半橋倍流整流變換器同步整流控制驅(qū)動的研究

1、半橋倍流整流變換器半橋倍流整流變換器同步整流控制驅(qū)動的同步整流控制驅(qū)動的研究研究 指導導師：學生：一、課題的來源、意義、目的、國內(nèi)外概況與預測 1、課題的來源 模塊電源主要分為DC/DC、AC/DC和DC/AC三種，其中DC/DC模塊占據(jù)了90的市場份額。隨著通信系統(tǒng)對電源產(chǎn)品的要求越來越高，DC/DC模塊電源技術(shù)正發(fā)生著巨大的變化，朝著低電壓大電流方向發(fā)展。電壓最低小于0.8V，負載電流最高大于100A。為了獲得更高的效率，同步整流技術(shù)在這些DC/DC模塊電源中的作用越來越重要，應用也越來越廣泛。 2、本課題研究的意義和目的 同步整流技術(shù)采用同步整流管（同步整流管的導通電阻通常僅0.00 x

2、歐姆）來代替肖特基二極管進行輸出整流，解決了因二極管正向壓降引起的功率損耗較大的問題，使得輸出整流損耗降到最小，大大提高了低壓大電流DC-DC整流模塊的效率。由于MOSFET導通電阻很低，在MOSFET上損失的功率較肖特基二極管要小，尤其是在輸出電壓低的時候，可以取得極高的效率。課題的來源、意義、目的、國內(nèi)外概況與預測（續(xù)1） 常見的自驅(qū)動倍流電路，如上圖，通過控制原邊主開關管，當主開關導通，副邊電壓為正時， 導通， 關斷，輸入電源經(jīng)變壓器耦合經(jīng)L1、 向負載傳輸能量，而L2也經(jīng) 續(xù)流；當主開關關斷，副邊電壓為負時， 關斷， 開通，輸入電源經(jīng)變壓器耦合經(jīng)L2、 向負載傳輸能量，而L1也經(jīng) 續(xù)流

3、。 返回 課題的來源、意義、目的、國內(nèi)外概況與預測（續(xù)2） 2SR1SR2SR2SR2SR1SR1SR1SR 3、國內(nèi)外概況和預測 2003年在上海舉行的DC/DC電源專題研討會上，艾默生網(wǎng)絡能源有限公司提出了關于未來DC/DC模塊電源發(fā)展的6個具有挑戰(zhàn)性的新技術(shù)：改進的同步整流技術(shù)；諧振復位軟開關技術(shù)；移相諧振軟開關技術(shù)；高精度穩(wěn)壓的多路輸出技術(shù)；并聯(lián)均流技術(shù)和厚銅箔多層PCB技術(shù)。 今后的DC/DC變換技術(shù)應具有以下優(yōu)點：效率比較高；無電流返灌；輸出可以并聯(lián)；輸出可以外加電壓和輸出特性于肖特基整流基本一致等。 課題的來源、意義、目的、國內(nèi)外概況與預測（續(xù)3） 二、預計技術(shù)方案和主要試驗研究

4、情況二、預計技術(shù)方案和主要試驗研究情況1同步整流的效率因素分析2原副邊拓撲的選擇3對驅(qū)動方式的改進 通常，變換器的效率可以表示為： 而對于肖特基管效率可以表示為： 同步整流二極管效率可以表示為：為了簡化分析，忽略 的影響則和 的關系可以表示為：其中， ， 是肖特基二極管的正向壓降，是輸出電流?？傻茫?00PlossrecPPP00PsclossscPPP00PsrlosssrPPPlossPscsr00/srscscsrPPPP0scscPV IscV0I2()00(1)srds ondeadDdeadgaterrecPRIDV I DPP同步整流技術(shù)的效率因素分析簡化分析，忽略 的影響，上式

5、可以化為： 分析：令 ，顯然 1，對于一個給定的 值和 ，當輸出電壓較高時，效率提高并不多，但當輸出電壓較低時，效率提高明顯，相對于同樣的輸出電壓，當 較大時，效率提高比較大，如果在總的損耗中，整流損耗起主要作用時效率提高會比較大，同樣對于較小值的 ，效率提高也比較大，這出現(xiàn)在SR的導通電阻比較小和輸出電流比較低的情況。 返回 0()0111ds onscsrscscI RVVVdeadD0()/ds onscI RVscVscV同步整流技術(shù)的效率因素分析（續(xù)）2原副邊拓撲的選擇： 在中小功率電源領域，使用較多的DC-DC變換器的拓撲有很多，它們都有各自的優(yōu)點和缺點。一般來說，考慮變換器性能通

6、常有以下指標:可靠性、控制是否易于實現(xiàn)、變換器效率、成本以及開關器件的利用率。結(jié)合同步整流技術(shù)的應用，下面從多個方面考慮幾種拓撲的優(yōu)點和缺點。(i)在低壓大電流DC/DC變換器中，變壓器原邊的基本拓撲可以是下面五種:1.反激式;2.全橋式;3.推挽式;4.正激式;5.半橋式。(ii)適用于低電壓大電流輸出的變壓器副邊拓撲有三種:1.正激式拓撲(半波整流)；2.中心抽頭式拓撲(全波整流)；3.倍流整流式拓撲。反激式與全橋式 反激式變換器顯然不適合低電壓大電流的要求，因為它的輸出紋波較大，變壓器漏感引起較大的電壓尖峰，功率不大(150W以下)，變換器效率不高，而且只能在電壓和負載調(diào)整率要求不高的場

7、合使用。 全橋式拓撲的主功率開關管所承受的電壓相對比半橋式拓撲小一倍。但低電壓輸出的情況大多為二級轉(zhuǎn)換，即DC-DC轉(zhuǎn)換，輸入電壓并不高，半橋式拓撲和全橋式拓撲所表現(xiàn)的性能幾乎相同，相比之下，半橋式結(jié)構(gòu)更節(jié)省了兩個昂貴的功率MOSFET。 返回 推挽式電路圖： 對于推挽式，這個變換器工作在一、三兩個象限，所以其控制相對簡單并且瞬態(tài)響應速度快。這個變換器也適用于低電壓大電流輸出的情況。其整流管的驅(qū)動方式與帶倍流整流的半橋式結(jié)構(gòu)是相似的。對于通常的推挽式結(jié)構(gòu)來說，因為功率開關管集電極電壓應力兩倍于輸入電壓，而且其主變壓器的原邊利用率也不如半橋。所以，它適合于更低的輸入電壓下工作。在輸入為48V的條

8、件下，其性能不如半橋式拓撲。 返回推挽式（續(xù)）正激式電路圖： 正激式變換器是低壓大電流變換器中使用的較多的變換器之一，正激式變換器的優(yōu)點主要在于結(jié)構(gòu)簡單，功率開關管峰值電流較低，適合用作降壓型變換器，易構(gòu)成多相變換器。因此，它也是最早應用于低壓大電流的變換器拓撲之一。但是，其缺點也是明顯的:1)它需要一個額外的磁復位電路來避免變壓器的磁飽和;2)對變壓器的設計要求比較高，要求漏感小，以減小續(xù)流管在關斷過程中的損耗:3)同步整流中的死區(qū)過大使得其效率減小;4)整流管的體二極管不僅在其導通的過程中增加了電路的損耗，在其關斷的過程中，由于其反向恢復特性，也會引起能量損耗。 返回正激式（續(xù)）半橋式電路

9、圖： 半橋式拓撲和全橋式拓撲所表現(xiàn)的性能幾乎相同，相比之下，半橋式結(jié)構(gòu)節(jié)省了兩個昂貴的功率MOSFET管，降低了成本。由于其電路中的變壓器體積小，利用率高，開關器件承受峰值電壓電流較小，因此在低壓大電流DC/DC變換器中，半橋式變換器的應用相當廣泛。 返回半橋式（續(xù)）半波整流式電路圖： 正激式拓撲在大電流輸出的情況下，其結(jié)構(gòu)并不占有優(yōu)勢。因為它的輸出電流波動較大，為了保證大電流時的濾波效果，濾波電感要做的比較大，而且變壓器副邊工作不對稱，對變換器的性能影響很大。 返回半波整流式（續(xù)）全波整流式電路圖： 中心抽頭式拓撲適用于推挽、全橋或半橋等對稱雙端變壓隔離器的Buck型變換器，由于其輸出濾波電

10、感的電壓頻率是功率開關管的兩倍，所以在同樣條件下中心抽頭式所需要的濾波電感值明顯小于正激式，但在輸出相同電壓的情況下，相比正激式，會增加變壓器副邊繞組的匝數(shù)。中心抽頭型和倍流型元件個數(shù)和結(jié)構(gòu)的復雜性幾乎相同，但在大電流的情況下，下面說的倍流型副邊拓撲的性能更好。 返回全波整流式（續(xù)）倍流整流式電路圖： 優(yōu)點：1）變壓器副邊只需一個繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭結(jié)構(gòu)的一半，所以損耗在副邊的功率相對較?。?）輸出有兩個濾波電感，兩個濾波電感上的電流相加后得到輸出負載電流，而這兩個電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以，其輸出濾波電容的脈動電流幅值減小了，在倍流型結(jié)構(gòu)中所需要

11、的濾波電感和電容就比正激式的小得多，且大大加快了變換器的動態(tài)響應速度；3）流過每個濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸出濾波電感上的損耗明顯減小了；4）較少的大電流連接線，在倍流整流拓撲中，它的副邊大電流連接線只有2路，而在中間抽頭的拓撲中有3路；5）動態(tài)響應很好。倍流整流式（續(xù)1） 缺點在于：在于需要兩個輸出濾波電感，在體積上相對要大些。但如果運用磁集成的方法，可以將它的兩個輸出濾波電感和變壓器都集成到同一個磁心內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。 另：上面也分析過，變換器次級的元件損耗主要來自整流管的損耗，倍流整流式變換器在理想驅(qū)動情況下，其變壓器的次級電壓在初

12、級兩個主功率管都關斷的死區(qū)時間內(nèi)為零，此時，兩個整流管在理想的情況下同時導通，負載電流則在兩個整流管中平均流過，而正激變換器在每個開關周期內(nèi)，整流管的總導通損耗相當于一個周期內(nèi)輸出濾波電感電流流過一個整流管的損耗，相比之下，倍流整流電路總損耗更小。 返回倍流整流式（續(xù)2）對驅(qū)動方式的改進自驅(qū)動方式的缺陷： 前面的自驅(qū)動整流電路畫出了基本的自驅(qū)動倍流電路，而在主開關管均關斷的死區(qū)時間里，副邊的電壓為0，這時同步整流管SR1、SR2均關斷，負載電流通過同步整流管的體二極管續(xù)流，由于體二極管的導通壓降比肖特基二極管的導通壓降更大，于是增大了損耗，故需對同步整流管的驅(qū)動方式做一些改進。這里，完全依靠自

13、驅(qū)動方式很難能產(chǎn)生滿意的驅(qū)動波形的對驅(qū)動方式的改進（續(xù)） 解決的方法之一：圖示柵極電荷保持電壓驅(qū)動技術(shù)是一種典型的方法。柵極寄生電容C的電荷由二極管D和開關管S保持，所以柵極驅(qū)動電壓 被箝位直到開關管S導通，C上的電荷被放掉， 為零，MOSFET才被關斷。一般來說 采用變壓器次級的電壓信號控制。其中電容C可利用SR2的等效電容，電阻R是用來限制沖擊電流和控制SR2的關斷時間，采用這種驅(qū)動方法可以減少體二極管的續(xù)流時間，從而提高效率。gsrVgsrVgsV柵極電荷保持法在倍流整流中的應用上圖中的缺陷 該驅(qū)動電路是有一定缺陷的，它無法實現(xiàn)主功率管都關斷的時候，同時開通兩個同步整流管。由前面對柵極電

14、荷保持電壓驅(qū)動電路的分析，知道，電荷的保持只保持了當前開通管的柵極驅(qū)動電壓，比如在死區(qū)時刻前是導通，原邊電能經(jīng)過送至負載，那么給電路在死區(qū)時刻斷開，只能保持繼續(xù)導通，而不能使兩管同時導通；同樣的道理，在死區(qū)時刻前是導通，原邊電能經(jīng)過送至負載，那么給電路在死區(qū)時刻斷開，只能保持繼續(xù)導通。因此，這種驅(qū)動方式是不能使得損耗降到最低的，其效率也就比不上其他更加接近理想的驅(qū)動方式。預計實驗的半橋倍流同步整流電路的驅(qū)動 驅(qū)動過程分析 同步整流管的驅(qū)動信號是在主開關管驅(qū)動信號的基礎上通過一些控制電路得到的，當控制電路輸出使 的輸出電壓 為正， 開始導通， 關斷，主功率變壓器T的電壓為正；同時，反相器A的 導

15、通， 關斷，輸出為零，這使得 關斷；反相器B中 關斷， 導通，輸出為正，從而 導通。當控制電路輸出使 的輸出電壓 為負， 關斷， 開始導通，主功率變壓器T的電壓為負；同時，反相器A的 關斷， 導通，輸出為正，這使得 開通；反相器B中 導通， 關斷，輸出為零，從而 關斷。2TX0V1VS2VS5VQ6VQ3VS7VQ8VQ4VS2TX0V1VS2VS5VQ6VQ3VS7VQ8VQ4VS 在死區(qū)時間中，控制電路輸出使 的輸出電壓 為零，兩個主開關管都是關斷的，這時反相器A的 關斷， 導通，輸出為正，這使得 開通；反相器B中 關斷， 導通，輸出為正，從而 也導通。 以上分析表明，用預計實驗的半橋倍流同步整流電路驅(qū)動的控制電路能產(chǎn)生與理想的驅(qū)動波形和時序相一致的控制驅(qū)動信號。即在T的初級兩個開關管都關斷的死區(qū)時間，次級 為零，在理想情況下兩個整流管應同時導通。 驅(qū)動過程分析（