一種新型固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的功放電路設(shè)計(jì)

1、一種新型固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的功放電路設(shè)計(jì)摘要：介紹了一種基于電力電子功率器件的雙H橋移相疊加合成梯形波的單相逆變電路的設(shè)計(jì)，這種設(shè)計(jì)特別適用于對(duì)信號(hào)輸出的高次諧波有嚴(yán)格要求的大功率發(fā)射機(jī)的功放和單相逆變電源的電路中。相對(duì)于其它形式開關(guān)式逆變電路而言，該電路的設(shè)計(jì)方法簡(jiǎn)便、實(shí)用。通過理論計(jì)算和試驗(yàn)室模擬測(cè)試，驗(yàn)證了此設(shè)計(jì)的合理性，抑制了大功率固態(tài)發(fā)射機(jī)輸出的高次諧波輸出，提高了無線電通信領(lǐng)域的兼容性和穩(wěn)定性。關(guān)鍵詞：固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)；高次諧波；移相疊加電路0引言隨著微電子技術(shù)和制造工藝以及加工水平的快速發(fā)展，大功率電力電子器件的開關(guān)速度、動(dòng)靜態(tài)損耗、門極驅(qū)動(dòng)和單位體積的擴(kuò)容等關(guān)鍵技術(shù)難題取得了重大

2、突破，使得電力電子器件的應(yīng)用更加廣泛。固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)功放環(huán)節(jié)就是采用電力電子器件極其優(yōu)越的開關(guān)放大性能，用很小功率的載信息的調(diào)制激勵(lì)信號(hào)激勵(lì)電力電子器件的門極（或柵極），實(shí)現(xiàn)小信號(hào)的功率驅(qū)動(dòng)和放大。采用這種功放模式的發(fā)射機(jī)從根本上解決了電子管發(fā)射機(jī)工程造價(jià)高、起動(dòng)停機(jī)慢、運(yùn)行效率低和維護(hù)檢修難等多方面的缺陷問題。一般情況下，固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的功放環(huán)節(jié)是采用全橋式方波逆變拓?fù)洌从?只電力電子功率管構(gòu)成一個(gè)H形逆變橋如圖1所示。通過變化驅(qū)動(dòng)信號(hào)（門極激勵(lì)信號(hào)）的脈寬來改變逆變橋輸出電壓和電流的脈寬，也即改變輸出信號(hào)的頻率，實(shí)現(xiàn)激勵(lì)信號(hào)的開關(guān)放大，從而實(shí)現(xiàn)小信號(hào)功率放大。圖1固態(tài)發(fā)射機(jī)功放電路簡(jiǎn)

3、化圖通過理論計(jì)算和實(shí)際測(cè)試，這種形式的方波逆變器，輸出電壓含有較大的諧波（3,5,乙9次等）分量，其THD高達(dá)48%,即使是120°脈寬的矩形波，其THD仍有30%。所以，要使固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)輸出的諧波指標(biāo)要求符合國(guó)際無線電委會(huì)和國(guó)內(nèi)各種常用標(biāo)準(zhǔn)的規(guī)定，就必須在發(fā)射機(jī)功放輸出端加上體積龐大的濾波設(shè)備，然而，這一舉措帶來的弊端是增大了發(fā)射機(jī)的體積和規(guī)模，同時(shí)增加了發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的插入損耗，大大降低了系統(tǒng)效率。為了解決上述矛盾，很多同行業(yè)的科研單位和專家在固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)研制時(shí)，提出了多重化逆變技術(shù)。即應(yīng)用矢量疊加原理，將多個(gè)H形逆變橋的輸出通過變壓器二次側(cè)串聯(lián)起來，形成梯形波疊加組合

4、。本文從工程應(yīng)用的角度出發(fā)，設(shè)計(jì)一種帶30°死區(qū)的雙橋路移相疊加階梯波合成電路，并從理論和實(shí)踐兩個(gè)方面驗(yàn)證本電路的可行性。1多重化階梯波合成原理移相疊加N階梯波合成逆變電路結(jié)構(gòu)原理如圖2所示。激勵(lì)信號(hào)經(jīng)過倍頻、移相和分路處理，形成N組相位各異的激勵(lì)信號(hào)，經(jīng)驅(qū)動(dòng)后分別供給N個(gè)H橋逆變模塊。單個(gè)模塊輸出對(duì)稱方波電壓,兩個(gè)模塊之間輸出方波電壓依次存在角度為（n/N）的相移。所有模塊的輸出變壓器變比相同。全部模塊的輸出變壓器次級(jí)依次串聯(lián)，最終加在負(fù)載（R）上，這樣在負(fù)載上的電壓波形就構(gòu)成了階梯波。在此，舉例說明等脈寬、等幅值的6階梯波的疊加合成原理，如圖3所示。每一個(gè)模塊的驅(qū)動(dòng)信號(hào)是根據(jù)激勵(lì)

5、信號(hào)30倍頻移相處理后產(chǎn)生6路一次相移為12°的準(zhǔn)方波系列。圖3中，V1V6分別是6個(gè)模塊單獨(dú)輸出的電壓波形，Vo是V1V6矢量相加合成的階梯波。通過正弦波形進(jìn)行擬合，六階梯波的曲線與正弦曲線非常近似。由此斷定6階梯波疊加電路構(gòu)成的固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)能夠大大降低輸出的諧波含量。圖2移相疊加階梯波合成原理圖圖3六階梯波合成原理理論計(jì)算得出N階梯波與其構(gòu)成電路輸出的諧波含量和激勵(lì)信號(hào)觸發(fā)時(shí)鐘的倍頻數(shù)列表見表1所示。表1階梯波與諧波含量和倍頻數(shù)關(guān)系表階梯數(shù)諧波THD時(shí)鐘倍頻數(shù)1 階梯48%12 階梯28%63 階梯14%124 階梯5.1%185 階梯4.6%246 階梯4.2%307 階梯

6、4.0%36從表1看出，階梯數(shù)越高，諧波THD值越小，同時(shí)對(duì)激勵(lì)信號(hào)的倍頻數(shù)越高。實(shí)際上，在固態(tài)大功率發(fā)射機(jī)的工程應(yīng)用過程中，采用多階梯疊加電路實(shí)現(xiàn)起來相當(dāng)復(fù)雜。需要由多個(gè)H逆變橋模塊進(jìn)行串聯(lián)組合，而每一個(gè)模塊至少需要4個(gè)獨(dú)立的隔離驅(qū)動(dòng)電路；激勵(lì)信號(hào)必須進(jìn)行很高的倍頻才能產(chǎn)生合理的移相觸發(fā)脈沖。在工程應(yīng)用中復(fù)雜電路的可靠性就受很大限制，所以，在可靠性要求比較高的情況下，很少米用多階梯疊加電路。2雙H橋移相疊加逆變電路2.1理論波形圖和諧波分析根據(jù)多重化疊加理論，構(gòu)建一種新的逆變電路，需要在負(fù)載上電壓的波形如圖4所示。半個(gè)周期內(nèi)形成3個(gè)臺(tái)階(包括0電位一個(gè)臺(tái)階)，并且臺(tái)階的寬度不同。圖4構(gòu)想的波

7、形圖圖5雙H橋移相疊加合成波形圖根據(jù)上圖，列出函數(shù)式如下：JZ(f(wt)二JB(HL(20(0Vwt<n/12)1(n/12Vwt<3n/12)2(3n/12Vwt<9n/12)1(9n/12Vwt<11n112)0(11n/12Vwt<n)HL)JB)JZ)(1)對(duì)公式1進(jìn)行傅立葉分析，得出高次諧波(列出17次以下)含量相對(duì)值，如表2所示。表2圖4波形的諧波含量理論計(jì)算表階次57111317基波比卜0.0540.038卜0.091卜0.0770.016dB值卜25.4卜28.3卜20.8卜22.3卜36.0從圖4,我們不難反演出兩個(gè)H橋疊加合成波形。如圖5所示

8、，橋1和橋2等脈寬等幅值輸出，每一個(gè)H橋的導(dǎo)通角為120°，橋2的輸出移相30°，兩個(gè)進(jìn)行疊加就可以合成圖4所示的梯形波。2.2電路結(jié)構(gòu)根據(jù)疊加電路的原理和上面的理論分析，設(shè)計(jì)采用兩個(gè)H橋逆變電路移相疊加。電路拓?fù)湟妶D6。兩個(gè)變比相同的輸出變壓器的二次側(cè)串聯(lián)連接，總的輸出接至負(fù)載RL。兩個(gè)H橋的直流側(cè)電壓取自同一直流電壓，保證輸出功率的平衡，也可以防止能量從后一級(jí)反向倒灌到直流側(cè)。每一只開關(guān)管必須反并一只功率快恢復(fù)二極管，運(yùn)行時(shí)，起到續(xù)流或形成變壓器初級(jí)短路環(huán)的作用。2.3激勵(lì)時(shí)序和功率器件的工作過程為了設(shè)計(jì)統(tǒng)一的驅(qū)動(dòng)電路，所有的功率器件的導(dǎo)通角都為150°。實(shí)際

9、脈沖寬度由輸入的原始激勵(lì)信號(hào)的頻率決定，可以用鎖相環(huán)設(shè)計(jì)倍頻電路，實(shí)現(xiàn)8路驅(qū)動(dòng)信號(hào)的同步移相。功率管V1V8的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形如圖7所示。圖6工程應(yīng)用簡(jiǎn)化的電路圖圖7V1V8門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形圖以第一個(gè)開關(guān)管的激勵(lì)為基準(zhǔn)，激勵(lì)信號(hào)的相序移相角度見表3。表3驅(qū)動(dòng)信號(hào)移相表移相（度）V1V2V3V4V5V6V7V80301802103060210240由圖7和表3可知，移相的最小角度是30°,并且其它脈沖的相移角度為30°的倍數(shù)，所以只需要對(duì)初始輸入的激勵(lì)信號(hào)6倍頻，就能夠產(chǎn)生符合要求的激勵(lì)脈沖。同一個(gè)H橋中對(duì)角的兩個(gè)功率器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間也有一個(gè)30°的移相，目的是形

10、成第二個(gè)臺(tái)階（總輸出電壓值為1時(shí)）?；驹硎牵寒?dāng)一個(gè)H橋不輸出電壓而另一個(gè)H橋輸出電壓的時(shí)刻，利用不輸出功率時(shí)的H橋輸出變壓器初級(jí)短路，來實(shí)現(xiàn)次級(jí)電壓降為零（理想狀態(tài)為零，漏感的存在還是有一很小的壓降），從而達(dá)到總的輸出電壓為一個(gè)H橋的輸出。參照?qǐng)D6和圖7,當(dāng)激勵(lì)信號(hào)1、2和5為高電平時(shí)，上H橋輸出功率，下H橋的V開通，與二極管D8構(gòu)成短路環(huán)的狀態(tài)，T2次級(jí)的電壓為零，負(fù)載上的輸出電壓即為上橋路的輸出電壓，形式第二個(gè)臺(tái)階，當(dāng)V6開通時(shí)，兩個(gè)橋均輸出功率，負(fù)載山輸出的電壓為第一個(gè)臺(tái)階的2倍，形成了第三個(gè)臺(tái)階。當(dāng)V1關(guān)斷后，V2繼續(xù)導(dǎo)通，且與二極管D3構(gòu)成短路環(huán)的狀態(tài)，T1次級(jí)的電壓為零，負(fù)載上

11、的輸出電壓即下橋路的輸出電壓。當(dāng)V關(guān)斷后，V6滯后30°關(guān)斷，與二極管D7一起續(xù)流，兩個(gè)H橋路輸出電壓均為零，總輸出為零。當(dāng)電路輸出反向電壓（即產(chǎn)生下半波的波形）時(shí)，驅(qū)動(dòng)信號(hào)的時(shí)序與上述情況基本相似，由V、V4、V7、V8依次開通和關(guān)斷。3試驗(yàn)測(cè)試波形及結(jié)論在實(shí)驗(yàn)室，采用英飛凌公司600A/1200V的高速IGBT模塊作為電路的主功率開關(guān)管，搭建了雙H橋移相疊加逆變電路。試驗(yàn)過程中，將激勵(lì)信號(hào)頻率設(shè)置為16.667kHz，經(jīng)過鎖相環(huán)電路進(jìn)行6倍頻后，移相分路后，產(chǎn)生了8路與圖7完全一致的激勵(lì)信號(hào)。經(jīng)過隔離驅(qū)動(dòng)后，分別加在8個(gè)IGBT的門極。用純電阻作為試驗(yàn)電路的負(fù)載。試驗(yàn)測(cè)試時(shí)，用多

12、通道的示波器分別記錄電阻負(fù)載上的電壓和電流波形，如圖8所示。從波形圖中可以看出輸出電壓和電流的相位基本一致，并且電壓和電流上半波或下半波分別構(gòu)成3個(gè)臺(tái)階。圖8輸出電壓和電流波形圖9輸出電流波形的FFT電流波形的FFT分析結(jié)果如圖9所示。雙H橋移相疊加逆變電路輸出電流的波形，經(jīng)FFT分析的結(jié)果可以看出，3次諧波基上為零，5、7、11和13次諧波相對(duì)來說比較高，與理論計(jì)算的值相吻合。實(shí)際測(cè)量的11次諧波最大，但也僅僅只有-27.26dB。測(cè)量值比計(jì)算值更小，原因是負(fù)載線路的分布參數(shù)起到了一定的濾波作用。在同一個(gè)橋臂上的兩個(gè)功率開關(guān)管（例如V1和V3）之間的死區(qū)時(shí)間為30°,當(dāng)工作頻率相對(duì)比較低（50kHz以下）時(shí)，很好的防止了H橋直通現(xiàn)象發(fā)生，也更有利于功率器件的選取。通過在試驗(yàn)室進(jìn)行雙H橋移相疊加逆變電路的模擬測(cè)試，證實(shí)了這種電路的可行性。相對(duì)于多階梯疊加電路的優(yōu)勢(shì)是激勵(lì)信號(hào)的倍頻處理簡(jiǎn)單，模塊的數(shù)量少，大大減少了復(fù)雜的隔離驅(qū)動(dòng)電路。相對(duì)于單H橋來說，本電路很好地抑制了輸出電流高次諧波。4結(jié)束語本文獨(dú)創(chuàng)性地提出了雙H橋移相疊加逆變電路設(shè)計(jì)思想，通過理論分析和試驗(yàn)驗(yàn)證，證實(shí)了這種電路