液晶顯示器開關(guān)電源電路原理和維修

1、液晶顯示器開關(guān)電源電路原理和維修LCD TV電源介紹 因液晶屏本身沒有發(fā)光功能，這就需要在液晶屏后加一個照明系統(tǒng)，該背光照明系統(tǒng)由發(fā)光部件、能使光線均勻照射在液晶表示面的導光板和驅(qū)動發(fā)光部件的電源構(gòu)成。現(xiàn)在發(fā)光部件的主流為被稱作冷陰極管的螢光管。其發(fā)光原理與室內(nèi)照明用的熱陰管類似，但不需象熱陰管那樣先預(yù)熱燈絲，它在較低溫狀態(tài)就能點亮，因此叫冷陰極管。但要驅(qū)動這種冷陰極管需要能輸出10001500V交流電壓的特殊電源。由于一般市用電網(wǎng)提供的是220V/50Hz或110V/60Hz的交流電壓，而顯示器（不論是早期的CRT管，還是新興的LCD顯示器，乃至LCDTV）的大部分電路是工作在低壓的條件下，

2、所以需要在顯示器上專門配有電源電路。其作用就是將市電的交流電壓轉(zhuǎn)換成為12V的直流電壓輸出，從而向顯示器供電。由于顯示器內(nèi)部的主板上還有DC-DC電壓轉(zhuǎn)換器以獲得8V/5V/3.3V/2.5V電壓，所以電源輸出的12V的直流電壓就能滿足顯示器工作的要求。鑒于此，要實現(xiàn)這一特殊的電源，就要從12V直流電壓轉(zhuǎn)換到10001500V交流電壓，這就是Inverter。而從交流電壓轉(zhuǎn)換到12V直流電壓的即為Adapter。早期，冠捷電子采用Adapter和Inverter分開的方式實現(xiàn)對顯示器的供電。Adapter采用的PWM IC為UC3842或UC3843、Inverter采用的PWM IC為TL1

3、451。后來，出于Cost down的考慮，采用Adapter和Inverter一體化的方案，Adapter部分采用的PWM IC為SG6841、Inverter部分采用的PWM IC為TL1451。隨著燈管的增加及所需的功率不斷增加，Inverter部分回路的設(shè)計方案得到轉(zhuǎn)變，由原來的Royer回路變?yōu)槿珮蚴交芈?，為此?yīng)用到OZ960IC。簡術(shù): 開關(guān)電源的基本工作原理開關(guān)電源是利用時間比率控制（Time Ratio Control,縮寫為TRC）的方法來控制穩(wěn)壓輸出的。按TRC控制原理，有以下三種方式：脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation,縮寫為PWM）。開關(guān)周期恒定

4、，通過改變脈沖寬度來改變占空比的方式。脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation,縮寫為PFM）導通脈沖寬度恒定，通過改變開關(guān)工作頻率來改變占空比的方式。3）混合調(diào)制導通脈沖寬度和開關(guān)工作頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它是以上二種方式的混合。 在目前開發(fā)和使用的開關(guān)電源集成電路中，絕大多數(shù)也為脈寬調(diào)制型。本設(shè)計采用的就是脈寬調(diào)制型（PWM）開關(guān)穩(wěn)壓電源，其基本原理可參見右圖。 對于單極性矩形脈沖來說，其直流平均電壓Uo取決于矩形脈沖的寬度，脈沖越寬，其直流平均電壓值就越高。直流平均電壓Uo可由公式計算，即Uo=UmT1/T式中Um 矩形脈沖最大電壓值；T 矩形脈沖周

5、期；T1 矩形脈沖寬度。脈寬調(diào)制型 從上式可以看出，當Um與T不變時，直流平均電壓Uo將與脈沖寬度T1成正比。這樣，只要我們設(shè)法使脈沖寬度隨穩(wěn)壓電源輸出電壓的增高而變窄，就可以達到穩(wěn)定電壓的目的。1此外，為因應(yīng)各種不同的輸出功率，開關(guān)電源按DC/DC變換器的工作方式分又可分為反激式（Flyback）、順向式（Forward）、全橋式（Full Bridge）、半橋式（Half Bridge）和推挽式（Push-Pull）等電路拓撲（Topology）結(jié)構(gòu)。其中單端反激式開關(guān)電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20100，可以同時輸出不同的電壓，且有較好的電壓調(diào)整率，應(yīng)用較為廣泛。本設(shè)計采用

6、的就是該方案，其典型的電路如圖所示。1圖1-1 反激式開關(guān)電源典型電路結(jié)構(gòu)藉由PWM IC控制開關(guān)管的導通與否，配合次級側(cè)的二極管和電容，即可得到穩(wěn)定DC電壓的輸出。Ui為含有一定交流成份的直流電壓，由開關(guān)功率管斬波和高頻變壓器降壓，將儲存于在變壓器的能量傳遞給次級側(cè)，轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸４送飧淖冏儔浩鞒?、次級的圈?shù)，就可以得到想要的DC電源。PWM控制電路是這類開關(guān)電源的核心，它通過取樣反饋閉環(huán)回路，調(diào)整高頻開關(guān)元件的開關(guān)時間比例即占空比，以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。 由于高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側(cè)，并且只有一個輸出端，而MO

7、S開關(guān)功率管導通時，次級整流二極管截止，電能就儲存在高頻變壓器的初級電感線圈中；當MOS功率管關(guān)斷時整流二極管導通，初級線圈上的電能傳輸給次極繞組，并經(jīng)過次級整流二極管輸出，故稱之為單端反激式。20寸TCL TV電源1）AC-DC 12V輸出部分; 使用IC為:SG6841D2）DC-DC 5V 輸出部分； 使用IC為: LM38453）DC-AC Inverter部分. 調(diào)光部分使用IC為:LM339,LM358 驅(qū)動部分使用IC為:LM33920寸TV POWER方框圖2.1 PWM控制器SG6841簡介目前，開關(guān)電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實，早期的PWM IC大多采用UC384X系列（

8、如UC3842、UC3843），但由于新產(chǎn)品越來越積體化及環(huán)保和安規(guī)要求越來越嚴苛的趨勢下，出現(xiàn)了384XG及684X等具有Green Function的IC。Green Function為環(huán)保功能的意思，亦稱之為Blue Angel，其要求是在滿載70W以下的電源產(chǎn)品，當負載沒有輸出功率的情況下，輸入電源仍照常供應(yīng)時，電路消耗功率必需小于1W以下。歐系的Infineon Coolset ICE2AXXX及ICE2BXXX系列不僅具有Green Function，并且把以往外加的功率開關(guān)集成在8DIP的IC內(nèi)，以節(jié)省空間和制造流程。SG6841是由System General崇貿(mào)科技開發(fā)的一款

9、高性能固定頻率電流模式控制器，專為離線和DCDC變換器應(yīng)用而設(shè)計。它屬于電流型單端PWM調(diào)制器，具有管腳數(shù)量少、外圍電路簡單、安裝調(diào)試簡便、性能優(yōu)良、價格低廉等優(yōu)點，可精確地控制占空比，實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，還擁有低待機功耗和眾多保護功能，所以，為設(shè)計人員提供只需最少的外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，在實際中得到廣泛的應(yīng)用。SG6841有下列性能特點： 第一講 ADAPTER 原理講解 在無負載和低負載時時， PWM的頻率會線性降低進入待機模式以實現(xiàn)低功耗，同時提供穩(wěn)定的輸出電壓。 由于采用BiCMOS，啟動電流和正常工作電流減少到30A和3mA，因此可大大提高電源的轉(zhuǎn)換效率。 SG6841是固

10、定頻率的PWM控制器，它的工作頻率通過一個外接電阻來決定，改變電阻值可輕易改變頻率。 內(nèi)建同步斜率補償電路，可保證連續(xù)工作模式下電流回路的穩(wěn)定性。 內(nèi)建電壓補償電路可在一個較大的AC輸入范圍內(nèi)實現(xiàn)功率限制控制，并提供過載、短路保護功能。此外，還設(shè)有低電壓鎖定（UVLO）功能，使工作更穩(wěn)定、可靠。 可通過外接一個負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTCR）來傳感環(huán)境溫度以實現(xiàn)過溫保護，也可利用該功能實現(xiàn)過壓保護。 具有圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極，可實現(xiàn)良好的EMI。其最大輸出電壓鉗位在18V。常見的SG6841有8腳DIP和SO兩種封裝，其各引腳功能分別如下所示： GND：接地。 FB：反饋電壓輸入端。用

11、于提供PWM調(diào)節(jié)信息，PWM占空比就是由它控制。 Vin：啟動電流輸入端。SG6841開始工作必須在該端要提供一個啟動電壓。 RI：參考設(shè)置端。通過連接一個電阻接地來為SG6841提供一個恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。 RT：溫度保護端。該端輸出一個恒定的電流。在該端接一NTCR接地來傳感溫度，當該端電壓下降到一定值時會啟動過溫保護。在本設(shè)計中，該功能被用于高壓保護。 Sense：電流傳感端。當該端電壓達到一個閾值時芯片會停止輸出,從而實現(xiàn)過流保護。 VDD：電源供電端。 Gate：PWM脈沖輸出端。圖騰柱（即推拉輸出電路）輸出極驅(qū)動功率開關(guān)管。振蕩器SG6841的PWM頻率范圍

12、為50KHz100KHz。RI端通過連接一個電阻Ri接地來為SG6841提供一個恒定的電流，改變電阻阻值將改變PWM的頻率。2.2 SG6841內(nèi)部結(jié)構(gòu)與工作原理圖2-1 SG6841內(nèi)部框圖在本設(shè)計中，取Ri24k，SG6841的PWM頻率為70.42kHz。2）欠壓鎖定 SG6841采用了欠壓鎖定比較器來保證輸出級被驅(qū)動之前，集成電路已完全可用。欠壓鎖定回路其實質(zhì)是一個滯回比較器，以防止在通過它們各自的門限時產(chǎn)生錯誤的輸出動作。它的開啟電壓為16V，關(guān)閉電壓為10V。在啟動過程中，比較器反向輸入端為16V，當VDD16V時，比較器輸出為低電平，SG6841無法工作。當VDD升到16V時，欠

13、壓鎖定器輸出為高電平，SG6841正常工作，同時MOS管導通，使比較器反向輸入端為10V。當VDD下降至10V時，欠壓鎖定器的輸出回到低電平，整個電路停止工作。SG6841的7腳端設(shè)置了一個32V的齊納二極管，保證內(nèi)部電路絕對工作在32V以下，以防電壓過高損壞芯片。3）輸出部分 SG6841的8腳為輸出腳，它是一個單圖滕柱輸出級，專門設(shè)計用來直接驅(qū)動功率MOSFET的，具有降低熱損耗、提高效率和增強可靠性的作用。在芯片內(nèi)部有一18V的穩(wěn)壓管與Gate端相連使輸出電壓鉗位在18V，可保護MOSFET免被擊穿。通過控制PWM脈沖的上升與下降時間，可有效減少開關(guān)噪聲，提高電源的EMI，并提供穩(wěn)定的M

14、OSFET管Gate極驅(qū)動。在1.0nF負載時，它能提供高達1.0A的峰值驅(qū)動電流和典型值為250ns的上升時間和50ns的下降時間。還附加了一個內(nèi)部電路，使得任何時候只要欠壓鎖定有效，輸出就進入灌模式，這個特性使外部下拉電阻不再需要。4）電流取樣比較器和脈沖調(diào)制鎖存器 SG6841作為電流模式控制器工作，輸出開關(guān)導通由振蕩器開始振蕩起始，當峰值電感電流到達FB反饋端電平時終止。這樣在逐周基礎(chǔ)上誤差信號控制峰值電感電流。所用的電流取樣比較器-脈寬調(diào)制鎖存配置確保在任何一定的振蕩周期內(nèi)，僅有一個單脈沖出現(xiàn)在輸出端。電感電流通過插入一個與輸出開關(guān)Q901的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻Rs轉(zhuǎn)換成電

15、壓。此電壓由電流取樣輸入端Pin6 Sense監(jiān)視，并與來自Pin2 FB端電平相比較。通常取樣電阻Rs為一小電阻。在正常的工作條件下，峰值電感電流由管腳1上的電壓控制，其中：Ipk =（VFB 1.0V）/3RS 其中，VFB為FB端電壓，1.0V為在兩個二極管上的壓降，1/3為經(jīng)兩個電阻后的分壓比。當電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部箝位至0.85V。因此最大峰值開關(guān)電流為：Ipk（max）=0.85V / Rs當輸入電壓很大時，取樣電流將非常小，這時可通過高壓補償回路來調(diào)節(jié)。在電路中，通過R904與R905（均為1M來提

16、高Sense端電平，實現(xiàn)高壓補償。 當負載短路或其它原因引起功率管電流增加，并使取樣電阻Rs上的電壓升高。當Sense端的電壓達到0.85V時，RS觸發(fā)器的R端輸入為低電平，從而Q非輸出低電平，SG6841即停止脈沖輸出，可以有效的保護功率管不受損壞，從而實現(xiàn)過流保護。由此可得Ipk（max）0.85V/Rs，改變Rs值即可改變其最大的輸出功率。在本設(shè)計中取Rs0.3，可得Ipk（max）2.83A。 在SG6841的Sense端產(chǎn)生的噪聲會引起PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。在芯片內(nèi)部Sense端經(jīng)過一個斜率補償電路后，才接至比較器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。良好的PCB布線和避免元件管腳

17、太長也有利于減少噪聲。而在UC3841的應(yīng)用電路中則需要在Sense端增加一個RC濾波器來解決同樣的問題，可見SG6841的功能更強，外圍電路更簡單。 當SG6841正常工作時，其內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生振蕩信號，此信號一路直接加到圖騰柱電路的輸入端，另一路加到PWM脈寬調(diào)制RS觸發(fā)器的S端，RS型PWM脈寬調(diào)制器的R端接電流檢測比較器輸出端。當峰值電感電流未達到FB反饋端電平時，比較器輸出低電平，此時R端為低電平，Q非端輸出低電平；當峰值電感電流達到FB反饋端電平時，比較器輸出高電平，此時R端為高電平，Q非端輸出高電平。可見，F(xiàn)B端電壓越高，Q非端脈沖越窄，同時Gate端輸出脈寬也越窄（占空比減?。?；

18、FB端電壓越低，Q非端脈沖越寬，同時Gate端輸出脈寬也越寬（占空比增大），從而實現(xiàn)PWM控制，使輸出電壓穩(wěn)定。2.3 SG6841的啟動與供電 SG6841需要在啟動時給Pin3 Vin 提供一30A的啟動電流以使芯片進行有效的自舉。在電路中，將Pin3 通過兩個1M的電阻接至PFC級的DC輸出端，便可在AC輸入90V264V的范圍內(nèi)實現(xiàn)SG6841的有效啟動。 在SG6841正常工作后，其Pin7 VDD端必須提供10V30V電壓為芯片供電。2.4高壓保護電路 SG6841的Pin5 RT端恒定輸出一電流IRT：IRT2（1.3V/Ri）RT端可串聯(lián)一負溫度系數(shù)的熱敏電阻（NTCR）接地，

19、RNTC隨溫度上升而降低，這時當IRTRNTC2.5V,則TL431內(nèi)部比較器的輸出高電平從而使NPN管導通。 IC902即光電耦合器的2腳電位隨著降低，顯然這種變化勢必會使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流有所增大。由于光電耦合器PC123Y24P的CTR（電流傳感系數(shù)即流過發(fā)光二極管的電流與流過光敏三極管的電流的比值）1，使得從PC123Y24P中的光敏三極管的4腳流過的電流也有所增大，這導致SG6841 PIN2 FB端電壓降低，于是PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比變小，使次級輸出電壓降低，所以達到降壓的目的。輸出端電壓下降；同理，當輸出端電壓降低時，TL431內(nèi)部比較器的輸出低電平

20、從而使NPN管截止，從而使得流過光電耦合器的發(fā)光二極管的電流減小，可使SG6841 PIN2 FB端電壓升高，于是PIN6 Gate端的輸出脈沖占空比變大，輸出電壓上升。此外，由R936、C929組成阻抗匹配電路，起到高頻補償作用。 電壓輸出端12V電壓由R925和R926分壓后輸入TL431的REF端，其中R925的阻值為4.3K，R926的阻值為2.4K。當電源正常工作時，輸出5V的電壓經(jīng)分壓后剛好為2.5V輸入TL431。第二講 DC-DC 12V TO 5V2.7 DC-DC 12 to 5V 部分 Isense 過流檢測腳GND 信號接地端NCF.B. 反饋腳可調(diào)腳 過流門限電壓設(shè)定

21、腳（后面詳解）PWR GND 能量接地端門驅(qū)動 PGATE的范圍是Vin至（Vin-5）VVin 芯片供電腳 .3845主要特性：輸入電壓4.5至35V 輸出電壓1.242至Vin可調(diào)效率高達93%1.3%（過溫時2%）內(nèi)部參考電壓100%的占空比最大操作頻率范圍高達1MHz過流保護二. 3845各引腳功能 如右圖所示：Isense 過流檢測腳GND 信號接地端NCF.B. 反饋腳可調(diào)腳 過流門限電壓設(shè)定腳（后面詳解）PWR GND 能量接地端門驅(qū)動 PGATE的范圍是Vin至（Vin-5）VVin 芯片供電腳 三)3845功能描述總述 LM3845是一款Buck型DC-DC控制芯片，它的核心

22、技術(shù)是帶滯回的比較器，滯回電壓大約為10mV，由反饋電壓VFB來控制開關(guān)管的通斷。當電感中的電流太高時，限流保護回路動作同時關(guān)斷開關(guān)管，關(guān)閉時間大約為9s。這種帶滯回控制型芯片不用內(nèi)部振蕩器，開關(guān)頻率完全取決于外部元件和外部條件，操作頻率帶輕載時會下降，以達到節(jié)能的目的。 其內(nèi)部框圖如下： 可以通過外部的兩個電阻來方便地選擇輸出電壓，如下圖所示： 公式為： VOUT=1.242(R1+R2) / R2, 電壓的輸出范圍在1.242VVin。 那么最小的紋波電壓VOUTPP可以用同樣的辦法計算出來： VRipperHYST（R1R2）R2100mV（R1R2）R2 假設(shè)VOUT為5V，那么（R1

23、R2）R2等于51.242，可得： VRipper51254mV 即輸出電壓為50.04V。(4).滯回控制回路LM3845使用一個基于電壓反饋環(huán)控制的比較器來對反饋電壓與內(nèi)部的1.242V參考電壓做比較，并存在10mV的滯回門限以防止高頻干擾所帶來的誤判。當反饋端的輸入低于參考電壓時比較器輸出低電平，使得P溝道的柵極為低電平，將PMOSFET打開。當開關(guān)“ON”時，電源通過開關(guān)管和電感給COUT充電，此時電感中的電流線形增長，輸出電壓也隨之線性增長。當FB達到門限電平時，滯回比較器的狀態(tài)由高電平轉(zhuǎn)為低電平，開關(guān)管關(guān)斷，此時電感由于電流不能突變而需通過二極管續(xù)流，電感電流線性減小。反饋電壓到達

24、參考電壓時,比較器輸出狀態(tài)改變，整個工作過程完成，開始下一個周期。(5).限流操作 LM3845具有周期檢測電流的功能，它有兩種檢測方式，第一種是通過RDS上的電流直接檢測，第二種是通過附加電阻RSENSE來檢測電流。 當限流功能起作用時，LM3845把外部PFET關(guān)閉9s，電流檢測門限由外部RADJ決定，限流檢測電路由ISENSE比較器與一個單脈沖發(fā)生器構(gòu)成。如下圖所示： VADJVIN（RADJ5.5A） VISENSEVIN（RDSONIL）VINVDS IL為電感的峰值電流 當過流時VISENSE大于VADJ時，單脈沖產(chǎn)生器產(chǎn)生一個9s的脈沖，由其結(jié)構(gòu)可以看出，只要腳為高電平，無論腳的

25、電平是高是低，PGATE都將關(guān)閉9s。IC: LM339, LM324, LM358內(nèi)銷的20寸LCDTV Inverter 部份由分立元件構(gòu)成，其核心IC是LM339、LM358、LM324。其中，LM339和LM324集成了4個比較器，LM358集成了2個比較器。INVERTER電源可分成3小部份: 調(diào)光部分、保護部份、ROYER電路一.調(diào)光部分 目前市場上的調(diào)光主要有兩種方式，一種是線性調(diào)光，另一種是Burst Mode調(diào)光。我廠在以前老式的LCD上采用可調(diào)電阻線性調(diào)光，其缺點是不便于做細微調(diào)整又很浪費功率。Burst Mode是采用低頻波加在反饋端的形式來改變反饋值的大小，從而達到調(diào)光

26、的目的。這種模式在OZ960芯片上得到了集成應(yīng)用，而20寸LCDTV是由分立元件來實現(xiàn)上述功能的。第三講 INVERTER 電源部分講解三角波發(fā)生器部分 如下圖所示：R270100?(1206)R27930KD229RLZ5.6BR2711MR28427KR2781MR2871MC2380.01UFC239NCC2400.1UFR286100KVCC_12VR29010KR28151K+-+ST LM358IC205LM35832148567R2691KR267100KR26851KR28551KC2412.2UFQ222SST3904Q219SST3904A 點 開始時，Q222沒有導通，5

27、V電壓通過R267加在IC205的第二腳（反向端）上，IC205即LM358的引腳與C238、R267組成了積分器，腳電壓為5V電壓經(jīng)R268與R285分壓決定為2.5V。依據(jù)虛短、虛斷原理，腳電壓也應(yīng)為2.5V，則積分器反向積分.LM358的引腳控制積分方向。A點電壓由5V電壓經(jīng)R271、R287分壓后得到，其值為2.5V，通過R281加到比較器的腳（正向端），那么積分器的積分輸出端加到比較器的反向比較端。當積分值低于比較器直流門限電平時，腳比較輸出高電平，通過R290加到Q222基極使其導通，腳電位下降，積分器正向積分。當積分器腳輸出電壓高于門限電壓時，腳輸出低電平，三極管截止。比較器腳電

28、位升高，積分器又反向積分開始下一個周期。保護部分如下圖： 如果電源電壓不穩(wěn)，IC206同向輸入端腳電壓上升，大于反向輸入端腳基準電壓，那么Q221導通Q224接著導通，把B點電位拉高從而拉高C點的電位使得腳與腳的電位升高，與三角波進行比較時并無輸出，以防止光過調(diào)，燈管電流過大。-+IC206DLM324/SO2420.1UFR2832M-+IC206CLM324/SO_151098411C2431UFR27418KADJR289100KR27518KR2881MR280100KQ221DTC144WK213R21011K-+IC206ALM324/SO_1532141

29、112VD2281N4148方波發(fā)生器部分如下圖所示： 腳的輸出波形分為兩路，第一路通過C240加到R278、R273與IC206 B 引腳組成反相電壓跟隨器后，送到IC206 C（LM324）的腳，最后與直流電平比較而產(chǎn)生矩形波，通過Q223 射極跟隨后從 Burst_L 輸出。而另一路直接送入IC206 D的12腳與直流電平VDim 比較后產(chǎn)生矩形波，通過Q220射極跟隨后從Burst_R輸出.把左右兩路波形相同但相位相反的矩形波分別加在左右兩反饋端，那么兩反饋端電壓會增加從而達到了調(diào)光的目的。2DC-AC部分啟動過程 當主板給INVERTER ON/OFF 腳發(fā)出一個高電平時，Q204飽

30、和導通，拉低Q203的基極，此時Q203導通，Vcc一路通過R211加在IC201（LM339M）的第11腳，即為內(nèi)部第四比較器的正向輸入端，為比較器提供直流電平。另一路通過R219加在第四比較器的反向輸入端（10腳），還有一路通過R217使比較器輸出一個高電平。輸出的高電平加到以Q209為共射級放大電路輸入端，共射極輸出直接加在由Q206所組成的共基極輸入端，共基極好處是補償由共射電路所帶來的米勒效應(yīng)，拓寬放大頻帶。（實測這里的開關(guān)頻率為110KHz左右），此時共基極輸出為低，PMOSFET導通L201上的電流線性增加，電流通過R201，Q202加到ROYER回路上使其工作。當L202的電流

31、上到一定的時候，D202截止，比較器輸出一個低電平，使PMOSFET截止。由D204續(xù)流，ROYER回路由電感上的能量供給。此時電感電流線性下降。當下降到一定程度時，D202導通把IC201 的10腳拉低。從而第13腳輸出高電平使PMOSFET再次打開，下一周期開始。R2041K MOF-DIP(1W)Q209SST3904R2133.9KD205NCQ205KTD1691(DIP&SMD)123C2060.22UF/250VR2014.7KD2031N4148L201150UH(60-52)Q208KTD1691(DIP&SMD)123PT20180VL17T-13-YS54671239R2

32、021K MOF-DIP(1W)Q202SST3904Q207RK7002132D2061N4148Q206SST3904C2111UFQ201SI4431 OR AO441148567321R2101MD204SMAL240 OR SR24(1) 保護過程 保護回路由D203，R210，D202構(gòu)成，如下圖所示： 如果開關(guān)管開啟時電壓過高，此時把D203擊穿，則Q207導通，使Q202的基極電位下降，Q202截止，ROYER 回路不工作，從而保護了燈管。 保護回路是由兩片LM339M所構(gòu)成，如下圖所示： IC203, IC204（LM339）腳4，6，8分別監(jiān)控3路燈管電流，11腳監(jiān)控3路燈

33、管總電流，正常工作時，根據(jù)比較器原理，腳4，6，8應(yīng)該比相應(yīng)的基準電壓高，而11腳的電壓應(yīng)該比基準電壓低。以起到對每個燈管的控制以及對整體電流的控制。若有一路反饋電壓反常，八個電壓比較器的輸出將為高電平， Q225導通，拉低IC206的腳電壓，啟動調(diào)光保護回路。同時Q218也導通，關(guān)斷Q217，使IC201腳電壓不受保護作用的影響。AC-DC 12V 變換 (2) 調(diào)光過程 三個燈管的反饋電流經(jīng)過由D208、R225、C217、R221、R224、C216、R222、R220、R223、R227組成的反饋網(wǎng)絡(luò)，得到的反饋電壓同另一路取自L201并經(jīng)過另一反饋網(wǎng)路的反饋電壓會合后加在IC201的

34、腳，也就是第三比較器的反向端。與第腳的基準電壓比較后輸出，同時和調(diào)光回路的低頻電壓合并，最后正饋給后極,調(diào)光的低頻電壓同時也加在IC201的第十一腳即第四比較器的正向端，以改變其基準電壓來細微調(diào)節(jié)PWM的占空比，從而達到調(diào)光的目的。調(diào)光方框圖A C 源 90264V12V TO 5V DC-DC 變換 主板LM 339 BURST-MODE調(diào)光ROYER 回路 燈管 反饋 自激型推挽式直流變換器是利用開關(guān)晶體管和變壓器鐵芯的磁通量飽和來進行自激振蕩，從而實現(xiàn)開關(guān)管“開關(guān)”轉(zhuǎn)換的直流變換器，它是由美國人羅耶 （GHRoyer）在1955年首先發(fā)明和設(shè)計的，故又稱“羅耶變換器”。這種變換器的電路結(jié)

35、構(gòu)簡單，使用時鐵芯飽和，不僅鐵芯損耗大，而且晶體管在截止前出現(xiàn)較大IC峰值電流，開關(guān)管損耗大。適用于幾十W輸出功率的電源，目前我們采用Royer電路的轉(zhuǎn)化效率大約為7585。自激型推挽式（push-pull）直流變換器工作原理陰極冷光燈的特性 冷陰極燈管（cold cathode fluorescent lamp）CCFL代表的是一個高非線性負載。一開始當冷光燈是冷卻的時候（在一段沒有運轉(zhuǎn)的時間內(nèi)），啟動冷光燈的電壓是一般的三倍。冷光燈在圖一中的特征是，啟動電壓為1600伏特，一般運作的平均電壓是300伏特。請注意，冷光燈在一開始時是正電阻，然后轉(zhuǎn)換為低阻。這些特性表示它具有高輸出阻抗(電流源

36、)，能抑制負的負載電阻效應(yīng)，且在啟動冷光燈時可以限制電流。因為直流變換器轉(zhuǎn)換器有一個低輸出阻抗，所以必須加入一個額外的無損失（loseless）串聯(lián)阻抗，例如：一個耦合電容。在圖一中，對CCFL的等效電路做分析。VFL是冷光燈在一般操作下的平均電壓。冷光燈的阻抗（RFL）是一個復函數(shù)，但在固定電壓時，可被視為一個固定的負電阻。雜散電容和互連電容結(jié)合在一起成為CFL。圖一：CCFL的等效電路4. ROYER電路工作原理自激型推挽式直流變換器的電路原理 如圖2所示：當電壓V1加到輸入端時，由R224、R226組成的分壓電路會產(chǎn)生兩個電壓并加到兩個開關(guān)晶體管的基極上，由于電路不可能完全對稱，所以總會

37、使一個開關(guān)管導通。假定Q209先導通，其集電極電流iC1流過變壓器的初級線圈（3.45）將使變壓器鐵芯磁化，在其他線圈中產(chǎn)生感應(yīng)電動勢。V1 由于6端是Q210的基極線圈，故此感應(yīng)電動勢將使晶體管Q210的基極處于負電位，從而使Q210一直處于截止狀態(tài)，而1端的感應(yīng)電動勢則使V209的集電極電流進一步增加，并使V1很快達到飽和導通狀態(tài)，由于此時全部輸入電壓V1都加到初級線圈（3.45）兩端，因此（3.45）中的電流及由此電流產(chǎn)生的磁通也線性增加。當鐵芯中的磁通達到或接近磁飽和值s時，Q209的集電極電流會急劇增大而形成一個尖峰，而此時磁通量的變化率則為零，因而（3.45）兩端的感應(yīng)電動勢也接近

38、于零，由此將使開關(guān)管Q209的基極電流減少，集電極電流下降，整個線圈中產(chǎn)生反向電動勢，從而使線圈中的磁通脫離飽和，并促使晶體管Q209很快截止，Q210進入導通。 而當全部輸入電壓V1加到線圈的另一半（3.42）兩端時，線圈中的磁通將迅速下降并很快達到反向飽和值s，從而產(chǎn)生另一次崩潰過程。這個過程周而復始，使得Q209、Q210交替導通，這樣在兩個晶體管的集電極產(chǎn)生相差180度的方波，通過這樣的一個周期性變化，變壓器的（2-5）端便迭加一個正弦波電壓，升壓后從（79）輸出。冷陰極燈管亮前一瞬間，高電壓全部加在燈管的兩端，因此時的燈管阻抗無窮大。此時的電壓通常設(shè)定在1000V左右，以滿足燈管的起動條件。因此，燈管點亮后，阻抗降至數(shù)10K.因燈管兩端的電壓由