交流調速技術：學習指導(第三章)(共28頁)

1、軌道交通學院授課計劃副頁PAGE PAGE - 85 -學習(xux)指導（詳解）第3章 脈寬調制(PWM)控制(kngzh)技術(jsh)3.1 PWM型變頻器的工作原理1、脈寬調制概念脈寬調制是用脈沖寬度不等的一系列矩形脈沖去逼近一個所需要的電壓或電流信號。2、PWM型變頻器的基本控制方式（1）“”波調制法如圖3-1，三角波調制法利用三角波電壓與參考電壓（通常為正弦波）相比較，以確定各分段矩形脈沖的寬度，從而得到所需要的PWM脈沖。圖3-1 “”調制法原理 “”波調制法的電路原理如圖3-1a所示，在電壓比較器A的兩輸入端分別輸入正弦波參考電壓和三角波電壓，在A的輸出端便得到PWM調制電壓脈

2、沖。PWM脈沖寬度的確定可由圖3-1b看出。由于和分別接至電壓比較器A的“-” 和“+”輸入端，顯然當時，輸出為低電平。圖3-1b中與的交點之間的距離隨參考電壓的大小而變，而該交點之間的距離決定了電壓比較器輸出電壓脈沖的寬度，因而可得到幅值相等而脈沖寬度不等的PWM電壓信號。 （2）控制方式從三角波電壓(diny)與參考電壓的頻率來看， PWM控制方式可分為(fn wi)同步式、異步式和分段同步式。A、同步控制方式(fngsh) 三角波電壓的頻率與參考電壓的頻率（即逆變器的輸出頻率）之比/=常數(shù)時稱為同步控制方式。同步控制方式在逆變器輸出電壓每個周期內所采用的三角波電壓數(shù)目是固定的，因而所產生

3、的脈沖數(shù)是一定的。其優(yōu)點是在逆變器輸出頻率變化的整個范圍內，皆可保持輸出波形的正、負半波完全對稱，只有奇次諧波存在。而且能嚴格保證逆變器輸出三相波形之間具有120相位移的對稱關系。然而，同步控制方式的一個嚴重缺點是：當逆變器低頻輸出時，每個周期內的PWM脈沖數(shù)過少，低次諧波分量較大，使負載電動機產生轉矩脈動和噪聲。B、異步控制方式異步控制方式采用的是固定不變的三角載波頻率。低速運行十，逆變器輸出電壓每個周期內的脈沖數(shù)相應增多，因而可減少負載電動機的轉矩脈動和噪聲，使調速系統(tǒng)具有良好的低頻特性。然而，異步控制方式也有其缺點：由于三角波調制頻率為定值，當參考電壓頻率連續(xù)變化時，則難以保證/為一整數(shù)

4、，特別是能被3整除的數(shù)，因而不能保證逆變器輸出正負半波以及三相之間的嚴格對稱關系，將會導致負載電動機運行的不夠平穩(wěn)。C、分段同步控制方式在低頻運行時，使三角載波與參考波的頻率比/有級的增大，在有級的改變逆變器輸出電壓半波內PWM脈沖數(shù)目的同時，仍保持其半波和三角對稱關系，從而改善了系統(tǒng)的低頻運行特性，并可消除由于逆變器輸出電壓波形不對稱所產生的不良影響。采用分段同步控制方式(fngsh)，需要增加調制脈沖切換電路，從而增加了控制電路的復雜性。3、簡單(jindn)的PWM型變頻器工作(gngzu)原理 單相逆變器的主電路如圖3-2。波形如圖3-3。圖3-2 單相逆變器（0為直流電源的理論中心點

5、）圖3-3 電路的波形PWM控制方式通過改變電力晶體管VT1、VT4和VT2，VT3交替導通的時間來改變逆變器輸出波形的頻率；改變每半周期內VT1、VT4或VT2，VT3開關器件的通、斷時間比，即通過改變脈沖寬度來改變逆變器輸出電壓幅值的大小。如果使開關器件在半個周期內反復通斷多次，并使每個輸出矩形脈沖波電壓下的面積接近于對應正弦波電壓下的面積，則逆變器輸出電壓就將很接近基波電壓，高次諧波電壓將大大減少。若采用快速開關電器，使逆變器輸出脈沖數(shù)增多，即使輸出低頻時，輸出波形也是比較好的。所以PWM型逆變器特別適用于異步電動機變頻調速的供電電源，實現(xiàn)平滑起動、停車和高效率寬范圍調速。 4、單極性正

6、弦波PWM調制(tiozh)原理從調制(tiozh)脈沖的極性看，PWM又可分為單極性與雙極性控制(kngzh)模式兩種。產生單極性PWM模式的基本原理如圖3-4所示。首先由同極性的三角波調制電壓與參考電壓比較（圖3-4a），產生單極性的PWM脈沖（圖3-4b）；然后將單極性的PWM脈沖信號與圖3-4c所示的倒相信號相乘，從而得到正負半波對稱的PWM脈沖信號，如圖3-4d所示。5、雙極性正弦波PWM調制原理雙極性PWM控制模式采用的是正負交變的雙極性三角載波與參考波，如圖3-5所示，可通過與的比較直接得到的雙極性的PWM脈沖，而不需要倒相電路。與單極性模式相比，雙極性PWM模式控制電路和主電路

7、比較簡單，然后對比圖3-4與圖3-5可看出，單極性PWM模式要比雙極性PWM模式輸出電壓中高次諧波分量小得多，這是單極性模式的一個優(yōu)點。圖3-4 單極性PWM模式(msh)（單相） 圖3-5 雙極性PWM模式(msh)調制原理學習(xux)指導（詳解）3.2 PWM的控制模式及實現(xiàn)為了減小諧波影響提高電機的運行性能，要求采用對稱的三相正弦波電源為三相交流電電動機供電，因此，PWM逆變器采用正弦波作為參考信號。這種正弦波脈寬調制型逆變器稱為SPWM逆變器。目前廣泛應用的PWM型逆變器皆為SPWM逆變器。一、SPWM逆變器的同步(tngb)調制和異步調制定義(dngy)載波的頻率fc與調制(tio

8、zh)波頻率fr之比為載波比N，即N=fc / fr 。視載波比的變換與否有同步調制與異步調制之分。1. 同步調制在同步調制方式中，N=常數(shù)，變頻時三角載波的頻率與正弦調制波的頻率同步變化，因而逆變器輸出電壓半波內的矩形脈沖數(shù)是固定不變的。如果取N等于3的倍數(shù)，則同步調制能夠保證逆變器輸出波形的正、負半波始終保持對稱，且能嚴格保證三相輸出波形間具有互差120的對稱關系。當輸出頻率很低時，由于相鄰兩脈沖間的間距增大，諧波會顯著增大，使負載電機產生較大的脈動轉矩和較強的噪聲，這是同步調制方式的主要缺點。2. 異步調制為了消除上述同步調制的缺點，可以異步調制方式。顧名思義，異步調制中，在逆變器的整個

9、變頻范圍內，載波比N是不等于常數(shù)的。一般在改變參考信號頻率fr時保持三角載波頻率fc不變，因而提高了低頻時的載波比。這樣逆變器輸出電壓半波內的矩形脈沖數(shù)可隨輸出頻率的降低而增加 ，相應地可以減少負載電機的轉矩脈沖與噪聲，改善了低頻工作的特性。但是異步調制在改善低頻工作的同時，又會失去同步調制的優(yōu)點。當載波比隨著輸出頻率的降低而連續(xù)變化時，勢必使逆變器輸出電壓的波形及其相位都發(fā)生變化，很難保持三相輸出間的對稱關系，因而引起電動機工作的不平穩(wěn)。為了揚長避短，可將同步和異步兩種調制方式結合起來，因而就有了另一種分段調制方式的出現(xiàn)。3. 分段同步(tngb)調制在一定頻率范圍內，采用同步調制，保持輸出

10、波形(b xn)對稱的優(yōu)點。當頻率降低較多時，使載波比分段有級的增加，又采納了異步調制的長處。這就是分段同步調制方式。具體的說，把逆變器整個變頻范圍分成若干頻段，在每個頻段內斗維持載波比N的恒定，對不同(b tn)的頻段取不同的N值，頻率低時N取大一些，一般按等級比數(shù)安排。二、SPWM的控制模式及其實現(xiàn)實現(xiàn)SPWM的控制方式有三類，一是采用模擬電路，二是采用數(shù)字電路，三是采用模擬與數(shù)字電路相結合的控制方式。采用模擬電路元件實現(xiàn)SPWM控制的原理示意圖，如圖4-4a所示，首先由模擬元件構成的三角波和正弦波發(fā)生器分別產生三角載波信號u和正弦波參考信號uR，然后送入電壓比較器，產生SPWM脈沖序列。

11、這種采用模擬電路調制方式的優(yōu)點是完成u與uR信號的比較和確定脈沖寬度所用的時間短，幾乎是瞬間完成的，不像數(shù)字電路采用軟件計算需要一定的時間。然而，這種方法的缺點是所需硬件較多，而且不夠靈活，改變參數(shù)和調試比較麻煩。采用數(shù)字電路的SPWM逆變器，可采用以軟件為基礎的控制模式。其優(yōu)點是所需硬件少，靈活性好和智能性強，缺點是需要通過計算確定SPWM的脈沖寬度，有一定的延時和響應時間。然而，隨著高速度/高精度多功能微處理器/微控制器和SPWM專用芯片的發(fā)展，采用微機控制的數(shù)字化SPWM技術已占當今PWM逆變器的主導地位。微機控制的SPWM控制模式有多種，常用的有以下兩種：1. 自然(zrn)取樣法 該

12、法與采用模擬(mn)電路由硬件自然確定SPWM脈沖(michng)寬度的方法相類似，故稱之自然取樣法。然而微機是采用計算的辦法尋找三角載波u與參考正弦波uR的交點從而確定SPWM脈沖寬度的。由圖3-6看出，只要通過對u和uR的數(shù)字表達式聯(lián)立求解，找出其交點對應的時刻t0、t1、t2、t3、t4 便可確定相應SPWM的脈沖寬度。雖然微機具有復雜的運算功能，但需要一定的時間，而SPWM逆變器的輸出需要適時控制，因此沒有充分的時間支聯(lián)立求解方程準確計算u和uR的交點。一般實際采用的方法是，先將在參考正弦四分之一周期內各時刻的u和uR值算好，以表格形式存在計算機內，以后需要計算某時刻的u和uR值時，不

13、用臨時計算而采用查表的方法很快得到。由于波形對稱，僅需知道參考正弦波四分之一周期的u和uR值就可以了，在一個周期內其他時刻的值可由對稱關系求得。u和uR波形的交點求法可采用逐次逼近的數(shù)值解法，即規(guī)定一個允許誤差，通過修改ti值，當滿足u（ti）-uR（ti）時，則認為找到了u和uR波形的一個交點。根據(jù)求得的t0、t1、t2值便可確定SPWM的脈沖寬度。采用上述方式，雖然可以較準確的確定u和圖3-6 自然取樣法SPWM模式計算uR的交點，但計算工作量較大，特別是當變頻范圍較大時，需要事先對各種頻率下的u和uR值計算列表，將占用大量的內存空間。因而只有在某一變化不大的范圍內變頻調速時，采用此法才較

14、可行。為了簡化計算工作量，可采用下述規(guī)則取樣法。2對稱規(guī)則取樣法如圖3-7所示，按自然(zrn)取樣法求得的u和uR的交點(jiodin)為A和B，對應(duyng)的SPWM脈寬為t2。為了簡化計算，采用近似的求u和uR交點的方圖3-7 規(guī)則取樣法PWM調制模式法。通過兩個三角波峰之間中線與uR的交點M作水平與兩個三角波分別交于A和B點。由交點A和B確定SPWM脈寬為t2，顯然，t2與t2數(shù)值相近。只是兩脈沖相差了一個很小的t時間。規(guī)則取樣法就是用u和uR近似交點A和B代替實際的交點A和B，用以確定SPWM脈沖信號。這種方法雖然有一定的誤差，但卻大大減小了計算工作量。由圖3-7可很容易的求出

15、規(guī)則取樣法的計算公式。設三角波和正弦波的幅值分別為um和usm，周期分別為T和Ts，脈寬t2和間隙時間t1及t3可由下列公式計算：= （3-1） = （3-2）由公式（4-1）和（4-2）可很快的求出t1和t2值，進而確定相應的SPWM脈沖寬度。具體計算也可采用查表法，僅需對值列表存放即可。另外還有非對稱規(guī)則取樣法（又稱階梯法），其原理可參閱有關資料。學習(xux)指導（詳解）3.3 具有消除(xioch)諧波功能的SPWM控制(kngzh)模式的優(yōu)化SPWM逆變器中采用正弦波作為參考波，雖然在逆變器的輸出電壓和電流中基波占有主要成分，但仍存在一系列高次諧波分量。如果不使其含有次數(shù)較低的諧波分

16、量，則需要提高三角波的頻率。然而載波頻率的提高將增加功率元件的開關次數(shù)和開關損耗，提高了對功率元件和控制電路的要求。最好的辦法是在不增加載波頻率的情況下能消除所不希望的諧波分量。所謂PWM控制模式的優(yōu)化就是指可消除諧波分量的PWM控制方式。近二十多年來，人們對各種優(yōu)化方法做了大量的工作。在此僅對PWM控制模式優(yōu)化的基本思路作一簡單介紹。一、兩電平(din pn)PWM逆變器消除諧波(xi b)的一般方法圖3-8 單相PWM逆變器原理接線圖多相(du xin)PWM逆變器是由單相PWM逆變器構成的，其PWM控制模式的機理是相同的。為了簡單明了，下面以單相PWM逆變器為例，說明通過PWM控制模式優(yōu)

17、化消除給定次數(shù)諧波分量的方法。單相PWM逆變器的原理示意圖如圖3-8所示，其中功率開關元件用開關S1、S1、S2和S2表示。為了防止電源短路，顯然不允許S1與S1或S2與S2同時接通，而需要采用互補控制，因此僅分析S1和S2的通斷狀態(tài)即可。如果用以1和0分別表示一個開關的接通和斷開狀態(tài)，則S1S2的可能操作方式為00，01，10和11。可實際采用的只有兩種PWM控制模式： （1）S1S2采用10和01控制方式構成兩電平PWM逆變器，由圖可看出，S1S2為10時負載電壓uL=Ud，而S1S2為01時uL=-Ud，僅有兩種電平。（2）S1S2采用10，00，01三種控制方式時構成三電平PWM逆變器

18、，因為除了10和01對應的兩電平外，還多出了一個00狀態(tài)對應的零電平。由于兩電平和三電平PWM逆變器輸出電壓波形不同，含有的諧波分量有所不同。故需要分別分析。下面先分析兩電平PWM逆變器的諧波消除方法。如圖4-9所示，假定兩電平PWM逆變器輸出電壓波形具有基波四分之一周期對稱關系，顯然，如將該PWM脈沖電壓序列展成傅氏級數(shù)，則僅含奇次諧波分量。負載電壓uL可表示各次諧波電壓之和，即 （3-3）式中，為次諧波(xi b)電壓幅值；為電壓(diny)脈沖前沿或后沿與坐標(zubio)的交點，以電角度表示；N為在90范圍內的個數(shù)。理論上講，欲想消除第次諧波分量，只要令式（3-3）中的=0，從而解出相

19、應的值即可。然而，由式（3-3）可看出，未知數(shù)的個數(shù)有N個，需要有N個方程聯(lián)立求解。為此可同時令N個諧波次數(shù)的電壓為0，通過優(yōu)化值消除N個諧波分量。顯然，如果想消除的諧波次數(shù)少一些，則選取的N值也可少一些。反之，要想消除的諧波次數(shù)多一些，則必須選取PWM脈沖的個數(shù)也要多一些。下面舉例說明值的具體求解方法。圖3-9 兩電平PWM逆變器的輸出電壓波形（1）消除5次和7次諧波一般采用星形接線的三相對稱電源供電的交流電機，相電流中不包含三的倍數(shù)次諧波。故在PWM與調制是可不必考慮消除3次諧波。如前所述，對電機調速性能影響最大的是5次和7次諧波，因此應列為需要首先消除的諧波。如僅想消除5 次和7次諧波，

20、可選用N=2，僅需求解二個聯(lián)立方程。令和為0，由式可得下述聯(lián)立方程。 （3-4）由于(yuy)是超越方程，直接聯(lián)立求解有一定的困難，可采用數(shù)值(shz)解法，設定值，分別(fnbi)由式（3-4）計算出函數(shù)關系和，然后根據(jù)和曲線的交點，可求得和值，如圖3-10所示。由上述方式求圖3-10 和的數(shù)值解法得的值為=，=，相應的PWM逆變器的輸出波形如圖3-11所示。圖3-11 可消除5次、7次諧波分量的PWM調制模式（2）消除5、7、11和13次諧波，除了5，7次諧波外，11和13次諧波對調速性能的影響也較大，故也希望盡可能與5，7次諧波同時消除。如在基波的1/4周期（90）范圍嫩增加一個脈沖，即

21、有四個未知值（k=4），則可同時消除5、7、11和13次諧波。令、和皆為0，由式（4-3）可得下述聯(lián)立方程： （3-5）解上述四個超越聯(lián)立方程比較困難，一般需采用數(shù)值(shz)法求解值法求解，首先假定、和值，代入上述(shngsh)方程，如不滿足對進行修正，通過(tnggu)迭代逐漸逼近真值。二、三電平PWM逆變器消除諧波的方法圖3-8所示PWM逆變器當S1、S2采用10、00、01開關模式時，則逆變器輸出電壓具有三種電平，其輸出PWM波形如圖4-12所示。圖3-12 三電平PWM逆變器的輸出電壓波形將圖3-12所示電壓波形展開傅氏級數(shù)，顯然也僅包含奇次諧波的電壓幅值為 （3-6）式中，N為在

22、1/4周期(zhuq)（90）內脈沖前沿和后沿數(shù)；為脈沖前沿或后沿在軸上的坐標(zubio)。為消除(xioch)次諧波，可令，求解式（3-6）可得優(yōu)化的值。如想同時消除5、7和11次諧波，則可取N=3，通過設、和為0，則可由式（3-6）求得、和。學習(xux)指導（詳解(xin ji)）3.4 電流(dinli)跟蹤型PWM逆變器的控制技術一、電流跟蹤型PWM逆變器運行原理電流跟蹤型PWM又稱電流控制型電源PWM逆變器（CRPWM），它兼有電壓型和電流型逆變器的優(yōu)點：結構簡單、工作可靠、響應快、諧波小，采用電流控制，可實現(xiàn)對電機定子相電流的在線自適應控制，特別適用于高性能的矢量控制系統(tǒng)。其中

23、滯環(huán)電流跟蹤型PWM逆變器除上述特點外，還因其電流動態(tài)響應快，系統(tǒng)不受負載參數(shù)的影響，實現(xiàn)方便，而得到廣泛的重視。滯環(huán)電流跟蹤型SPWM逆變器的單相結構示意圖如圖3-13所示。圖3-13 滯環(huán)電流跟蹤型PWM單相結構示意圖 ir為給定參考電流，是電流跟蹤目標，當實際負載電流反饋值if與ir之差達到滯環(huán)上限值時，即if-ir，使VT2導通，VT1截止，負載電壓為-E，負載電流if下降。當if與ir之差達到滯環(huán)下限值時，即if-ir-，使VT1導通，VT2截止，負載電壓為+E，負載電流if上升。這樣通過VT1，VT2的交替通斷，使if-ir，實現(xiàn)if對ir的自動跟蹤。如ir為正弦電流，則if也近似

24、為一正弦電流。圖3-14 電壓(diny)SPWM波形(b xn)的產生(chnshng)圖3-14是滯環(huán)電流跟蹤型逆變器通過反饋電流if與給定電流ir相比較產生輸出PWM電壓信號的波形圖?？梢钥闯觯琍WM脈沖頻率（即功率管的開關頻率）fT是變量，與下列因素有關：（1）fT與滯環(huán)寬成反比，滯環(huán)越寬，fT越低。 （2）逆變器電源電壓E越大，負載電流上升（或下降）的速度越快，if到達滯環(huán)上限（或下限）的時間越短，因而fT隨值E增大而增大。 （3）負載電感值L越大，電流的變化率dir/dt越小，if到達滯環(huán)上限（或下限）的時間越長，因而fT越小。 （4）fT與參考電流ir的變化率dir/dt有關，d

25、ir/dt越大，fr越小，這可由圖3-14中看出，越接近ir的峰值，dir/dt越小，而PWM脈寬越小，即fT越大。 由以上分析可以看出，這種具有固定滯環(huán)寬度的電流跟蹤型PWM逆變器存在一個問題，即在給定參考電流的一個周期內PWM脈沖頻率差別很大，顯然，在頻率低的一段，電流的跟蹤性差于頻率高的一段。而參考電流的變化率接近于0時，功率開關管的工作頻率增高，加劇了開關損耗，甚至超出功率器件的安全工作區(qū)。相反，PWM脈沖的頻率過低也不好，因為(yn wi)會產生低次諧波，影響電機的性能。二、開關頻率恒定的電流(dinli)跟蹤型PWM控制技術如上所述，有固定滯環(huán)寬度的電流跟蹤型PWM逆變器，功率元件

26、的開關頻率變化過大，不僅會降低電流跟蹤精度和產生諧波影響，而且不利于功率管的安全工作。最好能使逆變器的開關頻率基本保持一定，這樣便可以減小跟蹤誤差(wch)，降低諧波電流影響和提高逆變器的性能。由前面的分析可知，保持在參考電流ir的一個周期內功率元件開關頻率fT恒定，唯一的辦法是隨著dir/dt的變化調整滯寬。改變滯寬使fT恒定，可以采用不同的控制方式。下面列舉兩種：（1）隨著dir/dt變化調整滯環(huán)寬度使fT不變。 一種用模擬元件由dir/dt計算滯寬的電路示意圖如圖3-15所示。圖3-15使用(shyng)dir/dt改變(gibin)滯寬保持(boch)fT恒定的原理電路圖參考電流經(jīng)微分

27、電路B求得dir/dt。然后根據(jù)電路參數(shù)由C計算響應的滯寬max和min，再由兩選一電路D將max或min與ir-if一起送入滯環(huán)比較器E。兩選一電路的控制可由滯環(huán)比較器輸出電平自動選取。通過適當?shù)倪x取電路參數(shù)，可實現(xiàn)滯環(huán)比較器輸出PWM脈沖的頻率基本不變。（2）在電流閉環(huán)中增設頻率閉環(huán)使fT不變。 在常用的電流滯環(huán)中增加頻率閉環(huán)使fT恒定的原理框圖如圖3-16所示。根據(jù)功率器件的類型、特性和逆變器的性能指標，可以確定最佳開關頻率的給定信號fT*。右電流滯環(huán)輸出測量的PWM脈沖信號頻率經(jīng)電壓頻率變換器f/V轉換成電壓信號fT*，將fT*- fT送入非線性開關調節(jié)器，調節(jié)器實時給出電流滯環(huán)寬度。

28、當fT* fT時，給出滯環(huán)寬min，使fT提高；反之，當fT* fT時，給出滯環(huán)寬max，使fT下降。圖3-16 使用頻率閉環(huán)使fT恒定的原理電路圖學習(xux)指導（詳解(xin ji)）3.5 PWM脈沖的生成(shn chn)方法對于PWM變頻調速系統(tǒng)來說，顯然PWM脈沖信號的產生是整個控制系統(tǒng)的核心部分。PWM脈沖控制信號的產生可分為模擬電路控制方式，數(shù)字電路控制方式和兩種電路相結合的混合控制方式生成三類。一、模擬電路控制方式PWM控制信號產生電路的主要功能是根據(jù)給定的指令（如轉速）和對調速特性的要求，通過對調速系統(tǒng)數(shù)學模型的解算，產生控制逆變器功率元件通斷的PWM信號。由于所采用的數(shù)

29、學模型與控制機理不同，所采用的控制方式是多種多樣的，如矢量（磁場定向）控制、直接轉矩控制、變結構控制、模糊控制、神經(jīng)元自適應控制等等。在此不可能對這些控制方法作論述，僅就參考信號確定之后，如何采用模擬電路具體產生PWM信號的方法作一分析。如前所述，產生PWM信號的基本和常用的一種方法是用三角載波對給定參考波進行調劑。假定所需要的參考電壓的頻率與幅值已經(jīng)求出，對于SPWM逆變器，需要產生給定頻率和幅值的正弦波和三角載波電壓信號。如前所述，脈寬調制有同步方式和異步方式之分，它們各有優(yōu)缺點，而最好的方式是分段同步式，即根據(jù)參考正弦波的頻率變化范圍分段選用同步方式，使三角載波頻率為參考波的整數(shù)倍，以保

30、證PWM輸出波形的對稱。產生頻率和幅值可控正弦波的方法有多種，這里不作介紹。在此只討論如何實現(xiàn)分段同步控制。下面介紹一種采用鎖相環(huán)產生分段同步控制三角載波的方法。分段同步控制三角載波(zib)產生電路原理如圖示3-17所示。變頻調速需要(xyo)給定的參考正弦波給整形電路變?yōu)榉讲ê笏腿腈i相環(huán)，與由3端輸入的波形進行(jnxng)相位比較，其差值信號由13端輸出經(jīng)低通濾波由9端輸入送至鎖相環(huán)內部的V/f轉換器產生由4端輸出的矩形脈沖，經(jīng)N分頻變?yōu)?端輸入信號。再次與14端信號相比，經(jīng)反復調整，最后使3端輸入信號的頻率和相位與14端輸入信號相等。此時由4端輸出未經(jīng)N分頻的矩形脈沖經(jīng)積分電路后可獲得

31、產生PWM信號怕三角載波，三角載波的頻率為參考正弦波頻率的N倍。顯然，通過改變分頻值N可實現(xiàn)分段同步控制。圖3-17 分段同步控制三角載波的產生 圖3-18 可預置N分頻器可變N值的分頻電路可用在預置端的計數(shù)器來實現(xiàn)。如二N十進制減計數(shù)器MC14522B。其三級可預置分頻電路如圖3-18所示。每級的預置可通過D0D3端電平設置來實現(xiàn)，按高電平為1，低電平為0。所需要的分頻數(shù)N值由三位十進制數(shù)組成。CR端高電平計數(shù)器清零，低電平計數(shù)。當LD端為高電平時將預定的分頻值N值按置入各計數(shù)器。由CP端輸入鎖相環(huán)壓頻振蕩器輸出信號作為時鐘脈沖進行減法計數(shù)，完成分頻功能。當三級計數(shù)器均減至零時，由于末級的C

32、F接電高電壓，故其變?yōu)楦唠娖?，隨之第一級的CF和也變?yōu)楦唠娖剑捎诘谝患壟c各級LD相接，故又重新開始置數(shù)，致使計數(shù)器連續(xù)對輸入脈沖進行分頻。通過改變計數(shù)器的D0D3端子的電平可改變分頻數(shù)N的設置。值得注意的是，雖然(surn)這里(zhl)只對PWM脈沖完全由模擬電路(dinl)生成做介紹，但總的發(fā)展趨勢在向全數(shù)字化控制方向發(fā)展。二、數(shù)字電路控制方式采用數(shù)字控制方式時，調速系統(tǒng)數(shù)學模型的求解，各閉環(huán)控制調節(jié)器以及PWM控制信號的產生等功能全部由單片機或微處理器完成。下面簡單介紹用于SPWM控制的專用芯片及微處理器。 1新型SPWM專用微處理器的主要性能 SPWM控制信號可用多種方法產生，然而，

33、近年來計算機技術的發(fā)展使人們傾向于用微處理器或單片機來合成SPWM信號。目前用單片機產生SPWM信號，通常是根據(jù)某種算法計算、查表、定時輸出三相SPWM波形，再由外部硬件電路加延時和互鎖變成六路信號。受運算速度和硬件所限，SPWM的調制頻率以及系統(tǒng)動態(tài)響應速度都不是太高。在閉環(huán)控制變頻調速系統(tǒng)中，采用一般的微處理器實現(xiàn)純數(shù)字的速度和電流閉環(huán)控制是相當困難的。隨著大規(guī)模集成電路（LSC）技術的發(fā)展，近來出現(xiàn)了多種新型用于電動機控制的專用單片微處理器。這些新型專用微處理器具有以下性能指標：（1）基本指令數(shù)，執(zhí)行時間、內存容量及處理器的可讀、寫內存容量 為了(wi le)提高運算速度，幾乎所有(su

34、yu)的新型微處理器的命令都采用“管線(gunxin)”（Pipe Line）方式。為了完成復雜的運算，這類微處理器皆具有乘、除法指令或帶符號的乘、除法指令。此外，有的微處理器還備有便于進行矩陣運算的求積、和的指令。（2）中斷功能及中斷通信道數(shù) 為了對變頻器及電動機的運行參數(shù)（如電壓、電流、溫度等）進行適時檢測與故障保護，需要微處理器具有很強的中斷功能與足夠的中斷通道數(shù)。（3）PWM波形生成硬件及調制范圍 波形生成硬件單元可設定各種PWM調制方式，調制頻率及死區(qū)時間，可實現(xiàn)的調制頻率范圍應能滿足低噪音變頻器和高輸出頻率的變頻器的要求。（4）A/D接口 芯片應具有輸入模擬信號（可用于電動機的電壓

35、、電流信號，各種傳感器的二次電信號以及外部的模擬量控制信號）的A/D轉換接口，A/D轉換器的字長一般為8位或10位。（5）通訊接口 芯片應備有用于外圍通信的同步、異步串行接口的硬件或軟件單元。2幾種新型單片機微處理器簡介 目前，具有代表性的新型PWM專用芯片是：美國英特爾（INTEL）公司的8196MC 系列，日本電氣（NEC）公司的PD78336系列和日本日立公司的SH7000系列。下面重點介紹8C196MC的功能和特點，同時對三種芯片的主要性能指標作一對比分析。（1）8C196MC系列(xli) INTEL公司(n s)的8C196MC系列(xli)于1991年投放市場，有三種產品：無內部

36、ROM的80C196MC，備有16KB一次性寫入內部ROM的83C196MC以及備有16KB可重復寫內部ROM的87C196MC。8C196MC的引腳排列如圖4-19所示。主要包括算術、邏輯運算部件RALU，寄存器集，內部A/D轉換器，PWM發(fā)生器，事件處理陣列EPA，三相互補SPWM輸出發(fā)生器以及看門狗、時鐘和中斷控制等電路。8C196MC寄存器陣列包括512個字節(jié)，分為低256和高256字節(jié)兩部分。低256字節(jié)在RLU運算過程中可當作256個累加器使用，高256字節(jié)用作寄存器RAM，也可通過特有的窗口技術，將高256字節(jié)切換成具有累加器功能的256個字節(jié)。從而避免了一般單片機僅使用單個累加

37、器而產生的“瓶頸效應”，提高了運算速度。在16MHz晶振頻率下，8C196MC完成16位乘以16位乘法，僅需1.75，完成32位除以16位的除法只要3.0。這對于實現(xiàn)控制系統(tǒng)的快速控制非常有利。圖3-19 8C196MC結構原理圖8C196MC最具特色的是它的三相（六路(li l)）互補SPWM輸出功能(gngnng)，事件處理陣列EPA和外設服務(fw)功能PTS，下面分別作一簡單介紹。SPWM波形輸出三相SPWM波形三由U、V、W三個單相SPWM波形生成器構成的，其中一相（U相）電路的原理圖如圖4-20左圖所示，它由脈寬發(fā)生，脈沖合成及保護電路等單元電路構成。脈寬發(fā)生單元則由三角調制波產生

38、、輸出脈寬值設定以及脈寬比較和生成電路構成。為防止逆變器同一橋臂上下兩個功率遠見發(fā)生直通造成短路，該SPWM發(fā)生電路通過編程設置死區(qū)互鎖時間td，如圖3-20右圖所示，使驅動同一橋臂上下兩功率元件的SPWM脈沖信號u+和u-具有互補功能，且在u+和u- 電平切換時設置皆為高電平的死區(qū)時間td，以確保同一橋臂的上下功率元件不會同時導通。在16MHz晶振時，死區(qū)時間td的范圍為0.125125s。三相互補SPWM波形發(fā)生器可通過P6口直接輸出六路SPWM信號。每路驅動電流可達20mA。在使用16MHz晶振時，驅動信號頻率可達8MHz。當出現(xiàn)外部過電流等故障中斷信號時，保護電路立即封鎖SPWM的輸出

39、，并發(fā)出軟件中中斷請求，向CPU報告外部故障的發(fā)生。圖3-20 SPWM波形(b xn)輸出示意圖事件處理陣列(zhn li)EPAEPA（Event Processor Array）相當于8096單片機的高速(o s)輸入口HIS和高速輸出HSO，但增強了功能。輸入方式時可用于捕捉輸入引腳的邊沿跳變（上升沿，下降沿或任一種跳變），輸出方式則可用于定時/計數(shù)器與設定常熟的比較。8C196MC四個相同的捕捉/比較模塊和四個比較模塊，可分別設置不同的工作方式。EPA有兩個16位雙向定時/計數(shù)器T1和T2。其中T1可工作在晶振時鐘模式，用于直接處理光碼輸出的兩路相位移為90的脈沖信號，這在速度閉環(huán)變

40、頻調速系統(tǒng)中非常有用。外設處理服務功能PTSPTS（Periphral Transaction Server）是一種類似于DMA的并行處理方式，較少占用CPU時間，可用微指令碼來代替中斷服務程序，設置后可自動執(zhí)行，不需要CPU干預。當采用數(shù)字電流環(huán)時，電流模擬量反饋信號經(jīng)A/D轉換變成數(shù)字量送入CPU，然后進行電流環(huán)計算需要較多的時間，不利于快速控制。如將A/D轉換以PTS方式進行，除去PTS初始化需要很少的時間外，A/D轉換由PTS自動控制完成，CPU可專門用于電流環(huán)的處理，從而提高了電流環(huán)的快速性。以上對8C196MC系列的功能和特點作了較詳細的分析，對于PD78366和SH7034系列僅作簡要介紹。為了便于對比分析，將三種微處理器系列的主要性能指標列入表3-1中。表3-1 三種(sn zhn)新型微處理器的主要性能比較8C196MCPD78366SH7034運算指令基本指