基于matlab的am、fm、pm調制

1、-. z目錄TOC o 1-3 h u HYPERLINK l _Toc3417 第1章 前言 PAGEREF _Toc3417 - 2 - HYPERLINK l _Toc18806 第2章 AM，F(xiàn)M,PM調制原理 PAGEREF _Toc18806 - 3 - HYPERLINK l _Toc18728 2.1 AM調制原理 PAGEREF _Toc18728 - 3 - HYPERLINK l _Toc11299 2.2 FM調制原理 PAGEREF _Toc11299 - 3 - HYPERLINK l _Toc8812 2.3 PM調制原理 PAGEREF _Toc8812 - 5

2、 - HYPERLINK l _Toc20887 第3章 幾種調制方式的比擬 PAGEREF _Toc20887 - 7 - HYPERLINK l _Toc32496 3.1 PM與FM的比擬 PAGEREF _Toc32496 - 7 - HYPERLINK l _Toc13193 3.2 幾種不同的模擬調制方式 PAGEREF _Toc13193 - 7 - HYPERLINK l _Toc22595 3.3 幾種模擬調制的性能比擬 PAGEREF _Toc22595 - 8 - HYPERLINK l _Toc31027 3.4 幾種模擬調制的特點及應用 PAGEREF _Toc310

3、27 - 9 - HYPERLINK l _Toc9466 第4章 AM,FM,PM的調制仿真 PAGEREF _Toc9466 - 10 - HYPERLINK l _Toc531 4.1 AM的調制仿真 PAGEREF _Toc531 - 10 - HYPERLINK l _Toc25832 4.1.1理想狀態(tài)下的AM調制仿真 PAGEREF _Toc25832 - 10 - HYPERLINK l _Toc15289 4.1.2含噪聲情況下的AM調制仿真PAGEREF _Toc15289 - 11 - HYPERLINK l _Toc12355 4.2 FM的調制仿真 PAGEREF _

4、Toc12355 - 13 - HYPERLINK l _Toc17119 4.21理想狀態(tài)下的FM調制仿真 PAGEREF _Toc17119 - 13 - HYPERLINK l _Toc26833 4.22含噪聲情況下的FM調制仿真 PAGEREF _Toc26833 - 14 - HYPERLINK l _Toc4700 4.3 PM的調制仿真 PAGEREF _Toc4700 - 15 - HYPERLINK l _Toc25995 心得體會 PAGEREF _Toc25995 - 16 - HYPERLINK l _Toc22204 參考文獻 PAGEREF _Toc22204 -

5、 17 - HYPERLINK l _Toc29793 附錄 PAGEREF _Toc29793 - 18 -AM、FM、PM、實現(xiàn)及性能比擬 第1章 前言通信系統(tǒng)是為了有效可靠的傳輸信息，信息由信源發(fā)出，以語言、圖像、數(shù)據(jù)為媒體,通過電(光)信號將信息傳輸，由信宿接收。通信系統(tǒng)又可分為數(shù)字通信與模擬通信?；谡n程設計的要求，下面簡要介紹模擬通信系統(tǒng)。信源是模擬信號，信道中傳輸?shù)囊彩悄M信號的系統(tǒng)為模擬通信。模擬通信系統(tǒng)的模型如圖1所示。圖1 模擬通信系統(tǒng)模型調制器: 使信號與信道相匹配, 便于頻分復用等。發(fā)濾波器: 濾除調制器輸出的無用信號。收濾波器: 濾除信號頻帶以外的噪聲，一般設N(t)

6、為高斯白噪聲,則Ni(t)為窄帶白噪聲。第2章 AM，F(xiàn)M,PM調制原理2.1 AM調制原理幅度調制是用調制信號去控制高頻正弦載波的幅度，使其按調制信號的規(guī)律變化的過程。幅度調制器的一般模型如圖2.1.1所示。圖2.1 幅度調制模型在圖2.1中，假設假設濾波器為全通網(wǎng)絡H1，調制信號疊加直流后再與載波相乘，則輸出的信號就是常規(guī)雙邊帶AM調幅 .AM調制器模型如圖2.2所示：圖2.2 AM調制模型AM信號波形的包絡與輸入基帶信號成正比，故用包絡檢波的方法很容易恢復原始調制信號。 但為了保證包絡檢波時不發(fā)生失真，必須滿足，否則將出現(xiàn)過調幅現(xiàn)象而帶來失真。AM信號的頻譜是由載頻分量和上、下兩個邊帶組

7、成通常稱頻譜中畫斜線的局部為上邊帶，不畫斜線的局部為下邊帶。上邊帶的頻譜與原調制信號的頻譜構造一樣，下邊帶是上邊帶的鏡像。顯然，無論是上邊帶還是下邊帶，都含有原調制信號的完整信息。故AM信號是帶有載波的雙邊帶信號，它的帶寬信號帶寬的兩倍。2.2 FM調制原理頻率調制的一般表達式1為： 2-1FM和PM非常相似，如果預先不知道調制信號的具體形式，則無法判斷已調信號是調頻信號還是調相信號。圖 2.3 直接調頻法圖 2.4 間接調頻法圖2.3所示的產(chǎn)生調頻信號的方法稱為直接調頻法，圖2.4所示的產(chǎn)生調頻信號的方法稱為間接調頻法4。由于實際相位調制器的調節(jié)范圍不可能超出，因而間接調頻的方法僅適用于相位

8、偏移和頻率偏移不大的窄帶調制情形，而直接調頻則適用于寬帶調制情形。根據(jù)調制后載波瞬時相位偏移的大小，可將頻率調制分為寬帶調頻WBFM與窄帶調頻NBFM。寬帶與窄帶調制的區(qū)分并無嚴格的界限，但通常認為由調頻所引起的最大瞬時相位偏移遠小于30時， 2-2稱為窄帶調頻。否則，稱為寬帶調頻。 為方便起見，無妨假設正弦載波的振幅A1，則由式2-1調頻信號的一般表達式，得= (2-3) 通過化解，利用傅立葉變化公式可得NBFM信號的頻域表達式： 2-4 在NBFM中，由于下邊頻為負，因而合成矢量不與載波同相，而是存在相位偏移，當最大相位偏移滿足式2-2時，合成矢量的幅度根本不變，這樣就形成了FM信號。圖2

9、.5 NBFM信號頻譜2.3 PM調制原理在模擬調制中，一個連續(xù)波有三個參數(shù)可以用來攜帶信息而構成已調信號。當幅度和頻率保持不變時，改變載波的相位使之隨未調信號的大小而改變，這就是調相的概念。角度調制信號的一般表示形式為： S (t)=Acost+(t) (2-5)式中，A是載波的恒定振幅；t+(t)是信號的瞬時相位，而(t)稱為瞬時相位偏移；dt+(t)/dt為信號的瞬時頻率，而d(t)/dt稱為瞬時頻率偏移，即相對于的瞬時頻率偏移。設高頻載波為u=Ucost，調制信號為U(t)，則調相信號的瞬時相位(t)=+KU(t)瞬時角頻率 (t)=+K調相信號 u=Ucost+Ku(t) 將信號的信

10、息加在載波的相位上則形成調相信號，調相的表達式為： S(t)=Acost+Kf(t)+ (2-6)這里K稱為相移指數(shù)，這種調制方式，載波的幅度和角頻率不變，而瞬時相位偏移是調制信號f(t)的線性函數(shù)，稱為相位調制。調相與調頻有著相當密切的關系，我們知道相位與頻率有如下關系式： =+Kf(t) (t)=t+K所以在調相時可以先將調制信號進展微分后在進展頻率調制，這樣等效于調相，此方法稱為間接調相，與此相對應，上述方法稱為直接調相。調相信號的產(chǎn)生如圖2.6所示：圖2.6 PM調相信號的產(chǎn)生實現(xiàn)相位調制的根本原理是使角頻率為的高頻載波u(t)通過一個可控相移網(wǎng)絡, 此網(wǎng)絡產(chǎn)生的相移受調制電壓u(t)

11、控制, 滿足=Ku(t)的關系, 所以網(wǎng)絡輸出就是調相信號，可控相移網(wǎng)絡調相原理圖如圖2.3.2所示：圖2.7 可控相移網(wǎng)絡調相原理圖第3章 幾種調制方式的比擬3.1 PM與FM的比擬表3.1 PM與FM的比擬FM瞬時頻率：瞬時相位：最大頻偏：最大相位：表達式：PM3.2幾種不同的模擬調制方式 假定所有調制系統(tǒng)在接收機輸入端具有相等的信號功率，且加性噪聲都是均值為0、雙邊功率譜密度為/2的高斯白噪聲，基帶信號帶寬為，在所有系統(tǒng)都滿足例如，為正弦型信號。綜合前面的分析，可總結各種模擬調制方式的信號帶寬、制度增益、輸出信噪比、設備調制與解調復雜程度、主要應用等如表3.2.0所示。表中還進一步假設了

12、AM為100%調制。 表 3.2 3.3 幾種模擬調制的性能比擬 就抗噪性能而言，WBFM最好，DSB、SSB、VSB次之，AM最差。NBFM與AM接近。示出了各種模擬調制系統(tǒng)的性能曲線，圖中的圓點表示門限點。門限點以下，曲線迅速下跌；門限點以上，DSB、SSB的信噪比比AM高4.7dB以上，而 FM6的信噪比比AM高22dB。就頻帶利用率而言，SSB最好，VSB與SSB接近，DSB、AM、NBFM次之，WBFM最差。3.4 幾種模擬調制的特點及應用 AM調制的優(yōu)點是接收設備簡單；缺點是功率利用率低，抗干擾能力差，信號帶寬較寬，頻帶利用率不高。因此，AM制式用于通信質量要求不高的場合，目前主要

13、用在中波和短波的調幅播送中。 DSB調制的優(yōu)點是功率利用率高，但帶寬與AM一樣，頻帶利用率不高，接收要求同步解調，設備較復雜。只用于點對點的專用通信及低帶寬信號多路復用系統(tǒng)。 SSB調制的優(yōu)點是功率利用率和頻帶利用率都較高，抗干擾能力和抗選擇性衰落能力均優(yōu)于AM，而帶寬只有AM的一半；缺點是發(fā)送和接收設備都復雜。SSB制式普遍用在頻帶比擬擁擠的場合，如短波波段的無線電播送和頻分多路復用系統(tǒng)中。 VSB調制性能與SSB相當，原則上也需要同步解調，但在*些VSB系統(tǒng)中，附加一個足夠大的載波，形成VSB+C合成信號，就可以用包絡檢波法進展解調。這種VSB+C方式綜合了AM、SSB和DSB三者的優(yōu)點。

14、所以VSB在數(shù)據(jù)傳輸、商用電視播送等領域得到廣泛使用。 FM波的幅度恒定不變，這使得它對非線性器件不甚敏感，給FM帶來了抗快衰落能力。利用自動增益控制和帶通限幅還可以消除快衰落造成的幅度變化效應。這些特點使得NBFM對微波中繼系統(tǒng)頗具吸引力。WBFM的抗干擾能力強，可以實現(xiàn)帶寬與信噪比的互換，因而WBFM廣泛應用于長距離高質量的通信系統(tǒng)中，如空間和衛(wèi)星通信、調頻立體聲播送、短波電臺等。WBFM的缺點是頻帶利用率低，存在門限效應，因此在接收信號弱、干擾大的情況下宜采用NBFM，這就是小型通信機常采用NBFM的原因。第4章 AM,FM,PM的調制仿真4.1 AM的調制仿真4.1.1理想狀態(tài)下的AM

15、調制仿真 圖4.1 調制信號的時域波形圖 圖4.2 載波的時域和頻譜圖 圖4.3 理想狀態(tài)下的已調信號的時域和頻譜圖4.1.2含噪聲情況下的AM調制仿真 圖4.4 高斯白噪的時域和頻譜圖 圖4.5 疊加噪聲以后的已調信號的的時域和頻譜圖 圖4.6 經(jīng)過低通濾波器以后的已調信號的時域和頻譜圖4.2 FM的調制仿真4.21理想狀態(tài)下的FM調制仿真 圖4.7 調制信號、載波以及已調信號的時域波形圖 圖4.8 調制信號和已調信號的頻譜圖 圖4.9 調制信號、無噪聲情況下的已調信號和解調信號時域圖4.22含噪聲情況下的FM調制仿真 小信噪比為10，大信噪比為30 圖4.10 調制信號、含小信噪比高斯白噪

16、聲情況下的已調信號和解調信號時域圖 圖4.11 調制信號、含大信噪比高斯白噪聲情況下的已調信號和解調信號時域圖4.3 PM的調制仿真 圖4.12 調制信號、已調信號和解調信號的時域和頻譜圖 第5章 心得體會 通過這一次課程設計，我了解很多關于專業(yè)的知識，以前每次學這些知識時，總是不知道這些東西具體拿來有什么用，現(xiàn)在才知道，幾個短短輸入信號，在有了一個簡單的電路流程后，就能仿真成我們生活中很多常見的東西?？偟膩碚f，這次課程設計過程還是比擬愉快輕松的，雖然中間有過一些困難，但是在教師與同學的指點下我還是渡過了，在這里我要謝謝幫助我的教師和同學。參考文獻1 樊昌信. 通信原理第6版.國防工業(yè)，200

17、6，092 黎洪松. 數(shù)字通信原理.*電子系科技大學，2005，073 任嘉偉. 數(shù)字頻帶通信系統(tǒng)計算機仿真J.電腦知識與技術，2008，074 呂躍廣 通信系統(tǒng)仿真.電子工業(yè),2010.035 席在芳等 基于SIMULINK 的現(xiàn)代通信系統(tǒng)仿真分析J.系統(tǒng)仿真學報 2006,18(10)附 錄AM ：fm=100;fc=500;fs=5000;Am=1;A=2;N=512;K=N-1;n=0:N-1;t=(0:1/fs:K/fs);yt=Am*cos(2*pi*fm*t);figure(1)subplot(1,1,1),plot(t,yt),title(調制信號f1的時時域波);y0=A+y

18、t ;y2=y0.*cos(2*pi*fc*n/fs);y3=fft(y2,N);% fft 變換q1=(0:N/2-1)*fs/N;m*1=abs(y3(1:N/2);figure(2)subplot(2,1,1);plot(t,y2);title(已調信號的時時域波);subplot(2,1,2);plot(q1,m*1);title(f1已調信號的頻譜); %繪圖yc=cos(2*pi*fc*t);figure(3)subplot(2,1,1),plot(t,yc),title(載波fc時域波形)N=512;n=0:N-1;yc1=Am*cos(2*pi*fc*n/fs);y3=fft(

19、yc1,N);q=(0:N/2-1)*fs/N;m*=abs(y3(1:N/2);figure(3)subplot(2,1,2),plot(q,m*),title(載波fc頻譜)y4=0.01*randn(1,length(t);%用RANDN產(chǎn)生高斯分布序列 w=y4.2; %噪聲功率figure(4)subplot(2,1,1);plot(t,y4);title(高斯白噪聲時域波形)y5=fft(y4,N);q2=(0:N/2-1)*fs/N;m*2=abs(y5(1:N/2);subplot(2,1,2),plot(q2,m*2),title(高斯白噪聲頻域波形)y6=y2+y4;fig

20、ure(5)subplot(2,1,1),plot(t,y6),title(疊加后的調制信號時域波形)q3=q1;m*3=m*1+m*2;subplot(2,1,2),plot(q3,m*3),title(疊加后的調制信號頻譜波形) %調制yv=y6.*yc; %乘以載波進展解調Ws=yv.2;p1=fc-fm;k,Wn,beta,ftype=kaiserord(p1 fc,1 0,0.05 0.01,fs); %Fir數(shù)字低通濾波window=kaiser(k+1,beta); %使用kaiser窗函數(shù)b=fir1(k,Wn,ftype,window,noscale); %使用標準頻率響應的

21、加窗設計函數(shù)yt=filter(b,1,yv);yssdb=yt.*2-2;figure(6)subplot(2,1,1),plot(t,yssdb),title(經(jīng)過低通已調信號的時域波形采樣)y9=fft(yssdb,N);q=(0:N/2-1)*fs/N;m*=abs(y9(1:N/2);subplot(2,1,2),plot(q,m*),title(經(jīng)過低通已調信號頻域波形) %解調 ro=y9-yt; W=(yt.2).*(1/2); R=W/w r=W/ro G=r/R fm：dt=0.001; %設定時間步長t=0:dt:1.5; %產(chǎn)生時間向量am=5; %設定調制信號幅度fm

22、=5; %設定調制信號頻率mt=am*cos(2*pi*fm*t); %生成調制信號fc=50; %設定載波頻率ct=cos(2*pi*fc*t); %生成載波kf=10; %設定調頻指數(shù)int_mt(1)=0;for i=1:length(t)-1 int_mt(i+1)=int_mt(i)+mt(i)*dt; %求信號m(t)的積分end %調制，產(chǎn)生已調信號sfm=am*cos(2*pi*fc*t+2*pi*kf*int_mt); %調制信號%*%*添加高斯白噪聲*sn1=10; %設定信躁比(小信噪比)sn2=30; %設定信躁比(大信噪比)sn=0; %設定信躁比(無信噪比)db=a

23、m2/(2*(10(sn/10); %計算對應的高斯白躁聲的方差n=sqrt(db)*randn(size(t); %生成高斯白躁聲nsfm=n+sfm; %生成含高斯白躁聲的已調信號信號通%過信道傳輸%*%*FM解調*for i=1:length(t)-1 %承受信號通過微分器處理 diff_nsfm(i)=(nsfm(i+1)-nsfm(i)./dt;enddiff_nsfmn = abs(hilbert(diff_nsfm); %hilbert變換，求絕對值得到瞬時幅度包絡檢波zero=(ma*(diff_nsfmn)-min(diff_nsfmn)/2;diff_nsfmn1=diff

24、_nsfmn-zero;%*%*時域到頻域轉換*ts=0.001; %抽樣間隔fs=1/ts; %抽樣頻率df=0.25; %所需的頻率分辨率，用在求傅里葉變換%時，它表示FFT的最小頻率間隔%*對調制信號m(t)求傅里葉變換*m=am*cos(2*pi*fm*t); %原調信號fs=1/ts;if nargin=2 n1=0;else n1=fs/df;endn2=length(m);n=2(ma*(ne*tpow2(n1),ne*tpow2(n2);M=fft(m,n);m=m,zeros(1,n-n2);df1=fs/n; %以上程序是對調制后的信號u求傅里變換M=M/fs; %縮放，便

25、于在頻鋪圖上整體觀察f=0:df1:df1*(length(m)-1)-fs/2; %時間向量對應的頻率向量%*對已調信號u求傅里變換*fs=1/ts;if nargin=2 n1=0;else n1=fs/df;endn2=length(sfm);n=2(ma*(ne*tpow2(n1),ne*tpow2(n2);U=fft(sfm,n);u=sfm,zeros(1,n-n2);df1=fs/n; %以上是對已調信號u求傅里變換U=U/fs; %縮放%*%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號、載波信號和已調信號的曲線)pause%*figure(1)*figure(1)subplot(3,

26、1,1);plot(t,mt); %繪制調制信號的時域圖*label(時間t);title(調制信號的時域圖);subplot(3,1,2);plot(t,ct); %繪制載波的時域圖*label(時間t);title(載波的時域圖);subplot(3,1,3);plot(t,sfm); %繪制已調信號的時域圖*label(時間t);title(已調信號的時域圖);%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號和已調信號在頻域內的圖形)pause%*figure(2)*figure(2)subplot(2,1,1)plot(f,abs(fftshift(M) %fftshift:將FFT中的DC分

27、量移到頻譜中心*label(頻率f)title(原調制信號的頻譜圖)subplot(2,1,2)plot(f,abs(fftshift(U)*label(頻率f)title(已調信號的頻譜圖)%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號、無噪聲條件下已調信號和解調信號的曲線)pause%*figure(3)*figure(3)subplot(3,1,1);plot(t,mt); %繪制調制信號的時域圖*label(時間t);title(調制信號的時域圖);subplot(3,1,2);plot(t,sfm); %繪制已調信號的時域圖*label(時間t);title(無噪聲條件下已調信號的時域圖)

28、;nsfm=sfm; for i=1:length(t)-1 %承受信號通過微分器處理 diff_nsfm(i)=(nsfm(i+1)-nsfm(i)./dt;enddiff_nsfmn = abs(hilbert(diff_nsfm); %hilbert變換，求絕對值得到瞬時幅度包絡檢波zero=(ma*(diff_nsfmn)-min(diff_nsfmn)/2;diff_nsfmn1=diff_nsfmn-zero;subplot(3,1,3); %繪制無噪聲條件下解調信號的時域圖plot(1:length(diff_nsfmn1)./1000,diff_nsfmn1./400,r);*

29、label(時間t); title(無噪聲條件下解調信號的時域圖);%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號、小信噪比高斯白噪聲條件下已調信號和解調信號已調信號的曲線)pause%*figure(4)*figure(4)subplot(3,1,1);plot(t,mt); %繪制調制信號的時域圖*label(時間t);title(調制信號的時域圖);db1=am2/(2*(10(sn1/10); %計算對應的小信噪比高斯白躁聲的方差n1=sqrt(db1)*randn(size(t); %生成高斯白躁聲nsfm1=n1+sfm; %生成含高斯白躁聲的已調信號信號通%過信道傳輸for i=1:l

30、ength(t)-1 %承受信號通過微分器處理 diff_nsfm1(i)=(nsfm1(i+1)-nsfm1(i)./dt;enddiff_nsfmn1 = abs(hilbert(diff_nsfm1); %hilbert變換，求絕對值得到瞬時幅度包絡檢波zero=(ma*(diff_nsfmn)-min(diff_nsfmn)/2;diff_nsfmn1=diff_nsfmn1-zero;subplot(3,1,2);plot(1:length(diff_nsfm),diff_nsfm); %繪制含小信噪比高斯白噪聲已調信號的時域圖*label(時間t);title(含小信噪比高斯白噪聲

31、已調信號的時域圖);subplot(3,1,3); %繪制含小信噪比高斯白噪聲解調信號的時域圖plot(1:length(diff_nsfmn1)./1000,diff_nsfmn1./400,r);*label(時間t); title(含小信噪比高斯白噪聲解調信號的時域圖);%*disp(按任意鍵可以看到原調制信號、大信噪比高斯白噪聲條件下已調信號和解調信號已調信號的曲線)pause%*figure(5)*figure(5)subplot(3,1,1);plot(t,mt); %繪制調制信號的時域圖*label(時間t);title(調制信號的時域圖);db1=am2/(2*(10(sn2/

32、10); %計算對應的大信噪比高斯白躁聲的方差n1=sqrt(db1)*randn(size(t); %生成高斯白躁聲nsfm1=n1+sfm; %生成含高斯白躁聲的已調信號信號通過信道傳輸for i=1:length(t)-1 %承受信號通過微分器處理 diff_nsfm1(i)=(nsfm1(i+1)-nsfm1(i)./dt;enddiff_nsfmn1 = abs(hilbert(diff_nsfm1); %hilbert變換，求絕對值得到瞬時幅度包%絡檢波zero=(ma*(diff_nsfmn)-min(diff_nsfmn)/2;diff_nsfmn1=diff_nsfmn1-z

33、ero;subplot(3,1,2);plot(1:length(diff_nsfm1),diff_nsfm1); %繪制含大信噪比高斯白噪聲已調信號%的時域圖*label(時間t);title(含大信噪比高斯白噪聲已調信號的時域圖);subplot(3,1,3); %繪制含大信噪比高斯白噪聲解調信號%的時域圖plot(1:length(diff_nsfmn1)./1000,diff_nsfmn1./400,r);*label(時間t); title(含大信噪比高斯白噪聲解調信號的時域圖);PMfunction v,phi=env_phas(*,ts,f0)if nargout=2 %narg

34、out為輸出變數(shù)的個數(shù) z=loweq(*,ts,f0); %產(chǎn)生調制信號的正交分量 phi=angle(z); %angle是對一個復數(shù)求相角的函數(shù)endv=abs(hilbert(*); %abs用來求復數(shù)hilbert(*)的模function M,m,df=fftseq(m,ts,df)fs=1/ts;if nargin=2 n1=0; %nargin為輸入?yún)⒘康膫€數(shù)else n1=fs/df;endn2=length(m);n=2(ma*(ne*tpow2(n1),ne*tpow2(n2); %ne*tpow2(n)取n最接近的較大2次冪M=fft(m,n); %M為信號m的傅里葉變換，n為快速傅里葉變換的點數(shù)，及基n-FFT變換m=m,zeros(1,n-n2); %構建新的m信號df=fs/n; %重新定義頻率分辨率function *1=loweq(*,ts,f0)t=0:ts:ts*(length(*)-1);z=hilbert(*); %希爾伯特變換對的利用通過實部來求虛部*1=z.*e*p(-j*2*pi*f0*t); %產(chǎn)生信號z的正交分量， %并將z信號與它的正交分量加在一起%主程序t0=0.2; %信號的持續(xù)時間,用來定義時間向量ts=0.001; %抽樣間隔fs=1/ts; %抽樣頻率fc=300; %載波頻率,fc可以任