LPC)；在第二代蜂窩網GSM標準中采用的13 kb/s編碼速率的規(guī)則脈沖激勵-長時預測-線性預測編碼 (RPE-LTP-LPC)；在美國聯邦標準FS1016中采用的4.8 kb/s編碼速率的碼激勵線性預測(CELP)；在ITU-T標準G.728中采用的16 kb/s編碼速率的低時延碼激勵線性預測(LD-CELP)；在ITU-T標準G723.1中和第三代移動通信系統(tǒng)TD-SCDMA中采用的代數碼書激勵線性預測(ACELP)等等。 圖像壓縮