低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)

1、低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)摘要當(dāng)今社會(huì)便攜式電子產(chǎn)品已成為人們消費(fèi)的主流，為了延長(zhǎng)所用電池的壽命，驅(qū)使 IC產(chǎn)品朝著低壓低功耗的方向發(fā)展。同時(shí)為了提高集成度降低成本，晶體管尺寸也在不 斷的降低。所有這些使得電源電壓變的越來(lái)越低，而晶體管的閉值電壓并沒(méi)有發(fā)生變化，結(jié)果對(duì)模數(shù)混合信號(hào)系統(tǒng)中的模擬電路設(shè)計(jì)提出了極大的挑戰(zhàn)。運(yùn)算放大器作為大多數(shù)模擬系統(tǒng)中最基本模塊，要求其在低壓情況下具有高增益和寬帶寬。為了提高增益，傳統(tǒng)的cascode結(jié)構(gòu)由于其擺幅的降低已不再適合低壓設(shè)計(jì)，這樣只能通過(guò)增加級(jí)聯(lián)的增益級(jí)數(shù)目來(lái)達(dá)到高增益目的。但是由于出現(xiàn)了多個(gè)極點(diǎn)，使 得多級(jí)放大器遭受了環(huán)路穩(wěn)定性問(wèn)題。因此基于米勒補(bǔ)償

2、方法，該論文里提出了有源反 饋頻率補(bǔ)償方法，該方法不僅保證了環(huán)路的穩(wěn)定性，而且出現(xiàn)了一個(gè)左半平面零點(diǎn)，增 加了相位裕度，降低了補(bǔ)償電容尺寸，達(dá)到了寬帶寬的目的，也提高了轉(zhuǎn)換速率。除此 之外該論文里的運(yùn)放增加了前饋增益級(jí)，這樣就有效的控制了非主極點(diǎn)的Q值，保證了高頻時(shí)補(bǔ)償環(huán)路是負(fù)反饋的。同時(shí)利用前饋跨導(dǎo)和輸出級(jí)跨導(dǎo)設(shè)計(jì)了AB類輸出級(jí)，提高了傳輸效率。為了提高在低壓環(huán)境下的信噪比，該論文里設(shè)計(jì)了具有恒定跨導(dǎo)和輸出電流Rail-to-Rail輸入級(jí)，這樣就保證在整個(gè)共模輸入范圍內(nèi)增益、帶寬和轉(zhuǎn)換速率是恒定的，同時(shí)也降低了補(bǔ)償?shù)碾y度。相對(duì)于內(nèi)部米勒補(bǔ)償方法（NMC）,該論文的補(bǔ)償方法由于出現(xiàn)了左半平面

3、零點(diǎn)，只需輸出跨導(dǎo)和輸入級(jí)跨導(dǎo)處于同一個(gè)數(shù)量級(jí)即可保證穩(wěn)定性，而NMC卻需要輸出跨導(dǎo)遠(yuǎn)大于輸入級(jí)跨導(dǎo)，因此該方法達(dá)到了低功耗的目的。基于csmc0.5umCMOS工藝，利用 speetre 仿真工具，對(duì)所設(shè)計(jì)的運(yùn)放進(jìn)行了詳細(xì)的仿真。結(jié)果表明：在2.5 V的電源電壓下，功耗為 1.28mw,直流增益107dB,單位增益 帶寬4M以上，相位裕度 68 C,輸入輸出實(shí)現(xiàn)了全擺幅，達(dá)到了預(yù)期的目標(biāo)。關(guān)鍵詞：低壓低功耗；運(yùn)算放大器；Rail-to-Rail低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)AbstractIn todays society portable electronics products has be

4、come the mainstream of people consumption used to prolong battery life, drive IC products toward the direction of low-pressure low power consumption. To improve the level of integration cost reduction, transistor size is also in constant reduced. All of this makes the power supply voltage is becomin

5、g more and more low, and the transistors closed value voltage and nothing changes of mixed signal system adc results of the analog circuit design puts forward the great challenges.Operational amplifier as most simulation system is the most basic module, asking them at low cases has high gain .And wi

6、de bandwidth. In order to improve the gain, traditional. Ascode structure because of its place of lower no longer fit for low voltage asher .Plan, so only through cascade gain levels increased the number to achieve high gain purpose. But as presented many poles .Point, make suffered a loop multi-lev

7、el amplifier stability issues. So abimelech compensation method based on the thesis puts forward .The active feedback frequency compensation method, this method not only ensure the stability of the loop, and it appeared a left brain flat .Surface zero, increased phase power margin, reduced compensat

8、ion capacitor size, reached a wide bandwidth purpose, but also increased the turn change rate. Besides the papers increased the op-amp feed-forward gain level, thus effectively control the main pole .The Q value, and to ensure the high frequency compensation loop is negative when. Meanwhile feedforw

9、ard transconductance and output level transconductance design.The AB, improving the level of output transmitting efficiency. In order to improve the environment in the low signal-to-noise ratio, this thesis designA constant transconductance and output current rall a rall to the input stage, such a g

10、uarantee in the whole input common-mode range gain, bandwidth and conversion rate is constant, but also reduce the difficulty of the compensation. Relative to the internal miller compensation method (NMC ), this paper due compensation method of planar zero appeared, simply left output transconductan

11、ce and input level transconductance in the same order of magnitude can guarantee stability, and then the NMC but need output transconductance far outweigh the input stage, so this method transconductance reached a low power consumption purposes.Based on sumcM0s process, use esmco. Speetre simulation

12、 tools, the design of op-amp carried on the detailed simulation. The results show that the voltage of power supply in 2.5 v, power consumption, dc gain for 1.28 mw 107dB, unity-gain bandwidth 4M above, phase margins, 68 , input/output achieved full swing, achieve the expected goal.Key words: low vol

13、tage;low power consumption; active frequency compensation Rail-to- Rail;operational amplifierII低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)目錄 TOC o 1-5 h z HYPERLINK l bookmark0 o Current Document 摘要IAbstract 111前言1 HYPERLINK l bookmark2 o Current Document 本研究的目的與意義 1 HYPERLINK l bookmark4 o Current Document 國(guó)內(nèi)外研究文獻(xiàn)綜述 1 HYPERLINK

14、 l bookmark6 o Current Document 本研究的主要內(nèi)容 22運(yùn)算放大器 4 HYPERLINK l bookmark8 o Current Document 放大器白原理4 HYPERLINK l bookmark10 o Current Document 運(yùn)算放大器的原理 4 HYPERLINK l bookmark18 o Current Document 理想運(yùn)放和理想運(yùn)放條件 6 HYPERLINK l bookmark20 o Current Document 3運(yùn)算放大器的模塊分析與設(shè)計(jì) 8 HYPERLINK l bookmark22 o Current

15、 Document 運(yùn)放的偏置電路設(shè)計(jì) 8 HYPERLINK l bookmark24 o Current Document 低壓低功耗運(yùn)算放大器的輸入級(jí)設(shè)計(jì) 9 HYPERLINK l bookmark30 o Current Document 運(yùn)放的增益設(shè)計(jì) 10 HYPERLINK l bookmark32 o Current Document 運(yùn)放的輸出級(jí)設(shè)計(jì) 10 HYPERLINK l bookmark34 o Current Document 4低壓低功耗運(yùn)算放大器的整體設(shè)計(jì) 13 HYPERLINK l bookmark36 o Current Document 運(yùn)放的整體結(jié)

16、構(gòu)與傳輸函數(shù)分析 13 HYPERLINK l bookmark46 o Current Document 運(yùn)放的頻率特性分析與參數(shù)設(shè)計(jì) 17 HYPERLINK l bookmark66 o Current Document 運(yùn)放的整體電路 21 HYPERLINK l bookmark68 o Current Document 5運(yùn)算放大器的仿真與結(jié)果分析 23 HYPERLINK l bookmark70 o Current Document 運(yùn)放的直流參數(shù)仿真 23運(yùn)放的交流參數(shù)仿真 28 HYPERLINK l bookmark83 o Current Document 6結(jié)論30

17、HYPERLINK l bookmark85 o Current Document 參考文獻(xiàn)31致說(shuō)甘32III低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)1前言本研究的目的與意義近年來(lái)，隨著長(zhǎng)壽命便攜式電子產(chǎn)品的廣泛應(yīng)用和高性能VLSI系統(tǒng)集成的迅速發(fā)展，低功耗設(shè)計(jì)已逐漸成為當(dāng)前集成電路設(shè)計(jì)的主要考慮因素之一1。隨著CMOS工藝向超深亞微米技術(shù)的發(fā)展，晶體管特征尺寸不斷減小；為了保證集成電路的性能，降低 功耗，減小各種寄生效應(yīng)，在降低閾值電壓的同時(shí)，必然要求降低芯片內(nèi)部的電源電壓。這極大提高了數(shù)字電路的性能和集成度：一方面，最小尺寸器件的使用大大減小了數(shù)字 電路單元的面積；另一方面，由于數(shù)字電路的平均功耗與電

18、源電壓成正比，降低電源電 壓也就相應(yīng)地減小了數(shù)字電路單元的功耗。而對(duì)于模擬電路，由于噪聲和失調(diào)的限制不 能使用最小尺寸器件，因此對(duì)于特征尺寸的縮小受益很少。此外，電源電壓的降低迫使 模擬電路單元在動(dòng)態(tài)范圍、電路速度等方面的性能大大降低，因而使得電路設(shè)計(jì)更加復(fù) 雜化。運(yùn)算放大器是模擬電路最重要的電路單元，廣泛應(yīng)用于許多混合信號(hào)處理電路，如 模/數(shù)、數(shù)/模轉(zhuǎn)換器和開(kāi)關(guān)電容等模擬電路2,因此低壓低功耗運(yùn)算放大器的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)就成為設(shè)計(jì)低功耗模擬系統(tǒng)最基本的工作，特別是在SOC的模擬電路中。 由于晶體管的閾值電壓并不隨著特征尺寸的減小而線性減小，所以在低電源電壓環(huán)境下，CMOS運(yùn)算放大器的輸入輸出信號(hào)的動(dòng)

19、態(tài)范圍大大減小。為了提高低壓低功耗運(yùn)放的性能，增大輸入輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍，最好能達(dá)到整個(gè)電源電壓范圍，即軌到軌(Rail - to-Rail),必須對(duì)運(yùn)放的差分輸入級(jí)和輸出級(jí)進(jìn)行改進(jìn)設(shè)計(jì)。對(duì)于輸入級(jí)，恒跨導(dǎo)的Rail - to- Rail設(shè)計(jì)是研究的熱點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)的方法很多：通過(guò)電流舵控制兩輸入對(duì)的vgs-VT之和，以此調(diào)節(jié)總跨導(dǎo)4;使尾電流的方根之和與n溝和p溝跨導(dǎo)成比例5;利用偏置回路來(lái)保持尾電流平方根之和的恒定6，這種方法目前應(yīng)用最為廣泛。而輸出級(jí)多采用共源共柵或AB類輸出結(jié)構(gòu)，但共源共柵結(jié)構(gòu)的輸出擺幅不能嚴(yán)格實(shí)現(xiàn)Rail-to-Rail ,故目前大多數(shù)緊湊式低壓運(yùn)放常采用后者。本文主要綜合

20、討論了兩種分別工作于弱反型區(qū)和強(qiáng)反型區(qū)的、利用比例電流鏡控制的恒跨導(dǎo)Rail-to- Rail輸入級(jí)及兩種 AB類控制的Rail-to-Rail輸出級(jí)的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。國(guó)內(nèi)外研究文獻(xiàn)綜述近些年來(lái)，由于國(guó)外具有先進(jìn)半導(dǎo)體制造業(yè)和雄厚的技術(shù)基礎(chǔ)，推出了性能極佳的 運(yùn)算放大器。尤其是美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司(National Semieonduetor corporation) 采用自己專有的全新 VIP50工藝技術(shù)，成功的開(kāi)發(fā)了在準(zhǔn)確度、功耗及電壓噪音等方面都有大幅度 改善的6款運(yùn)算放大器，預(yù)計(jì)這些最新開(kāi)發(fā)的芯片在滿足工業(yè)應(yīng)用、醫(yī)療設(shè)備及汽車電 子系統(tǒng)等產(chǎn)品市場(chǎng)需求方面沒(méi)有任何問(wèn)題。這幾款芯片除了在上述幾方面

21、有大幅改進(jìn)之低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)外，所采用的封裝也極為小巧，因此也很適合便攜式電子產(chǎn)品采用。我們知道在低功耗、低電壓放大器設(shè)計(jì)方面美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體是領(lǐng)導(dǎo)者，并且最近該公司推出4款型號(hào)分別為L(zhǎng)MV651、LMV791、LPV511及LPV72巧的全新運(yùn)算放大器，其特色是增益帶積達(dá)到世 界的最先進(jìn)水平。以12MHz單位增益帶寬的 LMV651放大器為例來(lái)說(shuō)，這款放大器比采用了 SOT及SC70封裝技術(shù)的主要競(jìng)爭(zhēng)產(chǎn)品節(jié)省多達(dá)90%的用電。其他的產(chǎn)品也各有自己的優(yōu)點(diǎn)，其中包括低至1 NA以下的電流以及高 達(dá)12V的操作電壓等特色。相對(duì)于國(guó)外放大器的研究程度，國(guó)內(nèi)研究要遜色很多。由于沒(méi)有先進(jìn)半導(dǎo)體制

22、造工藝提供研究平臺(tái)，再加上國(guó)內(nèi)微電子起步較晚，技術(shù)力量比較單薄，而CMOS低壓低功耗特別是微功耗運(yùn)放的研發(fā)方面才剛剛開(kāi)始，結(jié)果在放大器設(shè)計(jì)方面不夠理想。不過(guò)，在政府的 大力支持下，再借助于國(guó)外的成功經(jīng)驗(yàn)，國(guó)內(nèi)的微電子產(chǎn)業(yè)正以飛快的速度追趕國(guó)外。本研究的主要內(nèi)容本文是針對(duì)運(yùn)算放大器的低壓低功耗方面進(jìn)行了分析與研究，主要對(duì)低壓運(yùn)放Rail-to-Rail輸入級(jí)的恒定跨導(dǎo)和轉(zhuǎn)換速率、有源頻率補(bǔ)償、前饋增益級(jí)和AB類輸出級(jí)四個(gè)關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了研究。本文的研究工作主要有以下幾方面：l）帶有恒定跨導(dǎo)和轉(zhuǎn)換速率的Rail-to- Rail輸入級(jí)設(shè)計(jì)由于電源電壓的降低，使得共模輸入范圍變的很小，不適合大多數(shù)電路

23、的應(yīng)用。而 通常設(shè)計(jì)出來(lái)的 Rail-to-Rail輸入級(jí)，不能實(shí)現(xiàn)恒定的跨導(dǎo)和轉(zhuǎn)換速率，使得增益在整 個(gè)共模輸入范圍內(nèi)是可變的，同時(shí)對(duì)電路的補(bǔ)償帶來(lái)了極大的困難。因此，在該論文里 應(yīng)用了新的輸入級(jí)電路結(jié)構(gòu)，不僅具有Rail-to-Rail的輸入共模范圍，而且也實(shí)現(xiàn)了恒定的跨導(dǎo)和轉(zhuǎn)換速率。2）三級(jí)放大器的頻率補(bǔ)償設(shè)計(jì)對(duì)于三級(jí)放大器，最可能出問(wèn)題的地方就是頻率補(bǔ)償。相對(duì)于內(nèi)部米勒補(bǔ)償，這里 使用了有源反饋頻率補(bǔ)償，減小了補(bǔ)償電容的尺寸，使得單位增益頻率得到很大的改進(jìn)。該方法不僅消除了內(nèi)部米勒補(bǔ)償?shù)挠野肫矫媪泓c(diǎn)，而且也產(chǎn)生一個(gè)左半平面零點(diǎn)，提高 了相位裕度。這樣就降低了輸出跨導(dǎo)，節(jié)約了功耗。3）前

24、饋增益級(jí)和 AB類輸出級(jí)該運(yùn)放是用三級(jí)放大器來(lái)實(shí)現(xiàn)的，由于級(jí)數(shù)越多，其速度越慢，并且在高頻時(shí)補(bǔ)償 電容相當(dāng)于短路，容易形成正反饋環(huán)路。于是在該運(yùn)放里應(yīng)用了前饋增益級(jí)使得在高頻 時(shí)信號(hào)從前饋增益級(jí)通過(guò)，不僅解決了速度問(wèn)題，而且避免了正反饋環(huán)路的出現(xiàn)。除此 之外，巧妙的利用前饋增益級(jí)和A類輸出級(jí)設(shè)計(jì)了 AB類輸出級(jí)，提高了運(yùn)放的驅(qū)動(dòng)能力。本論文內(nèi)容安排如下 ：-2 -低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)第一章論述了課題的研究背景與意義，對(duì)運(yùn)放的發(fā)展、應(yīng)用及國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀做了簡(jiǎn)要的介紹，同時(shí)對(duì)論文的內(nèi)容進(jìn)行了安排。第二章簡(jiǎn)要的論述了運(yùn)放理論設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)知識(shí)，同時(shí)對(duì)運(yùn)放各種性能指標(biāo)和基本的 結(jié)構(gòu)框架進(jìn)行了簡(jiǎn)單的介

25、紹。第三章對(duì)運(yùn)放的偏置電路、Rail-to-Rail輸入級(jí)電路、 增益級(jí)和各種輸出級(jí)電路進(jìn)行了詳細(xì)的分析與設(shè)計(jì)，對(duì)比了各種設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)，最終提出了本論文的電路結(jié)構(gòu)。第四章對(duì)運(yùn)放的整體電路進(jìn)行了幅頻特性分析。從運(yùn)放的小信號(hào)等效電路到傳輸函數(shù)計(jì)算，再對(duì)電路的穩(wěn)定性和頻率補(bǔ)償進(jìn)行了詳細(xì)的分析。然后根據(jù)三階butterworth多項(xiàng)式，設(shè)計(jì)了運(yùn)放的各個(gè)參數(shù)。最后，簡(jiǎn)要的介紹了運(yùn)放的版圖設(shè)計(jì)。第五章仿真了運(yùn)放的各個(gè)性能參數(shù)，并對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行了簡(jiǎn)要的分析。最后闡述了針對(duì)不同的應(yīng)用場(chǎng)合，運(yùn)放所需電源電壓也可以有所改變，并仿真了主要性能指標(biāo)參數(shù)。第六章對(duì)自己論文期間所做的工作進(jìn)行了總結(jié)。低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)

26、2運(yùn)算放大器能把輸入訊號(hào)的電壓或功率放大的裝置，由電子管或晶體管、電源變壓器和其他電 器元件組成。用在通訊、廣播、雷達(dá)、電視、自動(dòng)控制等各種裝置中。放大器的原理高頻功率放大器用于發(fā)射機(jī)的末級(jí)，作用是將高頻已調(diào)波信號(hào)進(jìn)行功率放大，以滿 足發(fā)送功率的要求，然后經(jīng)過(guò)天線將其輻射到空間，保證在一定區(qū)域內(nèi)的接收機(jī)可以接 收到滿意的信號(hào)電平，并且不干擾相鄰信道的通信。高頻功率放大器是通信系統(tǒng)中發(fā)送 裝置的重要組件。按其工作頻帶的寬窄劃分為窄帶高頻功率放大器和寬帶高頻功率放大 器兩種，窄帶高頻功率放大器通常以具有選頻濾波作用的選頻電路作為輸出回路，故又 稱為調(diào)諧功率放大器或諧振功率放大器；寬帶高頻功率放大器

27、的輸出電路則是傳輸線變 壓器或其他寬帶匹配電路，因此又稱為非調(diào)諧功率放大器。運(yùn)算放大器的原理運(yùn)算放大器(Operational Amplifier ，簡(jiǎn)稱 OP、OPA、OPAMP)是一種直流耦合，差 模(差動(dòng)模式)輸入、通常為單端輸出 (Differential-in, single-ended output )的高增益(gain) 電壓放大器，因?yàn)閯傞_(kāi)始主要用于加法，乘法等運(yùn)算電路中，因而得名。一個(gè)理想的運(yùn) 算放大器必須具備下列特性：無(wú)限大的輸入阻抗、等于零的輸出阻抗、無(wú)限大的開(kāi)回路增益、無(wú)限大的共模排斥比的部分、無(wú)限大的頻寬。最基本的運(yùn)算放大器見(jiàn)圖2. 1 一個(gè)運(yùn)算放大器模組一般包括一個(gè)

28、正輸入端(OP_P)、一個(gè)負(fù)輸入端 (OP_N)和一個(gè)輸出端(OP_O)。圖2.1運(yùn)算放大器常使用運(yùn)算放大器時(shí)，會(huì)將其輸出端與其反相輸入端(inverting input node )連接,形成一負(fù)反饋(negative feedback )組態(tài)。原因是運(yùn)算放大器的電壓增益非常大，范圍從 數(shù)百至數(shù)萬(wàn)倍不等，使用負(fù)反饋方可保證電路的穩(wěn)定運(yùn)作。但是這并不代表運(yùn)算放大器 不能連接成正回饋(positive feedback),相反地，在很多需要產(chǎn)生震蕩訊號(hào)的系統(tǒng)中， 正回饋組態(tài)的運(yùn)算放大器是很常見(jiàn)的組成元件。低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)2.2.1開(kāi)環(huán)回路V+V-V(jut圖2.2開(kāi)環(huán)運(yùn)算放大器開(kāi)環(huán)回路

29、運(yùn)算放大器如圖2.2 , 一個(gè)理想運(yùn)算放大器采用開(kāi)回路的方式工作時(shí)，其輸出與輸入電壓的關(guān)系式如下：2- 1)Vout = N v - Aog其中Aog代表運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)回路差動(dòng)增益由于運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)回路增益非常高，因此就算輸入端的差動(dòng)訊號(hào)很小，仍然會(huì)讓輸出訊號(hào)飽和，導(dǎo)致非線性的失真出現(xiàn)。因此運(yùn)算放大器很少以開(kāi)環(huán)回路出現(xiàn)在電路系統(tǒng)中，少數(shù)的例外是用運(yùn)算放大器做比較器，比較器的輸出通常為邏輯準(zhǔn)位元的0與1。2.2.2閉環(huán)負(fù)反饋將運(yùn)算放大器的反向輸入端與輸出端連接起來(lái)，放大器電路就處在負(fù)反饋組態(tài)的狀 況，此時(shí)通?？梢詫㈦娐泛?jiǎn)單地稱為閉環(huán)放大器。閉環(huán)放大器依據(jù)輸入訊號(hào)進(jìn)入放大器 的端點(diǎn)又可分為反相

30、(inverting )放大器與非反相(non-inverting )放大器兩種。反相閉環(huán)放大器見(jiàn)圖2.3。假設(shè)這個(gè)閉環(huán)放大器使用理想的運(yùn)算放大器，則因?yàn)槠溟_(kāi)環(huán)增益為無(wú)限大，所以運(yùn)算放大器的兩輸入端為虛接地( virtual ground ),其輸出與輸入電壓 的關(guān)系式如下：Vout = -(Rf / Rin) * Vin(2-2)圖2.3反相閉環(huán)放大器非反相閉環(huán)放大器如圖2.4閉環(huán)放大器使用理想的運(yùn)算放大器，則因?yàn)槠溟_(kāi)環(huán)增益(2-3)為無(wú)限大，所以運(yùn)算放大器的兩輸入端電壓差幾乎為零，其輸出與輸入電壓的關(guān)系式如 下：Vout = (R2 / R1) + 1) * Vin低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)

31、計(jì)理想運(yùn)放和理想運(yùn)放條件在分析和綜合運(yùn)放應(yīng)用電路時(shí)，大多數(shù)情況下，可以將集成運(yùn)放看成一個(gè)理想運(yùn)算 放大器。理想運(yùn)放顧名思義是將集成運(yùn)放的各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)理想化。由于實(shí)際運(yùn)放的技術(shù) 指標(biāo)比較接近理想運(yùn)放，因此由理想化帶來(lái)的誤差非常小，在一般的工程計(jì)算中可以忽 略。理想運(yùn)放各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)具體如下：.開(kāi)環(huán)差模電壓放大倍數(shù)Aod =.輸入電阻 Rid =4 輸出電阻 Rod =0.輸入偏置電流 Ibi=Ib2=0;空細(xì).失調(diào)電壓 UIO、失調(diào)電流110、失調(diào)電壓溫漂、失調(diào)電流溫漂 DT均為零；.共模抑制比 CMRR =車. -3dB 帶寬 fh= 8 ；.無(wú)內(nèi)部干擾和噪聲。實(shí)際運(yùn)放的參數(shù)達(dá)到如下水平即可以按

32、理想運(yùn)放對(duì)待：電壓放大倍數(shù)達(dá)到104105倍；輸入電阻達(dá)到105輸出電阻小于幾百歐姆；外電路中的電流遠(yuǎn)大于偏置電流；失調(diào)電壓、失調(diào)電流及其溫漂很小，造成電路的漂移在允許范圍之內(nèi)，電路的穩(wěn)定性符合要求即可；輸入最小信號(hào)時(shí)，有一定信噪比，共模抑制比大于等于60dB ;帶寬符合電路帶寬要求即可。運(yùn)算放大器中的虛短和虛斷含意理想運(yùn)放工作在線性區(qū)時(shí)可以得出二條重要的結(jié)論：2.3.1 虛短因?yàn)槔硐脒\(yùn)放的電壓放大倍數(shù)很大，而運(yùn)放工作在線性區(qū)，是一個(gè)線性放大電路，輸出電壓不超出線性范圍（即有限值），所以，運(yùn)算放大器同相輸入端與反相輸入端的電位十分接近相等。在運(yùn)放供電電壓為5V時(shí)，輸出的最大值一般在1013V。

33、所以運(yùn)放兩輸入端的電壓差，在1mV以下，近似兩輸入端短路。這一特性稱為虛短，顯然這不是真正的短路，只是分析電路時(shí)在允許誤差范圍之內(nèi)的合理近似。低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)2.3.2 虛斷由于運(yùn)放的輸入電阻一般都在幾百千歐以上，流入運(yùn)放同相輸入端和反相輸入端中 的電流十分微小，比外電路中的電流小幾個(gè)數(shù)量級(jí)，流入運(yùn)放的電流往往可以忽略，這 相當(dāng)運(yùn)放的輸入端開(kāi)路，這一特性稱為虛斷。顯然，運(yùn)放的輸入端不能真正開(kāi)路。運(yùn)用“虛短”、“虛斷”這兩個(gè)概念，在分析運(yùn)放線性應(yīng)用電路時(shí)，可以簡(jiǎn)化應(yīng)用 電路的分析過(guò)程。運(yùn)算放大器構(gòu)成的運(yùn)算電路均要求輸入與輸出之間滿足一定的函數(shù)關(guān) 系，因此均可應(yīng)用這兩條結(jié)論。如果運(yùn)放不在

34、線性區(qū)工作，也就沒(méi)有“虛短”、“虛斷”的特性。如果測(cè)量運(yùn)放兩輸入端的電位，達(dá)到幾毫伏以上，往往該運(yùn)放不在線性區(qū)工作，或者已經(jīng)損壞。低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)3運(yùn)算放大器的模塊分析與設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)一個(gè)比較理想的運(yùn)算放大器，首先是根據(jù)所要求的性能指標(biāo)，來(lái)選擇適合自己 的電路模塊，這些模塊必須從宏觀理論上可以實(shí)現(xiàn)性能指標(biāo)的要求。而近些年來(lái)隨著 CMOS工藝的不斷改進(jìn)，集成度越來(lái)越高，出于成本原因直接在芯片集成了一個(gè)系統(tǒng) (SOC)。但是由于晶體管的尺寸不斷的降低，為了防止擊穿，使得電源電壓也不斷的降 低，結(jié)果運(yùn)放的共模輸入電壓范圍變得越來(lái)越小，不在適合廣大反饋系統(tǒng)的使用，于是 在輸入級(jí)必須擴(kuò)大共模輸入電壓

35、范圍，實(shí)現(xiàn)Rail-to-Rail。在增益級(jí)方面，以前可以實(shí)現(xiàn)高增益的ascode結(jié)構(gòu)不再適用，只能通過(guò)減小疊加的晶體管層數(shù)來(lái)達(dá)到低壓設(shè)計(jì)的目的，但是這樣做意味著增益也就降低了。而一般通用的運(yùn)放其增益需要在IOOdB左右，結(jié)果原有的二級(jí)放大器增益不能達(dá)到這個(gè)指標(biāo)，于是需要再級(jí)聯(lián)一個(gè)增益級(jí)才能夠滿足所需 求的增益。但是也帶來(lái)了一個(gè)多余的極點(diǎn)，使得相位裕度變得很惡劣。為了提高驅(qū)動(dòng)能力和傳輸效率，在輸出級(jí)選用了AB類結(jié)構(gòu)。運(yùn)放的偏置電路對(duì)于偏置電路設(shè)計(jì)的好壞，直接關(guān)系到運(yùn)放在不同的條件下能否進(jìn)行正常的工作。而偏置電路的設(shè)計(jì)往往要考慮到所需偏置的主體電路，這樣即使在流片的過(guò)程中工藝發(fā) 生了偏移，而偏置

36、電路也能跟隨著主體電路發(fā)生一致性的偏移，降低電路偏置失效的可 能性。偏置壓電路采用了PN結(jié)導(dǎo)通電壓 VBE作為基準(zhǔn)電壓來(lái)偏置通過(guò)電阻的電流，在CMOS工藝中，PNP晶體管是利用襯底、N阱和P阱注入來(lái)產(chǎn)生的。由于晶體管 Mbl、Mb3和Mb4、Mb5組成了 1:1的電流鏡，形成一個(gè)反饋電路，這樣驅(qū)使流過(guò)電阻的電流 和流過(guò)三極管 Ql的電流是相等的，于是就可得出提供的基準(zhǔn)電流為Iref =VBE/R。但是這樣實(shí)現(xiàn)的偏置電路需要比較高的電源電壓VDD -VBE *Vth *Vsat ,但是我們知道對(duì)于NMOS晶體管工作在飽和區(qū)的條件是VGS -Vthn -VDS,于是為了降低電源電，電流鏡VBEVt

37、hnMb4、Mb5采用低電壓的結(jié)構(gòu)，二極管連接的晶體管Mbs在柵和漏之間加入了一個(gè)襯底三極管Q0的VBE, Q0集電極必須接地，因?yàn)榧姌O是由襯底實(shí)現(xiàn)的，由于那么Mb5的漏極比柵極低了一個(gè)VBE,但是還是工作在飽和區(qū)。在這種條件下，在很低電源電壓就能夠確保偏置電路正常的工作。這種偏置電路所產(chǎn)生的偏置基準(zhǔn)電流的溫度系數(shù)較大，因?yàn)镻N結(jié)的溫度系數(shù) 一2mV /C。在二極管連接的晶體管Mbl中通過(guò)了基低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)準(zhǔn)電流|用，于是根據(jù)電流鏡的工作原理，可得通過(guò)Mb6的電流也是基準(zhǔn)電流，這樣我們就給主電路的 N型電流源提供了偏置電壓Vn ,同時(shí)Mb9給主電路的P型電流源提供 了偏置電壓Vb

38、。由于在運(yùn)放的增益級(jí)含有一個(gè)cascode結(jié)構(gòu)，這樣就需要兩個(gè)偏置Vb1和Vb2。這些偏置電壓主要是通過(guò)晶體管Mbl0-Mbl4來(lái)實(shí)現(xiàn)，Mb13的柵極連到了 Mbl2的漏，這種連接方式降低了所需求電源電壓。要想使Mb13和Mbl2分別工作在飽和區(qū)，須滿足條件Vb1 VthnVb2和Vb2VthnM Vg-40。綜合后可得52 Vb1加十 ,因此根據(jù)增益級(jí)所需的偏置電壓，可分別求出Vb1,和Vb2的電壓范圍。要想滿足以上的條件，相對(duì)于Mb12的寬長(zhǎng)比Mbll要小一些。由于運(yùn)放可能運(yùn)作各種瞬態(tài)情況下，為了減小各種翻轉(zhuǎn)信號(hào)的干擾，于是另外添加了一個(gè)電流鏡來(lái)提供偏置電壓。運(yùn)放的輸入級(jí)是用來(lái)檢 測(cè)差分輸

39、入電壓信號(hào)，整個(gè)過(guò)程容易受到各種信號(hào)的干擾，如噪聲、共模串?dāng)_和本身固 有的一些失調(diào)。同時(shí)由于電源電壓的不斷降低而引起共模輸入范圍也不斷的降低，降低 了信噪比，結(jié)果使得運(yùn)放輸入級(jí)的設(shè)計(jì)必須致力于低壓并且能夠?qū)崿F(xiàn)Rail-to- Rail。我們知道，電源電壓的降低實(shí)質(zhì)是降低了共模輸入范圍低壓低功耗運(yùn)算放大器的輸入級(jí)設(shè)計(jì)運(yùn)算放大器的輸入級(jí)是運(yùn)放的重要組成部分，其主要作用是放大輸入的差分信號(hào)， 同時(shí)有效抑制共模信號(hào)。共模輸入范圍是運(yùn)放輸入級(jí)的一個(gè)重要參數(shù)。當(dāng)輸入共模電壓 在此范圍內(nèi)，即使輸入很小的差分信號(hào)，輸入級(jí)都能正常工作。因此，在設(shè)計(jì)運(yùn)放輸入 級(jí)時(shí)應(yīng)主要考慮使共模輸入電壓保持在共模輸入范圍內(nèi)。此外

40、，運(yùn)放的其它重要性能參 數(shù)如輸入相關(guān)噪聲、失調(diào)和共模抑制比等也都是由輸入級(jí)決定的。通常，運(yùn)算放大器的輸入級(jí)均采用匹配性能好，失調(diào)、溫漂很小的差分放大電路。 其典型結(jié)構(gòu)為 P溝輸入對(duì)管 M1- M2,或N溝輸入對(duì)管 M3 - M4對(duì)P溝差分對(duì)來(lái)說(shuō)，共模輸入電壓范圍為VSSSScommon-Vdsat Vsgp(3-1) TOC o 1-5 h z 其中，Vc0mm0n為共模輸入電壓，Vsqp為P管的柵源電壓，Vdsat為電流源兩端正電VSScoi hi monsgpsa為負(fù)電源。對(duì)N溝差分對(duì)來(lái)說(shuō)，其共模輸入電壓范圍為：Vss Vsgn Vdsat MVcommon MVdd（3-2）一個(gè)電源電極

41、。因此，這一結(jié)構(gòu)僅適用于共模輸入范圍較小的放大器，如反相放大器。而很多大擺幅的放大器，如電壓跟隨器，要求共模輸入范圍盡可能的大，最好達(dá)到Rail-to-Rail。特別在低電壓情況下，運(yùn)放輸入級(jí)的共模輸入范圍通常要求共模信號(hào)在整個(gè)電源范圍內(nèi)變化時(shí)電路都能正常工作，這就要采用 N管和P管并聯(lián)的互補(bǔ)差分對(duì)結(jié)構(gòu)，低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)其共模輸入范圍為:Vss Vcommon- VDD(3-3)從而實(shí)現(xiàn)了輸入級(jí)的Rail - to- Rail。為了保證共模輸入范圍達(dá)到Rail- to- Rail ,其最小電源電壓為:Vsup. min=VsgpVsgn2Vdsat(3-4)當(dāng)電源電壓大于最小電源電壓

42、時(shí)，共模輸入范圍可分為三部分：當(dāng)共模輸入電壓接近負(fù)電源時(shí)，僅 P溝輸入對(duì)導(dǎo)通；當(dāng)共模輸入電壓處于中間值時(shí)，P溝和N溝輸入對(duì)均導(dǎo)通；當(dāng)共模輸入電壓接近正電源時(shí)，僅 N溝輸入對(duì)導(dǎo)通。而當(dāng)電源電壓小于最小電源 電壓時(shí)，會(huì)在共模輸入電壓范圍的中間部分出現(xiàn)斷層。為了保證Rail-to-Rail輸入結(jié)構(gòu)的性能，常用折疊共源共柵代替電流鏡作互補(bǔ)輸入對(duì)的負(fù)載。Rail- to- Rail結(jié)構(gòu)的一個(gè)主要缺點(diǎn)是其跨導(dǎo)會(huì)在整個(gè)共模輸入范圍內(nèi)變化接近一倍若將其運(yùn)用于帶有反饋回路的運(yùn)放中，其環(huán)路增益也變化近一倍，必將引起失真的增大。當(dāng)輸入級(jí)跨導(dǎo)增大一倍，則單位增益頻率增大一倍，從而導(dǎo)致相位裕度減小，運(yùn)放穩(wěn)定 性變差，因

43、此跨導(dǎo)變化也使頻率補(bǔ)償變得十分困難。若輸出管偏置在強(qiáng)反型區(qū)，則共模 輸入電壓在中間值時(shí)輸出管的工作電流為其在兩極值時(shí)的四倍。通常，輸出管的工作電 流很大程度上決定了運(yùn)放的總電流，從而決定了總功耗。所以放大器的實(shí)際功耗將是兩 極值時(shí)的四倍。因此，為克服 Rail-to-Rail結(jié)構(gòu)的這些缺點(diǎn)，其跨導(dǎo)應(yīng)保持不變。運(yùn)放的增益設(shè)計(jì)在該論文里設(shè)計(jì)的運(yùn)放為了能夠在低壓條件下具有比較大的開(kāi)環(huán)增益，由于輸出級(jí) 是AB類，它的增益是很小的，所以通過(guò)級(jí)聯(lián)三級(jí)放大器來(lái)實(shí)現(xiàn)。為了使補(bǔ)償環(huán)路是負(fù) 反饋的，中間增益級(jí)必須是同向放大器，如同輸出級(jí)一樣，還必須是單端的。但是，單 晶體管實(shí)現(xiàn)的放大器總是反向的，不能用來(lái)設(shè)計(jì)三級(jí)

44、放大器的第二級(jí)，否則通過(guò)補(bǔ)償電 容提供了正反饋環(huán)路。有兩種方法可以實(shí)現(xiàn)同向放大器，一種方法是采用一級(jí)差分放大 器結(jié)構(gòu)，另一種結(jié)構(gòu)是采用電流鏡結(jié)構(gòu)。如果所有晶體管通過(guò)了相等的DC電流，那么這兩種結(jié)構(gòu)功耗是一樣的。因此，對(duì)于這兩種結(jié)構(gòu)，唯一不同的就是哪個(gè)能夠獲得更好的 頻率特性。這樣同向增益級(jí)就可以產(chǎn)生很高的非主極點(diǎn)，對(duì)整個(gè)運(yùn)放穩(wěn)定性不會(huì)造成影 響。對(duì)于兩種不同結(jié)構(gòu)的同向增益級(jí)電路，在低頻的時(shí)候沒(méi)有什么區(qū)別。但是在高頻時(shí)，差分對(duì)結(jié)構(gòu)相對(duì)于電流鏡結(jié)構(gòu)就呈現(xiàn)了低的極點(diǎn)。在A點(diǎn)處，利用PMOS做的電流鏡，我們知道和 NMOS電流鏡相比要想流過(guò)相等的電流，PMOS的尺寸至少是 NMOS的兩倍，因此在 A點(diǎn)

45、就產(chǎn)生了大于 B點(diǎn)處的寄生電容，使得A點(diǎn)處極點(diǎn)低于 B點(diǎn)處的極點(diǎn)。因此就高頻時(shí)的性能而言，該論文里選擇電流鏡結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)同向增益級(jí)。運(yùn)放的輸出級(jí)設(shè)計(jì)運(yùn)放輸出級(jí)的主要目的是在允許失真范圍內(nèi)給負(fù)載傳送一定的信號(hào)功率。在低壓、-10 -低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)低功耗環(huán)境下，可通過(guò)有效地利用電源電壓和工作電流來(lái)達(dá)到上述目的。為此，輸出電 壓范圍應(yīng)盡可能大，最好能達(dá)到Rail - to-Rail。因此，輸出管一般接成共源級(jí)結(jié)構(gòu)。為了有效利用電源功率和工作電流，輸出級(jí)應(yīng)在較低的靜態(tài)電流下有較大的輸出電流。B類偏置的輸出級(jí)在靜態(tài)電流接近于0時(shí)有較大的輸出電流，且 Rail-to-Rail B類輸出級(jí)的有效功

46、率是Rail-to-Rail輸出正弦波的 75%,因此B類偏置對(duì)于低壓低功耗的要求十分理想。但其缺點(diǎn)是引入了較大的交越失真。而使用A類偏置可使這一失真達(dá)到最小。但 A類偏置輸出級(jí)的最大輸出電流與靜態(tài)電流相等，這使其有效功率僅為Rail-to-Rail輸出正弦波的 25%因此從功率角度考慮，A類偏置很不實(shí)用。折衷考慮失真和靜態(tài)功耗，輸出級(jí)應(yīng)偏置于A類和B類之間，稱為 AB類偏置。AB類偏置有較小的靜態(tài)輸出電流，因此相對(duì)于B類偏置減小了交越失真，且其最大輸出電流比其靜態(tài)電流要大的多，因此其有效功率比A類偏置高得多不傳送輸出電流的輸出管偏置于最小電流。這一小電流阻止了無(wú)源輸出管的開(kāi)啟延遲，從而也減小

47、了交越失真。下面將討論適用于低壓環(huán)境下運(yùn)放的AB類前饋式控制電路：在Rail-to-Rail輸出級(jí)中，AB類傳輸函數(shù)可通過(guò)保持輸出管柵極間電壓恒定來(lái)實(shí) 現(xiàn)。用晶體管耦合的直接前饋通路實(shí)現(xiàn)的AB類前饋式輸出如圖3.1所示。M1、M5為Rail- to-Rail輸出管，M4、M8組成晶體管耦合的AB類控制電路。hm1和Im2為同相位的小信號(hào)電流源。電路中的兩個(gè)回路M1 -M4和M5-M8控制輸出管的靜態(tài)電流。采用M4、M8固定輸出管柵極間電壓，比采用電阻更節(jié)省電路面積，同時(shí)降低了該柵極間電 壓對(duì)電源、工藝的敏感性。巡回5P第圖3.1晶體管耦合前饋式 AB類控制的Rail-to-Rail輸出級(jí)靜態(tài)條

48、件下，電流2平均分給 M4和M8。為補(bǔ)償體效應(yīng)的影響，分別調(diào)節(jié)M7-M8和 M3-M4 ,使它們分別具有相等的柵源電壓，則 M5 - M6和M1 - M2的柵源電 壓也分別相等，可計(jì)算出輸出管的靜態(tài)電流為：-11 -低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)WIL 5WIL 61 B1(3- 5)設(shè)IB1和IB4相等，且管子尺寸滿足下式關(guān)系:W1WW1WL 5L 6L 7 _L 8W 一W一 W 一1WL 1L 2L 3L 4(3- 6)若輸出級(jí)處于強(qiáng)反型區(qū)，則推、拉電流間的關(guān)系為:1 push -.；I P + ; 1 pull TJl P : =2 W(3-7)其中:g6 咻.L(3- 8)推、拉電流遵循

49、式直到其中任一電流值超過(guò):(3- 9)若推電流超出Imax, M4關(guān)閉，整個(gè)偏置電流Ib2都將流過(guò) M8。則流過(guò)輸出管 M5的電流為最小值。此最小值可由式(9)得到：Imin =般-&0 一1 父 Iq(3-10)若推電流或拉電流變大，流過(guò)輸出管的電流為最小值0.5 Iq。無(wú)論強(qiáng)反型區(qū)或弱反型區(qū)，在任一輸出管將M4或M8推出飽和區(qū)之前， AB類控制電路都能正常工作。 該輸出級(jí)的最小電源電壓等于兩重柵源電壓和一個(gè)飽和電壓之和， 因此適用于低壓運(yùn)放。晶體管耦合的 AB類控制電路的優(yōu)點(diǎn)是，幾乎不會(huì)增加輸出級(jí)的功耗。另外，由于它只用晶體管實(shí)現(xiàn)柵極間耦合，因此具有良好的高頻特性。僅驅(qū)動(dòng)一 個(gè)輸出管的柵極

50、時(shí)，這一點(diǎn)是有用的，此時(shí)信號(hào)僅通過(guò)一個(gè)AB類管來(lái)驅(qū)動(dòng)另一柵極。-12 -低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)4低壓低功耗運(yùn)算放大器的整體設(shè)計(jì)在當(dāng)前的大規(guī)模集成電路設(shè)計(jì)中，很多電路系統(tǒng)被集成到了同一塊硅片上。為了提高晶體管的特征頻率并降低成本，晶體管尺寸越來(lái)越小，為了防止擊穿要求電源電壓也 不斷的降低。但是，由于數(shù)字邏輯電路漏電的原因，晶體管閩值電壓并沒(méi)有隨著尺寸的 減小而降低，結(jié)果致使混合信號(hào)中的模擬電路設(shè)計(jì)變得相當(dāng)困難。運(yùn)算放大器作為大數(shù) 模擬系統(tǒng)中最基本的模塊，在低電壓情況下，信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍、增益和帶寬不滿足應(yīng)用的需求。因此針對(duì)以上問(wèn)題，運(yùn)放由以前的cascode結(jié)構(gòu)過(guò)度到了現(xiàn)在的cascade結(jié)構(gòu)

51、。這樣做雖然解決了低壓?jiǎn)栴}，但是也帶來(lái)了多極點(diǎn)的問(wèn)題，而這些極點(diǎn)會(huì)使放大器在閉環(huán)應(yīng)用中出現(xiàn)不穩(wěn)定的現(xiàn)象。于是就需要一個(gè)最佳的頻率補(bǔ)償電路來(lái)保證多級(jí)放大器穩(wěn) 定性方面不會(huì)出問(wèn)題，同時(shí)也要符合低壓低功耗的設(shè)計(jì)要求。為了進(jìn)一步的改進(jìn)低功耗設(shè)計(jì)中的放大器帶寬，本論文里提出有源反饋頻率補(bǔ)償結(jié)構(gòu)。與那些無(wú)源電容反饋補(bǔ)償結(jié)構(gòu)相比，該結(jié)構(gòu)在主要的補(bǔ)償電容上串聯(lián)了一個(gè)有源正 的增益級(jí)，結(jié)果使得該結(jié)構(gòu)所需求的補(bǔ)償電容與其他結(jié)構(gòu)相比就減小了。這樣就增加了 放大器的帶寬，提高了瞬態(tài)響應(yīng)能力，減小了芯片面積，降低了成本。4.1運(yùn)放的整體結(jié)構(gòu)與傳輸函數(shù)分析feedforwardstage ( FFS),這FFS通過(guò)。這種

52、補(bǔ)償除了上面介紹的以外，該結(jié)構(gòu)中增加了額外的高速路徑 樣在高頻應(yīng)用中，高頻信號(hào)并不從慢響應(yīng)的高增益路徑通過(guò)，而從 技術(shù)的基本結(jié)構(gòu)見(jiàn)圖4. 1所示。圖4. 1有源反饋頻率補(bǔ)償放大器的基本結(jié)構(gòu)-13 -低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)圖中Al是輸入模塊，主要由一個(gè)輸入差分對(duì)來(lái)實(shí)現(xiàn)。高增益模塊A(s)由兩個(gè)增益級(jí)級(jí)聯(lián)來(lái)實(shí)現(xiàn)的，Af是前饋增益級(jí) FFS的增益，反饋增益級(jí) feedbackstage (FBS)與補(bǔ)償電容Cm級(jí)聯(lián)保證放大器的穩(wěn)定性。這種結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)就是通過(guò)前饋增益級(jí)Af的高速路徑來(lái)控制放大器的高頻工作，并且能夠有效的控制非主復(fù)極點(diǎn)的位置和品質(zhì)因素Q值，因此也能夠控制放大器的帶寬。1圖4. 2 F

53、FS和FBS小信號(hào)等效電路圖圖4.2 FFS和FBS小信號(hào)等效電路，電阻Ra是FBS的等效輸入電阻，R1和C1是輸入模塊的等效小信號(hào)車出阻抗和電容gma和gmf分別是FBS和FFS的等效輸入跨導(dǎo)。在高頻時(shí)，補(bǔ)償電容短路，任何輸出信號(hào)都能夠被FBs的輸入電阻Ra檢測(cè)到，于是在節(jié)點(diǎn)V處的電壓和輸出電壓是一致的。如式(4.1)所示，4-1)VRaVo - Ra 1/sCm并且節(jié)點(diǎn)代處的電壓經(jīng)過(guò)正增益級(jí)的FBS放大后傳輸?shù)搅溯斎肽K的輸出端，這時(shí)候前饋增益級(jí) FFS再次的把輸入模塊處的輸出信號(hào)前饋到輸出端，由于這個(gè)環(huán)路是負(fù)反饋，那么最原始的輸出信號(hào)變化被減小了，結(jié)果就保證了高頻信號(hào)的穩(wěn)定性。此外，由

54、于在高頻工作時(shí)，慢響應(yīng)的增益級(jí)被前饋通路旁路了，那么高增益級(jí)并不影響放大器的 速度。同時(shí)，由于正增益的FBS,結(jié)果補(bǔ)償電容吼也就變小了，因此這種頻率補(bǔ)償結(jié)構(gòu)提高了帶寬。以前與補(bǔ)償電容串聯(lián)的FBS結(jié)構(gòu)用在二級(jí)放大器的頻率補(bǔ)償結(jié)構(gòu)中，因?yàn)檫@種結(jié)構(gòu)可以提高增益帶寬積和電源電壓抑制比。并且FBS的輸入級(jí)和補(bǔ)償電容產(chǎn)生了一個(gè)左半平面零點(diǎn)，增加了放大器的相位裕度。如果該結(jié)構(gòu)直接用在三級(jí)放大器中，由于非主復(fù) 極點(diǎn)的Q值不能被控制，會(huì)對(duì)放大器的穩(wěn)定性構(gòu)成威脅。但是現(xiàn)在這個(gè)頻率補(bǔ)償結(jié)構(gòu)中-14 -低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)能夠保證放大器是穩(wěn)定的，因?yàn)樵谶@個(gè)結(jié)構(gòu)中加入了前饋增益級(jí)FFS,它能夠有效的控制非主復(fù)極點(diǎn)

55、的 Q值。整個(gè)放大器的結(jié)構(gòu)框如圖4.3所示，gmi、R和Ci分別是各的等效輸入跨導(dǎo)、輸出電阻和總的寄生等效電容，R_和Cl是負(fù)責(zé)電阻和電容，Cmi是有源補(bǔ)償電容，Cm2是增益級(jí)的米勒補(bǔ)償電容。從圖4.3中可以看出該結(jié)構(gòu)具有三個(gè)封閉的環(huán)路：gm2、 g m3 , g ma、Cm1 , g m3、Cm2和gmf、Cmi、g ma但是每個(gè)環(huán)路都是負(fù)反饋的， 這樣就為放大器穩(wěn)定性提供了基本保障。圖4.3 gmf是用來(lái)實(shí)現(xiàn)前饋增益級(jí)FFS, gma是上述的反饋增益級(jí)FBS, gm3，gm2共同組成了慢響應(yīng)的增益級(jí)，符合米勒補(bǔ)償?shù)膬杉?jí)放大器結(jié)構(gòu)。為了詳細(xì)分析放大器的穩(wěn) 定性，光靠結(jié)構(gòu)框圖是遠(yuǎn)遠(yuǎn)不夠的，小信

56、號(hào)等效電路圖見(jiàn)圖4.4為了分析高頻時(shí)的穩(wěn)定性，必須得出放大器的小信號(hào)傳輸函數(shù)，這樣就可以明確的 知道零極點(diǎn)的分布位置。但是從晶體管的二級(jí)效應(yīng)可知，求出一個(gè)帶有所有寄生參數(shù)的 傳輸函數(shù)是相當(dāng)復(fù)雜的，也不適合對(duì)電路結(jié)構(gòu)直觀理解。因此為了簡(jiǎn)化傳輸函數(shù)，做出 了如下的假設(shè)：1）和補(bǔ)償電容Cmi,串聯(lián)的反饋級(jí) FBS輸入電阻是其輸入跨導(dǎo)的倒數(shù)，Ra = 1/gma。-15 -低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)l g,23)各級(jí)增益遠(yuǎn)大于1 gm(l,2,3)Rl,2,L儼gmaRl之14)為了計(jì)算簡(jiǎn)單，兩個(gè)補(bǔ)償電容認(rèn)為是相等的，Cm = Cm2 = Cm5)由于通過(guò)FFs實(shí)現(xiàn)的AB類輸出級(jí)，gm3 = gmf基

57、于以上假設(shè)，根據(jù)小信號(hào)電路圖4.4 ,可得如下等式：V2gmlVi + +V2 SCi -gmaVa =0( 4-2)R1V3 TOC o 1-5 h z -g2V2 十h+V3SC2 +(V3 -Vo)sCm2 =0(4-3)R2 HYPERLINK l bookmark42 o Current Document v0八八Vagm3V3gmfV2VSCl (V 13)$，2 M =。(4-4)RLRaVa-Va = -Ra(4- 5)Ra kSCm1-16 -低壓低功耗運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)在整個(gè)計(jì)算過(guò)程由于運(yùn)用了多次迭代，計(jì)算量很大，最終可以求得一個(gè)分母多項(xiàng)式。由 于分母等式比較復(fù)雜，求得各個(gè)極

58、點(diǎn)相當(dāng)?shù)睦щy。但是，我們知道用該補(bǔ)償方法實(shí)現(xiàn)了 極點(diǎn)分離，于是對(duì)于分母多項(xiàng)式等式23D(s)=i+ a1s a2sa3s(4-6)4.2運(yùn)放的頻率特性分析與參數(shù)設(shè)計(jì)在模擬電路系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，負(fù)反饋得到了廣泛的應(yīng)用。因?yàn)樵谪?fù)反饋電路中，很多電 氣參數(shù)的性能得到了改進(jìn)，例如降低了增益對(duì)有源器件的敏感度、減小了電路非線性造 成的信號(hào)失真等。同時(shí)負(fù)反饋環(huán)路也減弱了各方面的噪聲干擾，并且經(jīng)過(guò)多次反饋環(huán)路 后干擾噪聲基本消失殆盡。但是在高頻時(shí)，由于很多寄生電容的作用，負(fù)反饋可能變成 正反饋，結(jié)果使得干擾信號(hào)變的越來(lái)越大，最終使整個(gè)系統(tǒng)失效。而運(yùn)放作為反饋系統(tǒng) 中最通用的單元，因此對(duì)運(yùn)放的頻率特性分析是至關(guān)重要

59、的。穩(wěn)定性分析對(duì)于任何一個(gè)多極點(diǎn)放大器，每經(jīng)過(guò)一個(gè)極點(diǎn)，增益將會(huì)以速度-20dB。下降，相位下降90,而每經(jīng)過(guò)一個(gè)零點(diǎn)增益將以+20dB上升，但是零點(diǎn)對(duì)相位的影響是不定的，這個(gè)取決于零點(diǎn)所在的位置，如果零點(diǎn)在右半平面，則加快相位裕度的降低，反過(guò)來(lái)如 果零點(diǎn)在左半平面，則增加了相位裕度。因此在放大器設(shè)計(jì)中，不希望出現(xiàn)右半平面的 零點(diǎn)，這樣可能造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。對(duì)于應(yīng)用在負(fù)反饋系統(tǒng)中的多級(jí)放大器，整個(gè)系統(tǒng) 本身在低頻時(shí)就有了-180。的相移，而信號(hào)每經(jīng)過(guò)一級(jí)放大器，就增加了一個(gè)極點(diǎn)，相位發(fā)生移動(dòng)為 45。，但是當(dāng)信號(hào)經(jīng)過(guò)第二個(gè)極點(diǎn)時(shí)，這時(shí)相移為135。，如果這個(gè)時(shí)候增益還沒(méi)有下降到1,放大器將發(fā)生

60、輕微的震蕩。如果信號(hào)經(jīng)過(guò)十倍于第二個(gè)極點(diǎn)時(shí)，而這時(shí)放大器的增益還沒(méi)有衰減到1,震蕩就出現(xiàn)了。 因?yàn)檫@時(shí)相位移動(dòng)了 180。，而系統(tǒng)本身有的180。相移，總的相位移動(dòng)是3600。結(jié)果輸入的信號(hào)和反饋回來(lái)的信號(hào)符號(hào)是一致的，如果這時(shí)在放大器的輸入端出現(xiàn)了一個(gè)微弱的干擾噪聲，而放大器的增益還大 于1,使得反饋回來(lái)的信號(hào)大于原始的干擾噪聲幅度，隨著時(shí)間的推移，干擾信號(hào)變得 越來(lái)越大，直到系統(tǒng)處于飽和。對(duì)于沒(méi)有補(bǔ)償?shù)娜?jí)放大器，總共有三個(gè)比較小的極點(diǎn)，各個(gè)極點(diǎn)相距很近，假設(shè) 傳輸函數(shù)如等式(4-9),那么對(duì)應(yīng)的幅頻特性如圖4.5所示。AopenA(s)= ( 4- 9) TOC o 1-5 h z ss