通信原理信源編碼7版課件

1、 課 件 信 源 編 碼 通信原理（第7版）第10章樊昌信 曹麗娜 編著 本章內(nèi)容: 第10章 信源編碼 抽樣 低通信號和帶通信號量化 標量（均勻/非均勻）和矢量脈沖編碼調(diào)制 PCM、 DPCM 、ADPCM 增量調(diào)制 M時分復用 TDM、準同步數(shù)字體系（PDH）壓縮編碼 語音、圖像和數(shù)字數(shù)據(jù) 引 言10.1 引 言為什么要數(shù)字化？ 壓縮編碼； 模/數(shù)轉換信源編碼的作用： 波形編碼和參量編碼A/D轉換（數(shù)字化編碼）的技術： A/D 數(shù)字方式傳輸 D/A模擬信號數(shù)字化傳輸?shù)娜齻€環(huán)節(jié)： “抽樣、量化 和 編碼”波形編碼的三個步驟： PCM、DPCM、 M波形編碼的常用方法：6、7、8章 模擬信號d

2、e抽樣10.2 抽樣定理 - 模擬信號數(shù)字化和時分多路復用的理論基礎 最高頻率小于 fH 的模擬信號m(t) 可由其等間隔的 抽樣值唯一確定，抽樣間隔Ts 或 抽樣速率 fs 應滿足：10.2.1 低通模擬信號的抽樣定理定理：證明：設單位沖激序列： 其周期T = 抽樣間隔Ts 抽樣過程可看作是 m(t ) 與 T(t) 的相乘。因此 ，理想抽樣信號為： 其頻譜為： 1/Tsn=0 理想抽樣過程的波形和頻譜： fs 2fH 因此，抽樣速率 必須滿足： fsfH這就從 頻域角度 證明了 低通抽樣定理。若 fs IWi 1 Is IWi 0IW1IW2IW356 它與逐次比較型編碼器中的本地譯碼器基

3、本相同，不同的是： 增加了極性控制部分和帶有寄存讀出的 7/12 位碼 變換電路。 譯 碼 把 PCM 信號 相應的 PAM 樣值信號，即 D/A 變換。A律13折線譯碼器原理框圖各部分功能：7/12變換電路: 將7位非線性碼轉變?yōu)?2位線性碼。 目的：增加一個Vi /2恒流電流，人為地補上半個量化級， 使最大量化誤差不超過Vi /2 , 從而改善量化信噪比。串/并變換記憶電路 ：將串行 PCM 碼變?yōu)椴⑿写a,并記憶下來。極性控制：根據(jù)收到的極性碼 C1來控制譯碼后PAM信號的極性。編碼器中 7/11寄存讀出電路：將輸入的串行碼在存儲器中寄存起來, 待全部接收后再一起讀出 , 送入解碼網(wǎng)絡。實

4、質上是進行 串/并 變換。12位線性解碼電路 ：由恒流源和電阻網(wǎng)絡組成,與編碼器中解碼網(wǎng)絡類同。它是在寄存讀出電路的控制下,輸出相應的 PAM信號。 58解例1270由上例可知，編碼電平 ：IC=1216因此，譯碼電平：ID = IC + Vi /2=1216+64/2=1248 編碼后誤差: ( Is - IC) = 54 譯碼后誤差 : | Is- ID | = 22 PCM 信號的比特率和帶寬傳輸帶寬: 若采用非歸零矩形脈沖傳輸時，譜零點帶寬為例如: 一路模擬話路帶寬為 B=4 kHz一路數(shù)字電話帶寬為問題：PCM信號占用的頻帶 比 標準話路帶寬要 寬很多倍。B=80008 = 64 k

5、Hz如何解決？詳見10.6節(jié) 6010.5.4 PCM系統(tǒng)中噪聲的影響PCM 系 統(tǒng) 輸 出： 兩種噪聲：產(chǎn)生機理不同相互獨立+ 信號成分( So ) 加性噪聲( Sa ) 量化噪聲(Sq) 性能指標：抗量化噪聲性能抗加性噪聲性能總輸出信噪比含義：當?shù)屯ㄐ盘栕罡哳l率 fH 給定時, PCM系統(tǒng)的輸出信號量噪比隨系統(tǒng)的帶寬 B 按指數(shù)規(guī)律增長?？沽炕肼曅阅芸辜有栽肼曅阅躊CM系統(tǒng)最小帶寬帶寬與信噪比互換假設條件：自然碼、均勻量化、輸入信號為均勻分布。 總輸出信噪比 差分脈沖編碼調(diào)制10.6 Differential PCM, DPCM PCM的改進型，是一種預測編碼方法 預測編碼簡介 問題引出

6、 PCM 需用 64kb/s 的比特率傳輸 1 路 數(shù)字電話信號，這意味 ，其占用頻帶 比 1路模擬標準話路帶寬(4 kHz)要 寬很多倍。 解決思路 究其根源：PCM 是對每個樣值獨立地編碼，與其他樣值無關。 因此，降低 編碼信號的比特率、壓縮信號的傳輸頻帶是 語音編碼技術追求的目標 。 信號抽樣值的取值范圍較大 從而導致數(shù)字化信號的比特率高， 占用帶寬大。 需要較多的編碼位數(shù) 方法之一預測編碼 線性預測 利用前面幾個抽樣值的 線性組合 來預測當前時刻的樣值。 若僅用前面 一個抽樣值 預測當前的樣值，即為DPCM。 對相鄰樣值的差值進行編碼 線性預測編碼/譯碼原理框圖表明：預測值mk 是前面

7、p個帶有量化誤差的抽樣信號值的加權和。 p - 預測階數(shù) ai - 預測系數(shù)當 時 DPCM p = 1 a1 =110.6.1 差分脈沖編碼調(diào)制(DPCM)原理與性能當 p = 1，a1 = 1，則有mk = mk-1* ，表示只將前 一個抽樣值 DPCM：對相鄰樣值的差值進行編碼。當做預測值。預測器預測器 DPCM原理 DPCM性能DPCM系統(tǒng)的量化誤差（量化噪聲）為： DPCM系統(tǒng)的信號量噪比： 為信號平均功率；為預測誤差（量化器輸入）的平均功率；是把預測誤差作為輸入信號時量化器的信號量噪比；差分處理增益 約為611dB ADPCM是為了改善 DPCM 的性能，而將自適應技術引入到量化和

8、預測過程。其主要特點： 用自適應量化取代固定量化。自適應量化 指量化臺階隨信號的變化而變化 ，使量化誤差減小。 用自適應預測取代固定預測。自適應預測 指預測系數(shù)可隨信號的統(tǒng)計特性而自適應調(diào)整 ，提高預測信號的精度 。 通過這二點改進 ，可大大提高輸出信噪比和 編碼動態(tài)范圍 。 自適應差分脈碼調(diào)制（ADPCM ，Adaptive DPCM) ADPCM 能以32 kb/s的比特率達到 64 kb/s 的 PCM 數(shù)字電話質量。極大地節(jié)省了傳輸帶寬，使經(jīng)濟性和有效性顯著提高。 增量調(diào)制(M&DM)10.7 一種最簡單的 DPCM10.7.1 增量調(diào)制(M) 原理引言即對預測誤差進行1位編碼量化電平

9、數(shù)取 2 增量調(diào)制原理框圖74 增量調(diào)制波形圖 如何選擇 和 fs （2）過載量化噪聲（1）一般量化噪聲10.7.2 增量調(diào)制系統(tǒng)中的量化噪聲很大譯碼器的最大跟蹤斜率：不過載條件：fs 選大：對減小過載噪聲和一般量化噪聲都有利。因此，對于語音信號而言， M 的抽樣頻率在幾十千赫 百余千赫。 選大 ： 有利于減小過載噪聲 ，但一般量化噪聲增大。 原因：簡單 M 的量化臺階是固定的，難以使兩者都不超過要求。 解決：采用自適應 M，使量化臺階隨信號的變化而變化。為了避免過載 和 增大編碼范圍，應合理選擇 和 fs ！時，編碼1010101010時，編碼1010101010= /2起始編碼電平 Ami

10、n編碼范圍：最大編碼電平（臨界過載振幅）為：其斜率若不過載，應要求：可見，當跟蹤斜率一定時，允許的信號幅度隨信號頻率k的增加而減小，這將導致語音高頻段的信號量噪比下降。即設最大編碼電平 Amax 信號最大功率：由Amax可得信號量噪比假定不過載，基本量化噪聲為： 量化噪聲功率： e(t) = m (t) - m(t)e(t)e(t) 是低通濾波前的量化噪聲， m (t) 是譯碼積分器輸出波形；變化區(qū)間為(-, +) 。則基本量化噪聲通過截止頻率為fm 的低通濾波器后，其功率為：可見，此量化噪聲功率 Nq 只與量化臺階 及 fm / fs 有關，而 與輸入信號大小無關。 可見，最大信號量噪比與抽

11、樣頻率fs 的3次方成正比，而與信號頻率fk 的平方成反比。因此，提高fs 能顯著增大M 的量噪比。 時分復用 (TDM)10.8 Time Division Multiplexing（a ) 時分多路復用原理m i (t)低通1低通2低通N信道低通 1低通 2 低通 N同步旋轉開關m1(t)m2(t)m2(t)m1(t)mN(t)mN(t)10.8.1 基本概念實際電路中，用抽樣脈沖取代m1(t)m2(t)1幀Ts/NTs +Ts/N時隙12Ts+Ts/N3Ts+Ts/NTs2Ts3Ts4TsTs2Ts3Ts4Ts（b）信號m1(t) 的采樣（c）信號m2(t) 的采樣（d）旋轉開關采樣到的信號TDM的主要優(yōu)點：對于時分復用數(shù)字電話通信系統(tǒng)，ITU制定了兩種準同步數(shù)字體系（PDH）的建議:10.8.2 準同步數(shù)字體系 以上兩種體系的層次、路數(shù)和比特率 如表所示： E 體系結構圖：偶幀TS0奇幀TS0PCM一次群的幀結構