通信原理第10章課件信源編碼(第7版)

1、 信 源 編 碼第10章 本章內(nèi)容: 第10章 信源編碼 抽樣 低通信號和帶通信號量化 標(biāo)量（均勻/非均勻）和矢量脈沖編碼調(diào)制 PCM、 DPCM 、ADPCM 增量調(diào)制 M時(shí)分復(fù)用 TDM、準(zhǔn)同步數(shù)字體系（PDH）壓縮編碼 語音、圖像和數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù) 引 言10.1 n為什么要數(shù)字化？ 壓縮編碼； 模/數(shù)轉(zhuǎn)換n信源編碼的作用： 波形編碼和參量編碼nA/D轉(zhuǎn)換（數(shù)字化編碼）的技術(shù)： A/D 數(shù)字方式傳輸 D/An模擬信號數(shù)字化傳輸?shù)娜齻€(gè)環(huán)節(jié)： “抽樣、量化 和 編碼”n波形編碼的三個(gè)步驟： PCM、DPCM、 Mn波形編碼的常用方法： 模擬信號de抽樣10.2 模擬信號數(shù)字化和時(shí)分多路復(fù)用的理論基礎(chǔ)

2、 最高頻率小于 fH 的模擬信號m(t) 可由其等間隔的 抽樣值唯一確定，Ts 或 fs 應(yīng)滿足：10.2.1 低通模擬信號的抽樣定理n定理：n證明：設(shè)單位沖激序列： 其周期T = 抽樣間隔Ts( )TntTnt1(1)TnfnTTf( )( )() (ssTsnm ttm nnm tTtT( )( )( )sTM fffM1( )()nssfM ffnT 抽樣過程可看作是 m(t ) 與 T(t) 的相乘。因此 ，理想抽樣信號為： 其頻譜為： 1/Tsn=0 理想抽樣過程的和： fs 2fH 因此，抽樣速率 必須滿足： fsfH這就從 頻域角度 證明了 低通抽樣定理。若 fs1） fH =

3、3B(n=3,k=0) fs = 2B 3fsfHfL-fL-fHB-2B-3B-B2B3Bf0Bf|M(f)|2fH = 2(3+k)BfHfL-fL-fH(b) fH = nB+kB（0k0，C1 = 1（正）（正）（2）段落碼：）段落碼： C2 C3 C4 解解例IW1IW2IW3IW4IW5IW6IW7起始 1024 V8 =641270 Iw1128， Is Iw1 ， c21 Iw2512， Is Iw2 ， c31 Iw31024， Is Iw3 ，c41c2 c3 c4111 （第（第段）段）（3）段內(nèi)碼：）段內(nèi)碼：Iw4 =1024+864=1536，IsIw4 ， C5=0

4、 Iw5 =1024+464=1280，IsIw6 ， C7=1Iw7 =1024+364=1216，IsIw7 ， C8=1PCM碼組 C1 C8 1 111 0011量化值量化值在第8段落的第3間隔，等于1216（量化單位）。編碼量化誤差編碼量化誤差：1270 1216 = 54（量化單位）。若用自然二進(jìn)制碼表示此折疊二進(jìn)制碼所代表的量化值（1216），需要11位二進(jìn)制數(shù)（10011000000）。例：抽樣值例：抽樣值為為-95的的PCM編碼？編碼？（1 1）設(shè)碼組為）設(shè)碼組為C C1 1C C2 2C C3 3C C4 4C C5 5C C6 6C C7 7C C8 8 ，I Is s=

5、-950 C=-950 C1 1=0=0 I Is s=95128 C=9532 C=9532 C3 3=1 =1 I Is s=9564 C=9564 C4 4=1 , =1 , 可知抽樣值位于第可知抽樣值位于第4 4段。段。 I Iw w=64+8=64+84=96 I4=96 Is sIIIw w C C6 6=1=1 I Iw w=64+6=64+64=88 I4=88 Is sIIw w C C7 7=1 =1 I Iw w=64+7=64+74=92 I4=92 Is sIIw w C C8 8=1 =1 (2) I (2) Is s位于第位于第4 4段第段第7 7個(gè)量化區(qū)間，即等

6、于個(gè)量化區(qū)間，即等于 9292（量化單位），（量化單位），輸輸出碼組：出碼組：00110111，十一位二進(jìn)制：，十一位二進(jìn)制：10111001011100。 ( (3) 3) 編碼量化誤差：編碼量化誤差：=92-94=2個(gè)量化單位。個(gè)量化單位。 它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基本相同，不同的是： 增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的 7/12 位碼 變換電路。n 譯 碼 把 PCM 信號 相應(yīng)的 PAM 樣值信號，即 D/A 變換。A律13折線譯碼器原理框圖各部分功能：7/12變換電路: : 將7位非線性碼轉(zhuǎn)變?yōu)?2位線性碼。 目的：增加一個(gè)Vi /2恒流電流，人為地補(bǔ)上半個(gè)量化級， 使最大

7、量化誤差不超過Vi /2 , 從而改善量化信噪比。串/并變換記憶電路 ：將串行 碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來。極性控制：根據(jù)收到的極性碼 C1來控制譯碼后PAM信號的極性。編碼器中 7/11寄存讀出電路：將輸入的串行碼在存儲器中寄存起來, 待全部接收后再一起讀出 , 送入解碼網(wǎng)絡(luò)。實(shí)質(zhì)上是進(jìn)行 串/并 變換。12位線性解碼電路 ：由恒流源和電阻網(wǎng)絡(luò)組成,與編碼器中解碼網(wǎng)絡(luò)類同。它是在寄存讀出電路的控制下,輸出相應(yīng)的 PAM信號。 解例1270由上例可知，由上例可知，編碼電平 ：IC=1216因此，譯碼電平：= IC =1248 編碼后誤差: ( Is - IC) = 54 譯碼后誤差 : : |

8、Is- ID | = 22 n PCM 信號的比特率和帶寬BbsRfNBR傳輸帶寬: 若采用非歸零矩形脈沖傳輸時(shí)，譜零點(diǎn)帶寬為例如: 一路模擬話路帶寬為 B=4 kHz一路數(shù)字電話帶寬為問題：PCM信號占用的頻帶 比 標(biāo)準(zhǔn)話路帶寬要 寬很多倍。B=80008 = 64 kHz如何解決？10.5.4 PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM 系 統(tǒng) 輸 出：( )( )( )( )qam tm tn tn tn 兩種噪聲：產(chǎn)生機(jī)理不同相互獨(dú)立+ 信號成分( So ) 加性噪聲( Sa ) 量化噪聲(Sq)2o2( )( )qqSE m tNE ntn 性能指標(biāo)：2o2aa( )( )SE m tNE nt2

9、o22oa( )( )( )qSE m tNE n tE n t抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能總輸出信噪比含義：當(dāng)?shù)屯ㄐ盘栕罡哳l率 fH 給定時(shí), PCM系統(tǒng)的輸出信號量噪比隨系統(tǒng)的帶寬 B 按指數(shù)規(guī)律增長。H2o22/22( )22( )NqfqBSE m tMNE nt抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能222(1)o2aa( )1/2=( )4NeeSE m tMPNE ntPPCM系統(tǒng)最小帶寬HBNf帶寬與信噪比互換22oo222oaa/( )2( )( )1/1 4 2NqNqqeSNSE m tNE n tE n tNNPOO2a,2NqSNNN若則OOa1,4qeSNNNP若則假設(shè)條件：自

10、然碼、均勻量化、輸入信號為均勻分布。 總輸出信噪比 差分脈沖編碼調(diào)制10.6 Differential PCM, DPCM PCM的改進(jìn)型，是一種預(yù)測編碼方法 預(yù)測編碼簡介n 問題引出 PCM 需用 64kb/s 的比特率傳輸 1 路 數(shù)字電話信號，這意味 ，其占用頻帶 比 1路模擬標(biāo)準(zhǔn)話路帶寬(4 kHz)要 寬很多倍。n 解決思路 究其根源：PCM 是對每個(gè)樣值獨(dú)立地編碼，與其他樣值無關(guān)。 因此，降低 編碼信號的比特率、壓縮信號的傳輸頻帶是 語音編碼技術(shù)追求的目標(biāo) 。 信號抽樣值的取值范圍較大 從而導(dǎo)致數(shù)字化信號的比特率高， 占用帶寬大。 需要較多的編碼位數(shù) n 方法之一 預(yù)測編碼n 線性

11、預(yù)測 利用前面幾個(gè)抽樣值的 線性組合 來預(yù)測當(dāng)前時(shí)刻的樣值。 若僅用前面 一個(gè)抽樣值 預(yù)測當(dāng)前的樣值，即為DPCM。 對相鄰樣值的差值進(jìn)行編碼n 線性預(yù)測編碼/譯碼原理框圖表明：預(yù)測值mk 是前面p個(gè)帶有量化誤差的抽樣信號值的加權(quán)和。 p - 預(yù)測階數(shù) ai - 預(yù)測系數(shù)當(dāng) 時(shí) DPCM p = 1 a1 =110.6.1 差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)原理與性能當(dāng) p = 1，a1 = 1，則有mk = mk-1* ， 表示只將前 一個(gè)抽樣值 DPCM：對相鄰樣值的差值進(jìn)行編碼。當(dāng)做預(yù)測值。預(yù)測器預(yù)測器n DPCM原理假定量化誤差為零，ek = rk ，kkkkkkkkkmmmmmemrm*n

12、 DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為： kkkreqDPCM系統(tǒng)的信號量噪比： 2= okSE m為信號平均功率；2= ekSE e為預(yù)測誤差（量化器輸入）的平均功率；/eqSN是把預(yù)測誤差作為輸入信號時(shí)的信號量噪比；差分處理增益 約為611dB DPSK22NG ADPCM是為了改善 DPCM 的性能，而將自適應(yīng)技術(shù)引入到量化和預(yù)測過程。其主要特點(diǎn)： 用自適應(yīng)量化取代固定量化。自適應(yīng)量化 指量化臺階隨信號的變化而變化 ，使量化誤差減小。 用自適應(yīng)預(yù)測取代固定預(yù)測。自適應(yīng)預(yù)測 指預(yù)測系數(shù)可隨信號的統(tǒng)計(jì)特性而自適應(yīng)調(diào)整 ，提高預(yù)測信號的精度 。 通過這二點(diǎn)改進(jìn) ，可大大提高輸出信噪

13、比和 編碼動(dòng)態(tài)范圍 。 n 自適應(yīng)差分脈碼調(diào)制（ADPCM ，Adaptive DPCM) ADPCM 能以32 kb/s的比特率達(dá)到 64 kb/s 的 PCM 數(shù)字電話質(zhì)量。極大地節(jié)省了傳輸帶寬，使經(jīng)濟(jì)性和有效性顯著提高。 增量調(diào)制( (M&DM) )10.7 一種最簡單的 DPCM10.7.1 增量調(diào)制(M) 原理引言即對預(yù)測誤差進(jìn)行1位編碼量化電平數(shù)取 2 n 增量調(diào)制原理框圖n 增量調(diào)制波形圖 如何選擇 和 fs max( )sdm tfdtskft10.7.2 增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲 n譯碼器的最大跟蹤斜率：n不過載條件：ufs ：對減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此

14、，對于語音信號而言， 的抽樣頻率在。u ： 有利于減小，但一般增大。 原因：M 的量化臺階是固定的，難以使兩者都不超過要求。 解決：采用M，使量化臺階隨信號的變化而變化。為了和 ，應(yīng)合理選擇 和 fs ！ssMPCMff時(shí)，編碼1010101010時(shí)，編碼1010101010= /2u起始編碼電平起始編碼電平 Aminn編碼范圍：可見，當(dāng)跟蹤斜率一定時(shí)，允許的信號幅度隨信號頻率k的增加而減小，這將導(dǎo)致語音的信號量噪比下降。即u最大編碼電平最大編碼電平 Amaxu 信號最大功率：信號最大功率：由可得n信號量噪比假定不過載，u 量化噪聲功率量化噪聲功率： e(t) = m (t) - m(t)e(

15、t)e(t) 是低通濾波的量化噪聲， m (t) 是譯碼積分器輸出波形；變化區(qū)間為(- , + ) 。設(shè)e(t)隨時(shí)間在此區(qū)間內(nèi)均勻分布，其概率分布密度：1( ),2f ee e(t)的平均功率：321)()(2222deedeefeteE假設(shè)該功率的頻譜均勻分布在從0到 fs 之間，即其功率譜密度P(f)近似為：ssffffP0,3)(2則基本量化噪聲通過截止頻率為fm 的低通濾波器，其功率為：，此量化噪聲功率 Nq 只與量化臺階 及 fm / fs 有關(guān)，而 與輸入信號大小無關(guān)。 ，最大信號量噪比與抽樣頻率fs 的成正比，而與信號頻率fk 的成反比。提高fs 能顯著增大的量噪比。 增量調(diào)制

16、系統(tǒng)用于對增量調(diào)制系統(tǒng)用于對時(shí)，時(shí)，要求要求達(dá)到達(dá)到幾十幾十kb/s以上，語音質(zhì)量不如以上，語音質(zhì)量不如系統(tǒng)系統(tǒng)。為了提高為了提高增量調(diào)制的質(zhì)量和降低編碼速率，出現(xiàn)一些增量調(diào)制的質(zhì)量和降低編碼速率，出現(xiàn)一些改進(jìn)方案，例如改進(jìn)方案，例如“增量總和增量總和( - )”調(diào)制、壓擴(kuò)式自適應(yīng)增量調(diào)制、壓擴(kuò)式自適應(yīng)增量調(diào)制調(diào)制等。等。 時(shí)分復(fù)用 (TDM)10.8 Time Division Multiplexingm i (t)低通低通1低通低通2低通低通N信道信道低通低通 1低通低通 2 低通低通 N同步旋轉(zhuǎn)開關(guān)同步旋轉(zhuǎn)開關(guān)m1 (t)m2 (t)m2(t)m1(t)mN (t)mN(t)基本概念m1

17、(t)m2(t)Ts/NTs +Ts/N時(shí)隙12Ts+Ts/N3Ts+Ts/NTs2Ts3Ts4TsTs2Ts3Ts4Tsm1(t) m2(t) TDM的主要優(yōu)點(diǎn)：對于通信系統(tǒng)，ITU制定了（）的建議:準(zhǔn)同步數(shù)字體系兩種體系的、和如表所示：nE 體系結(jié)構(gòu)圖：偶幀TS0奇幀TS0nPCM一次群的幀結(jié)構(gòu)：隨路信令 :PCM語音信號的：fs = 8000 Hz共含 比特32582 6 ， PCM一次群的比特率： 2561252.048Mb/sbR Ts = 125 s比特率 作業(yè) 矢量量化10.9 n 矢量量化n 標(biāo)量量化m(kTS )x = (x1, x2, , xn)Rn qiqi = (qi1

18、, qi2, , qin)1iK 1iM u 若對這些量化矢量qi 進(jìn)行 編號，則用 就足以表示這 K個(gè)量化矢量的編號。u 即傳輸n個(gè)抽樣值需要比特，故定義等于： R = (log2 K) / n 比特/抽樣值 設(shè)有一個(gè)設(shè)有一個(gè)對語音信號抽樣值量化。語音信號的對語音信號抽樣值量化。語音信號的fs=8 kb/s，量化器將量化空間劃分為，量化器將量化空間劃分為k=256個(gè)個(gè)，用，用n=8維維矢量對抽樣量化。求該矢量量化器的矢量對抽樣量化。求該矢量量化器的和編碼信號和編碼信號傳輸速率傳輸速率。解解例例R = (log2 K) / n=（log2 256）/ 8 = 1 比特比特/抽樣值抽樣值傳輸速率

19、傳輸速率 = fs R = 8000 1 = 8000 比特比特/秒秒u qi 稱為碼片。u qi = (qi1, qi2, , qin) 通常稱為碼字 或 碼矢。u設(shè)計(jì)原則：按照的原則， 劃分區(qū)域Ri和選擇量化值qi。n 矢量量化器的最佳設(shè)計(jì)非均勻劃分有利于減小統(tǒng)計(jì)平均值 。D = E d (x, qi)n 矢量量化器的量化誤差1)平方失真測度：2)絕對誤差失真測度：21( ,)x qnijijjdxq1( ,)x qnijijjdxq設(shè)計(jì)矢量量化器de關(guān)鍵是設(shè)計(jì)使失真測度統(tǒng)計(jì)平均值D 最小的碼書。n 矢量量化系統(tǒng)原理方框圖在編碼端，n維輸入信號矢量 x與碼書中的各個(gè)碼字比較，找到失真最 小

20、的碼字qi；然后將其編號i（經(jīng)過編碼）傳輸?shù)阶g碼端。在譯碼端，收到i（的編碼）后，經(jīng)過譯碼得到 i 的值，再從碼書中尋 找到 x 的量化矢量qi。顯然，矢量量化是一種有損壓縮編碼，但它的壓縮性能比標(biāo)量量化的好。 語音壓縮編碼10.10n 分類n 要求保持語音波形不變，或使波形失真盡量小保持語音的可懂度和清晰度盡量高保持語音的可懂度和清晰度盡量高有損 語音參量編碼n 發(fā)音器官和發(fā)音原理次聲門系統(tǒng)聲門聲道發(fā)音器官包括肺/支氣管/氣管，是產(chǎn)生語音的能量來源。包括咽腔/鼻腔/口腔及其附屬器官（舌/唇/齒等）。指喉部兩側(cè)的及聲帶間的區(qū)域。次聲門聲門周期周期次聲門基音的諧波u從聲門來的氣流，通過從口和鼻送

21、出。聲道相當(dāng)一個(gè)空腔，類似電路中的濾波器，它使聲音通過時(shí)波形和強(qiáng)度都受到影響。聲道相當(dāng)一個(gè)時(shí)變線性濾波器。n 語音參量及其提取方法語音輸出語音輸出語音產(chǎn)生模型u由于人的說話速率不高，可假設(shè)在很短的(如20 ms)時(shí)間間隔內(nèi)，上述參量都是不變的。u 在發(fā)送端，在每一短時(shí)間間隔（如20 ms）內(nèi)，從語音中提取出上述五個(gè)參量加以編碼，然后傳輸u 在接收端，對接收信號解碼后，用這五個(gè)參量就可以按照上圖的模型恢復(fù)原語音信號。u 按照這一原理對語音信號編碼，由于利用了語音產(chǎn)生模型慢變化的特性，。典型的編碼速率可以達(dá)到2.4 kb/s。這種通常稱為聲碼器。綜上所述，方法。n 參量編碼缺點(diǎn)聲音質(zhì)量較差，通常不

22、能滿足公用通信網(wǎng)的要求。原因主要是送入時(shí)變線性濾波器的激勵(lì)過于簡單化：簡單地將語音分為濁、清兩類，忽略了濁音和清音之間的過渡音（見圖）；以及濁音時(shí)在20ms內(nèi)的激勵(lì)脈沖波形和周期不變，清音時(shí)的隨機(jī)噪聲也不變。主要是改進(jìn)線性濾波器的激勵(lì)。 語音混合編碼既采用了語音參量又包括了部分語音波形信息的編碼。n 改進(jìn)途徑混合編碼除了采用時(shí)變線性濾波器作為其核心外，還在激勵(lì)源中加入了語音波形的某種信息，從而改進(jìn)其合成語音的質(zhì)量。n 混合編碼方案在海事衛(wèi)星系統(tǒng)中采用的9.6 kb/s編碼速率的多脈沖激勵(lì)線性預(yù)測編碼(MPE-LPC)；在第二代蜂窩網(wǎng)GSM標(biāo)準(zhǔn)中采用的13 kb/s編碼速率的規(guī)則脈沖激勵(lì)-長時(shí)預(yù)測-線性預(yù)測編碼 (RPE-LTP-LPC)；在美國聯(lián)邦標(biāo)準(zhǔn)FS1016中采用的4.8 kb/s編碼速率的碼激勵(lì)線性預(yù)測(CELP)；在ITU-T標(biāo)準(zhǔn)G.728中采用的16 kb/s編碼速率的低時(shí)延碼激勵(lì)線性預(yù)測(LD-CELP)；在ITU-T標(biāo)準(zhǔn)G723.1中和第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)TD-SCDMA中采用的代數(shù)碼書激勵(lì)線性預(yù)測(ACELP)等等。 圖像壓縮