開關電源及有源功率因數校正技術

第1章開關電源技術及PFC概述1.1什么是開關電源技術

1.2開關電源的構成及特點

1.3改善開關電源諧波和功率因數的方法

1.1什么是開關電源技術◆直流電源分為：線性電源和開關電源。

?線性電源是指調整管工作在線性狀態(tài)下的直流穩(wěn)壓電源。

圖1-1利用可變電阻穩(wěn)壓◆實際電源電路中，通常利用負反饋原理，以輸出電壓的變化量去控制晶體管集電極與發(fā)射極之間的電阻值，原理電路見圖1-2。

圖1-2利用反饋加晶體管穩(wěn)壓1.1什么是開關電源技術?常用的線性串聯型穩(wěn)壓電源芯片有：78XX系列（正電壓型），79XX系列（負電壓型）（例如7805，輸出電壓為5V）；LM317（可調正電壓型），LM337（可調負電壓型）；

?由于調整管相當于一個電阻，電流流過電阻時會發(fā)熱，所以工作在線性狀態(tài)下的調整管，一般會產生大量的熱，導致效率不高（滿載才80%）。這是線性電源的一個主要缺點。1.1什么是開關電源技術1.1什么是開關電源技術?線性電源特點優(yōu)點：技術成熟，已有大量集成化的穩(wěn)壓電源模塊，穩(wěn)定性好，輸出紋波電壓小等。缺點：需要的變壓器為工頻變壓器體積大，效率低。

整流管流過和負責相同的電流，損耗增大；為減少紋波，輸入濾波電容容量要求大，否則脈動電壓增加；此外，由于調整管功耗大，所以需要裝體積很大的散熱片，很難滿足現代電力電子設備發(fā)展的需求。1.1什么是開關電源技術1.1什么是開關電源技術?我們所說的開關電源技術特指采用PWM技術的DC/DC直流開關電源。?我們所用的電源是指經過轉換才能符合使用的需要。例如，交流變直流，高壓變低壓等。也就是我們所謂的粗電變精電的過程。

?廣義的說，各種采用開關器件的電力變換電路都可以叫做開關電源。

■開關電源1.1什么是開關電源技術◆開關電源的特點

?直流電直接由市電整流獲得，不需要工頻變壓器，體積小重量輕。

?工作頻率高，濾波電容數值小也使得整個電源體積小，重量輕。

?調整管工作在開關狀態(tài)，功耗小，機內溫升低，提升了整機的穩(wěn)定性和可靠性?！糸_關電源技術即現代電源技術。

1.1什么是開關電源技術◆電子設備的小型化和低成本化，使電源以輕、薄、小和高效率為發(fā)展方向。傳統的線性穩(wěn)壓電源很難滿足現代電子設備發(fā)展的要求?！糸_關電源以其體積小、重量輕、效率高性能穩(wěn)定等優(yōu)點逐漸取代傳統技術制造的線性電源，并廣泛應用于電子整機和設備中?！衄F代電源技術指開關電源技術1.1什么是開關電源技術1.2開關電源國內外發(fā)展狀況◆20世紀50年代，美國宇航局最先為搭載火箭開發(fā)了體積小，重量輕的開關電源。

◆20世紀80年代，計算機已經全面實現了開關電源化。隨后90年代，開關電源在其他領域（電子，電氣設備、家電領域）得到了廣泛應用。◆開關電源技術的發(fā)展趨勢

?高頻化、小型化。開關電源的體積、重量主要是由儲能元件決定。在一定范圍內，開關頻率的提高，不僅能有效的減少儲能元件的體積、重量，而且還能抑制干擾，改善系統的動態(tài)性能。因此，高頻化是開關電源的主要發(fā)展方向。?高可靠性。從壽命的角度，提高電解電容，光耦，排風扇的壽命。從設計的角度，提高電源集成度，減少元器件，簡化電路，提高可靠性。

1.2開關電源國內外發(fā)展狀況?低噪聲。開關電源的頻率越高，噪聲也就越大。這是開關電源的缺點之一。因此，盡可能降低噪聲是開關電源的發(fā)展方向（目前是諧振轉換技術）

?采用計算機輔助設計和控制。采用CAD設計（拓撲結構和參數)，使開關電源具有最簡結構和最佳工況。在電路中引入微機監(jiān)測，構成多功能監(jiān)系統，實現實時監(jiān)測、自動報警等。

1.2開關電源國內外發(fā)展狀況?電力電子器件和磁性元件的發(fā)展與開關電源發(fā)展是息息相關的。?研究低損耗，低噪聲技術以及開發(fā)新型（高速高頻）元器件，是開關電源實現小型化、高頻化以及高可靠性的重要推動。?

總之，高效率、小型化、智能化以及高可靠性是大勢所趨，也是開關電源今后的發(fā)展方向。1.2開關電源國內外發(fā)展狀況1.3改善開關電源功率因數和諧波的方法◆開關電源諧波嚴重和功率因數低的原因：二極管整流和電容濾波

◆解決用電設備諧波污染的方法：

（一）增設電網補償裝置（有源和無源濾波）

（二）改進電力電子裝置使之不產生或產生很小的諧波（PWM整流和功率因數校正技術）（3-4）◆功率因數校正(PowerFactorCorrection,PFC)實現的方法

（一）無源功率因數校正（PassivePowerFactorCorrection,PPFC）

（二）有源功率因數校正（ActivePowerFactorCorrection,APFC）3-17無源功率因數校正(PPFC)技術是通過在整流電路中加入電感和電容等無源元件，使整流橋中的二極管導通時間變長，從而降低電流諧波，提高功率因數。它是傳統補償無功和抑制諧波的主要手段。PPFC技術具有結構簡單及成本低的優(yōu)點，雖然校正效果不如APFC技術理想，但在中小功率場合仍具有良好的應用價值。（一）無源功率因數校正傳統無源濾波電路通常在分析PPFC原理時，采用的圖a所示的DCL方式電路，濾波電感接在整流橋的后面，而實際應用中一般是將濾波電感接在整流橋的前面，采用的是圖所示的ACL方式電路，這種接法可以有效地去除直流分量，避免電感鐵心飽和。同時在相同的條件下，采用ACL方式輸出直流電壓損失較小，電源電壓利用率高。LC濾波電路中合適地選取電感值的大小，有利于PFC的效果。在輸出功率不變時，當電感量較小(5mH)時，PFC效果不明顯，但隨著電感量的增大當L=50mH時，整流二極管的導通時間變長，尖脈沖狀的輸入電流變得平滑，輸入電流總諧波減少。但當L=300mH時，雖然高次諧波分量進一步減小，輸入電流波形更近似于正弦波，但輸入電流與輸入電壓之間的相位差明顯加大，使得功率因數降低，無功功率增大，電源的利用率下降。從圖2-2中還可看出隨著電感量的增大直流輸出電壓明顯下降。實驗結果表明無源LC濾波電路在小功率場合應用，PFC較好，不太適合功率大于300W的應用場合。圖2-3所示為輸出功率P=300W時的輸入電流波形和諧渡頻譜圖，從圖中可知雖然高次諧波含量得到了非常好的抑制，但隨著輸出功率的增大，輸人電流與輸入電壓之間的相位差明顯加大，使得PFC效果較差。輸入電流波形和輸出電壓平均值PPFC技術的主要優(yōu)點是：簡單可靠、不需控制電路、EMI小。主要缺點是：（1）濾波電感和電容的值較大，因此體積較大，而且難以得到高功率因數（一般可提高到90%左右），在有些場合下，無法滿足現行標準規(guī)定的諧波限制要求；（2）如產生的諧波超過設計時的參數，會造成濾波器過載或損壞；（3）濾波電容上的電壓是后級DC/DC變換器的輸入電壓，它隨輸入交流電壓和輸出負載的變化而變化，這個變化的電壓影響了DC/DC變換器的性能。由于PPFC技術采用低頻電感和電容進行輸入濾波，工作性能與頻率、負載變化及輸入電壓變化有關，因此比較適合于功率相對較?。ㄈ缧∮?00W）、對體積和重量要求不高且對價格敏感的場合應用。（二）有源功率因數校正（APFC）APFC技術由于電路工作在高頻開關狀態(tài)，因此相對于PPFC技術具有體積小、重量輕、效率高的優(yōu)點，在開關電源中得到廣泛應用。從不同的角度看，APFC技術有很多種分類方法。從電網供電方式來分，可分為單相APFC電路和三相APFC電路；從控制模式米分，可分為電流連續(xù)模式(ContinuousCurrern-Mode．CCM)、電流斷續(xù)模式（DiscontinuouaCUrrentMode，DCM）和電流臨界模式(BoundaryCurrent-Mode，BCM)從開關模式來分，可分為硬開關模式和軟開關模式；從電路構成來分，可分為兩級APFC電路和單級APFC電路在開關電源等電力電子裝置中實施功率因數校正措施，除了要滿足這些強制標準的要求、獲得市場準入條件外，其意義還有以下幾點：

(1)在開關電源等電力電子裝置中，實施PFC措施后，由于減少了諧波電流含量，有利于降低對其他用電設備的干擾，功率因數的提高也有利于提高電網設備的利用率和節(jié)約電能。

(2)采取PFC措施后（一般都使用Boost電路），電源的允許輸入電壓范圍擴大，可以達到90-270V（單相），能適應世界各國不同的電網電壓，大大提高了開關電源的可靠性。

（三）在開關電源中實施功率因數校正的意義（3）采取PFC措施后，由于PFC電路的穩(wěn)壓作用，其輸出電壓是基本穩(wěn)定的，有利于后級DC/DC變換電路的工作點保持穩(wěn)定和提高控制精度。（4）可以提高電網設備的安全性，在三相四線制電路中，3次諧波在中線中的電流同相位，導致中線電流很大致使中線有可能因過電流發(fā)熱而引起火災、損壞電氣設備。在開關電源等電力電子裝置中，采取PFC揩施后，減小了諧波電流分量，減小了中線電流，可有效提高供電系統的可靠性。（5）可以提高開關電源等電力電子裝置自身的可靠性，如果不采取PFC措施，過大的尖蜂脈沖電流，嚴重危害直流側的濾波電容，引起二極管正向壓降增加、導致功耗增加。另外，輸入側的EMI濾波元件因承受高峰值電流脈沖，也需要加大參數指標，以提高承受能力。（6）提高用電安全性，例如，美國從安全角度出發(fā)，提出功率因數的要求。在美國，辦公環(huán)境使用的110V/15A電源插座，由于UL（美國保險商實驗所）標準的限制只能使用12A的電流。如果電源效率為85%、PF=065，設備只能得到729.3W的功率(110V×12A×085×

65=729.3W)，功率再大就要跳閘。同樣輸入條件下，增加輸出功率有兩種辦法：一是提高電源效率；二是提高功率因數。提高效率要受到電源電路水平的限制，難度較大，并且效果也不明顯，但提高功率因數則效果明顯，例如把PF=0.65提高到PF=099，設備在相同條件下就能得到1170的功率(110V×12A×085×099=1170W)，這樣就可以滿足新一代工作站、大功率音響設備等需要較大（一般都在700W以上）功率的要求。（四）PFC技術的發(fā)展趨勢及研究熱點從無源到有源PFC得益于電力電子器件的發(fā)展，APFC從單相到三相，從硬開關到軟開關。研究熱點：（1）新型拓撲結構的提出，主要是基于已有的或新的原理得到新型拓撲結構，以提高轉換效率或達到簡化電路結構的目的。（2）把DC/DC變換器中的新技術應用于APFC電路中。例如，軟開關技術的應用可以提高開關頻率、減少開關損耗和EMI。（3)基于已有拓撲結構的新控制方法，以及基于新拓撲的特殊控制方法的研究，引入預測控制、空間矢量控制、單周期控制、滑模變結構控制以及模糊控制等新型控制策略可改善電路的性能。總之，成本低、效率高、結構簡單、容易實現，并且具有高響應速度、低輸出電壓紋波提高功率因數變換器是研究人員追求的最終目標。第2章APFC的典型拓撲結構

2.1升降壓變換電路

2.2單端正激變換電路

2.3單端反激變換電路

2.4推挽式變換電路

2.5

半橋和全橋變化電路概述APFC機構：兩級結構和單級結構兩級結構第一級是PFC，通常采用BOOST電路，其任務是實現網側電流正弦化以及電壓粗調；第二級是DC/DC（直接或間接變換），其任務是對輸出電壓進行細調。優(yōu)點：性能好，，技術成熟；缺點結構復雜、整機效率較低和性價比不高，適用于精密儀器電源等。單級結構PFC和DC/DC變換合二為一，目的減少元器件、節(jié)約成本，提高效率和簡化控制。特點：整機效率高（電腦、電視的電源），性能稍差，所以目前研究主要集中在單級APFC。兩級APFC結構

單級APFC結構

2.1BUCK（BOOST)APFC變換電路（一）BUCK變換電路

帶有APFC的DC/DC和普通DC／DC變換器時主要有以下兩點不同：

（1）輸入電壓非穩(wěn)定的直流電壓；（2）輸出輸入電壓比非定值。

因此構成PFC電路的變換器分析比較復雜。由于變換器中的開關頻率遠高于輸入電壓頻率，因此在以下的分析中，我們采用準靜態(tài)的方法分析變換器的工作，這種分析方法是建立在小信號線性化近似基礎上的。電路特點電流斷續(xù)，輸入功率因數低。BuckPFC變換器的優(yōu)點是輸出電壓較低。在低輸出電壓（33V-l.8V等）兩級式變換的場合，可“減小后級變換器的電壓傳輸比。缺點是無論其工作在DCM或者CCM模式，在輸入電壓過零附近，由于開關管將關斷，輸入電流為零，不能取得高功率因數。并且在每個開關周期內，輸入電流都是斷續(xù)的，輸入端需要較大的LC濾波器消除高頻紋波。（二）BOOSTAPFC電路電路特點：有DCM和CCM兩種工作方式，電感足夠大時電網電流連續(xù)（常用）。濾波電感串聯在輸入端，輸入電流高頻紋波小。（三）基于Cuk、Sepic和Zeta電路的PFC變換器

前三種基本拓撲是用電感作為傳送能量的元件，基于Cuk、Sepic和Zeta電路的PFC變換器是用電容作為傳送能量的元件?；贑uk、Zeta和Sepic的PFC變換器工作原理相似，輸入電流和輸入電壓為同相位的正弦量，功率因數校正效果較理想，但并不廣為使用，原因是能量轉換用電容需要承受極大的紋波電流，這種電容成本高，可靠性也稍差些。2.2正激APFC變換器圖2-2正激變換電路■正激電路(Forward)

◆工作過程

?開關VT開通后，變壓器原邊繞組兩端的電壓為上正下負，與其耦合的副邊繞組兩端的電壓也是上正下負，因此VD處于通態(tài)。

?VT關斷后，電感L通過

VD1續(xù)流，VD關斷。?正激變換就是帶隔離的Buck斬波電路2.2正激APFC變換器圖2-3帶有磁復位的正激電路■正激電路的磁復位變壓器線圈電壓或電流回零時，磁芯中的磁通并不為零，稱之為剩磁。剩磁的累加可能導致磁芯飽和，因此正激電路需要磁復位技術。2.2正激APFC變換器圖2-4正激變換電路工作波形SuVT

iLiSOttttUiOOO圖2-5正激變換電路工作波形2.2正激APFC變換器

◆

變壓器的磁心復位所需的時間為,◆輸出電壓

?輸出濾波電感電流連續(xù)時

磁復位期間，開關管兩端電壓為

◆

變壓器的磁心復位所需的時間推導：利用開關管導通期間變壓器原邊磁通的增加量等于關斷期間磁通的減少量。

導通期間

關斷期間2.2正激APFC變換器

◆

輸出電壓推導：利用開關管導通期間電感儲存的能量等于關斷期間電感釋放的能量。

導通期間

關斷期間2.2正激APFC變換器正激電路的缺點?正激變換器因為復位繞組的存在使變壓器體積增加。?正激變換器的占空比不能太大（小于50%），會引起磁芯飽和以及關斷期間不能完成磁復位。（通過減少復位繞組匝數解決，但會增加關斷期間開關管兩端的電壓）。?單管正激電路很少采用2.2正激APFC變換器圖2-6雙管正激變換電路2.2正激APFC變換器2.2正激APFC變換器雙管正激電路的特點?取消復位繞組，降低了變壓器的體積和工藝要求。?開關管承受的電壓降低（電源電壓和二極管的管壓降）。?雙管正激電路可靠性高（不存在直通問題），結構簡單，在中小功率開關電源中應用比較普遍。工作原理Flyback電路是最簡單的單級PFC電路，長期以來是非常流行的一種電路拓撲。變壓器既是一種儲能裝置，又起到隔離變換的作用。對輸入電路而言，DC/DC變換器可等效為一個受占空比控制的無損電阻，可使輸入功率因數近似為1。Flyback電路因工作在DCM狀態(tài)下，開關管的電流應力很大，同時由于以低于輸入交流頻率的頻率進行PWM控制，輸出電壓中含有很高的低頻紋渡，除了特殊用途一般不單獨使用。2.3反激（Flyback）APFC變換器2.3單端反激變換器依據變壓器二次側能量在截止期間是否完全傳送出去，反激電路的工作狀態(tài)分為兩種：?電流連續(xù)

導通期間

截止期間

由磁通平衡原理得：2.3單端反激變換器?電流斷續(xù)此時先求出電流斷續(xù)發(fā)生時刻

求得

輸入電源在一個周期內提供的平均功率為：

注意：反激電路不能開路，此時反激電路特點：?電路簡單。沒有續(xù)流二極管和濾波儲能電感，不需要復位繞組（開關管關斷期間，二次側繞組完成能量傳遞，同時完成磁復位）?輸出電壓紋波大。(可以增大濾波電容，但會增加成本和體積）?主要用于100W左右的小功率電源，且對電源性能指標要求不太嚴格的場合。2.3單端反激變換器反激變換器設計存在的困難?當反激電路工作于電流連續(xù)時，直流分量相當大，處理不當會造成磁芯飽和，功率管損壞。?為避免飽和，變壓器磁芯應增加氣隙。氣隙的調整是一件麻煩的工作。因為氣隙增加會使漏感增加，而且自感減少（會影響到輸出電壓以及單位時間能量的傳輸),因此，必須加以綜合考慮。?為防止開關管承受電壓過大，占空比D不能太大，一般為0.3~0.4。占空比的減小，會影響到輸出電壓減小。參數之間關系相互牽制，需要綜合考慮。而正激電路與占空比無關。2.3單端反激變換器2.4基于Flyback的全橋PFC變換器

PFC技術發(fā)展到今天已經逐漸融入到了許多優(yōu)秀的變換器電路中。這些新的拓撲結構可以很好地抑制變換器輸入諧波，整定輸人電流波形，同時又具有極好的輸出特性，充分發(fā)揮PFC電路和功率變換電路的優(yōu)勢。

Boost電路作為PFC的優(yōu)秀拓撲，它與全橋、推挽、半橋等拓撲的結合可以獲得性能良好的新型單級PFC變換器拓撲。圖2-5所示電路為Boost電路與全橋變換器合成的單級PFC電路。該電路可以實現對輸入電流波形的整定，同時又可以應用于較大功率場臺，發(fā)揮了全橋電路的優(yōu)勢。同時，PFC電路還可以與其他電路結合，也能達到很好的效果

工作原理：當VT1、VT2同時導通時，相當于BoostPFC電路的開關S導通，電感L充電；當VT1、VT4或VT2、VT3同時導通時，相當于BoostPFC電路的開關S關斷，輸入電壓和電感同時向負載供電。所以，變換器在工作原理上可以等效成基本的BoostPFC電路。倍流整流和同步整流（補充）用倍流電路代替全橋整流或變壓器副邊的中心抽頭電路，以減少導通損耗（低壓場合）以及變壓器工藝復雜性（2）輸出端整流一般用肖特基二極管（3）在低壓輸出場合（2V或更低）輸出端整流用小功率低壓MOS管代替肖特基二極管，因為小功率MOS管的壓降更低，可以提高效率。（4）這種電路稱做同步整流，而同步整流技術也成為低壓大電流高頻整流技術中不可或缺的部分圖2-8倍頻整流電路圖2-8同步整流電路2.4推挽變換器與雙管正激電路區(qū)別（從電路結構和兩個開關管的驅動信號區(qū)分）變壓器磁芯工作在一三象限，即雙向磁化。工作原理?重新定義占空比在半個周期內開關管導通，關斷一次。

?分析VT1導通時，變壓器副邊二極管VD3導通，把一次側能量傳遞給負載。VT1截止后，變壓器經二極管VD2復位，將VT1導通期間的勵磁能量返回電源。此時變壓器副邊兩個二極管（變壓器漏感的原因）都導通，把變壓器一、二次側電壓鉗位為零。

2.3推挽變換器圖2-8推挽式變換電路2.3推挽變換器S1S2uS1uS2iS1iS2iD1iS2tonTtttttttt2Ui2UiiLiLOOOOOOOO圖2-9推挽電路的理想化波形

◆

輸出電壓推導：利用開關管導通期間電感儲存的能量等于關斷期間電感釋放的能量。

導通期間

關斷期間2.3推挽變換器2.3推挽變換器

?當輸出電感電流連續(xù)時?

當輸出電感電流不連續(xù)時，輸出電壓Uo將連續(xù)時的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下

?其它關系式（1）開關管VT1(VT2)截止時承受的電壓為2Ui。為(適用于低輸入電壓場合）（2）整流管承受的電壓為（3）與開關管并聯的二極管承受的電壓為2Ui2.3推挽變換器推挽式的優(yōu)點：

?電壓利用率高。開關和交替工作，其輸出電壓波形非常對稱，并且開關電源在整個工作周期之內都向負載提供功率輸出，因此，其輸出電流瞬間響應速度很高，電壓輸出特性很好。推挽式變壓器開關電源是所有開關電源中電壓利用率最高的開關電源，它在輸入電壓很低的情況下，仍能維持很大的功率輸出，所以推挽式變壓器開關電源被廣泛應用于低輸入電壓的電路中。

?推挽式開關電源的兩個開關器件有一個公共接地端，相對于半橋式或全橋式開關電源來說，驅動電路要簡單很多，這也是推挽式開關電源的一個優(yōu)點。2.3推挽變換器

?雙極性磁化使得變壓器，磁感應變化范圍比單極性大，變壓器鐵心不需要氣隙，增加了電源的效率缺點：?開關器件需要很高的耐壓，輸入電壓兩倍。?變壓器有兩組初級線圈，對于小功率輸出的推挽式開關電源是個缺點，對于大功率輸出的推挽式開關電源是個優(yōu)點。2.4半橋電路圖2-10半橋電路原理圖圖2-11半橋電路的理想化波形2.4半橋電路2.4半橋電路◆工作過程

?VT1導通時二極管，VD3處于通態(tài)，VD4截止，電感儲能，電流增加。

?VT1截止后，兩個開關都關斷時，一次側電流VT2經并聯的二極管VD2續(xù)流，由于VD2

的導通，一次側電壓變?yōu)樨撝?，二極管VD4導通，VD3繼續(xù)導通（變壓器漏感)，VD3和VD4都處于通態(tài)，各分擔一半的負載電流，變壓器繞組中的電流為零。

?后半個周期的工作過程與之前相似，只是一次電壓、電流反向，二次側電壓也反向。其數值關系不變。2.4半橋電路◆輸出電壓

?濾波電感L的電流連續(xù)時，利用半個周期內電感電流的增加量與其減少量相等，得

?輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓Uo將高計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下?其它關系式（1）開關管VT1(VT2)截止時承受的電壓為Ui。為(適用于高輸入電壓場合）（2）整流管承受的電壓為（3）與開關管并聯的二極管承受的電壓為Ui2.4半橋電路◆半橋電路的偏磁現象及解決

?半橋電路由于兩個開關工作特性不同而導致導通時間不對稱，從而造成的變壓器一次側電壓出現直流分量。這種現象稱為直流偏磁。直流諞磁容易造成變壓器飽和。?通常通過在一次側串聯耦合電容解決。由于電容的隔直作用，半橋電路對由于兩個開關導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的直流分量有自動平衡作用。?注意電容選等效電阻小的，否則分壓太大。因此耦合電容容量不能太大，通常選用無極性的薄膜電容。2.5全橋電路圖2-12全橋電路原理圖

2.5全橋電路S1S2uS1uS2iS1iS2iD1iS2tonTtttttttt2Ui2UiiLiLOOOOOOOO圖2-13全橋電路的理想化波形2.5全橋電路■全橋電路

◆工作過程

?全橋電路中，互為對角的兩個開關同時導通，同一側半橋上下兩開關交替導通，使變壓器一次側形成幅值為Ui的交流電壓，改變占空比就可以改變輸出電壓。

?當VT1與VT4開通后，VD5處于通態(tài)，電感L的電流逐漸上升。?當VT2與VT3開通后，VD6處于通態(tài)，電感L的電流也上升。

?當4個開關都關斷時，VD5

、VD6都處于通態(tài)，各分擔一半的電感電流，電感L的電流逐漸下降。2.5全橋電路◆輸出電壓

?濾波電感電流連續(xù)時

?輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓Uo將高于計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下

2.5全橋電路

?如果VT1、VT4與VT2、VT3的導通時間不對稱，則交流電壓uT中將含有直流分量，會在變壓器一次側產生很大的直流分量，造成磁路飽和，因此全橋電路應注意避免電壓直流分量的產生，也可在一次側回路串聯一個電容，以阻斷直流電流。

?為避免同一側半橋中上下兩開關同時導通，每個開關的占空比不能超過50%，還應留有裕量。

電路優(yōu)點缺點功率范圍應用領域正激電路較簡單，成本低，可靠性高，驅動電路簡單變壓器單向激磁，利用率低幾百W~幾kW各種中、小功率電源反激電路非常簡單，成本很低，可靠性高，驅動電路簡單難以達到較大的功率，變壓器單向激磁，利用率低幾W~幾十W小功率電子設備、計算機設備、消費電子設備電源。全橋變壓器雙向勵磁，容易達到大功率結構復雜，成本高，有直通問題，可靠性低，需要復雜的多組隔離驅動電路幾百W~幾百kW大功率工業(yè)用電源、焊接電源、電解電源等半橋變壓器雙向勵磁，沒有變壓器偏磁問題，開關較少，成本低有直通問題，可靠性低，需要復雜的隔離驅動電路幾百W~幾kW各種工業(yè)用電源，計算機電源等推挽變壓器雙向勵磁，變壓器一次側電流回路中只有一個開關，通態(tài)損耗較小，驅動簡單有偏磁問題幾百W~幾kW低輸入電壓的電源表2-1各種不同的間接直流變流電路的比較

隨著PFC的應用普及，APFC電路拓撲日漸成熟。但關于APFC的控制策略的研究目前仍然十分活躍，這從側面反映出該領域還有許多問題尚待解決。APFC技術的每一種控制策略都有其各自的優(yōu)勢和不足，本章介紹幾種常用的APFC控制策略，對比分析各自的優(yōu)缺點和適用場合，并指出APFC控制技術的發(fā)展趨勢。前文提到，根據功率因數校正用電感電流是否連續(xù)，APFC可分為電流連續(xù)模式(CCM)和電流斷續(xù)模式(DCM)。以及介于兩者之間的電流臨界模式(BCM)。有的電路還根據負載功率的大小，使得變換器在DCM和CCM之間互相轉換，稱為混聯模式(MCM)。當變換器工作在不同的導通模式時，其功率因數校正的控制方法完全不同。第3章APFC控制策略4.1CCM控制策略CCM模式下的電流控制是目前應用最多的控制方式。CCM模式下有直接電流控制和間接電流控制兩種方式。直接電流控制是直接選取瞬態(tài)電感電流作為反饋量和控制量，其優(yōu)點是電流的瞬態(tài)特性好，自身具有過電流保護能力，但是需要檢測瞬態(tài)電流，控制電踣稍顯復雜；間接電流控制是通過控制整流橋輸入端電壓來間接實現對電流的控制，其優(yōu)點是結構簡單，開關機理清晰。在CCM模式下，直接電流控制是應用最多的方式，它也是發(fā)展的主流，適用于對系統性能要求較高的大功率場合。（一）峰值電流控制峰值電流控制屬于定頻控制。每一開關周期開始時MOS管導通，電感電流線性增加，然后將電感電流的檢測信號與參考信號相比，當電感電流檢測值等于電感電流參考值時，MOS管關斷，電感電流減少，當電感電流降為零時，MOS管再導通，如此周而復始。電感電流的參考信號由系統輸出電壓檢測值與給定值相減，再經由PI調節(jié)器，然后將PI調節(jié)器的輸出與整流橋后端的boost電路輸入電壓波形相乘得到。由于電感電流參考信號由電壓反饋環(huán)決定，當系統穩(wěn)定工作時電感電流的包絡基本為正弦波。峰值電流控制的斜坡補償（1）在電源電壓過零附近加在電感兩端的電壓很小,需要較長的開通時間,才能達到電流基準,而又由于定頻時鐘周期的限制,從而使電感電流在開關周期內不可能達到電流基準。在這些開關周期內,電流工作在不連續(xù)模式(DCM)。（2）斜坡補償相當于在電感電流中加入一個斜波信號，亦或在參考信號減去一個斜波信號，從而來增加導通時間，使其電流達到基準值。（3）斜坡補償要得當，同時也會帶來失真、功率因數下降等問題只有一個電壓環(huán)，輸入電流的峰值包絡線跟蹤輸入電壓波形。優(yōu)點：簡單易于實現（芯片L6561/6562，ML4812，4819等）缺點：（1）占空比受輸出電壓和電感電流共同作用，超過50%

容易不穩(wěn)定（2）當交流電網電壓從零上升到峰值電壓時，占空比也由

最大值變至最小值，因此有可能產生高次諧渡振蕩。為克

服這

一缺點，必須在比較器的輸人端增加一個斜率補償（

或稱斜坡補償）函數，以便在占空比廣泛變化內，電路能

穩(wěn)定工作。

（3）電流峰值和平均值之間存在誤差，有些條件下還很大

，以至于無法滿足THD很小的要求（4）電感電流的峰值對噪聲變化相當敏感?？偨Y：這種方法在APFC控制中逐漸被淘汰。（二）平均電流控制

平均電流控制中的電流環(huán)有較高的增益帶寬，它使跟蹤誤差產生的畸變很小，容易實現接近于1的功率因數。同時對噪聲不敏感、穩(wěn)定性高，因而得到了廣泛的應用。以平均電流控制原理設計的PFC集成控制器常用的有UC3854，在單相Boost型電路得到了普遍應用。其他平均電流型控制IC有TDA4819，C33368、ML4821等(三）滯環(huán)控制滯環(huán)控制特點：

(1)控制簡單、電流動態(tài)響應快、具有內在的電流限制能力；(2)開關頻率在一個工頻周期中不恒定，引起EMI的問題和電流過零點的死區(qū)。

(3)負載對開關頻率影響很大，濾波器只能接最低頻率設計，因此不可能得到體積和重量最小的設計；

(4)滯環(huán)寬度對開美頻率和系統性能影響大，需合理選取?？刂艻C有CS3810等

DCM控制的方法又稱為電壓跟蹤法，是APFC控制中一種簡單而又實用的方法，應用較為廣泛。升壓變換器的電壓“跟隨”特性在每一開關周期內,流過電感的平均電流穩(wěn)態(tài)時，D和T不變，電感電流平均值和輸入電壓成正比，輸入電流平均值能夠自動“跟蹤”輸入電壓呈正弦波，因此不再需要輸入電流控制環(huán)。（一）基于3842的恒頻控制此控制方式的主要優(yōu)點是控制電路簡單，缺點是輸入功率因數的理想值不能達到1，輸出電壓與輸入電壓峰值的比值越大，輸入電流畸變程度越小。該控制方式下的電流THD可控制在10%以內。（一）基于3852的變頻控制與電流連續(xù)（CCM）的不同之處在于把乘法器換成加法器（因為電流斷續(xù)，不用乘法器）功率管可實現零電流開通，同時不需要連續(xù)導通模式那樣復雜的控制回路，使用通常的PWM控制就可實現。由于不連續(xù)導通模式的控制電路簡單，成本低，因此非常適合在數百瓦的小功率領域應用；應用于數千瓦的大功率電力電子裝置時，輸人EMI和半導體器件的電流應力較大。分恒頻和變頻兩種控制方式4.3APFC的新型控制策略（單周期控制）每個時鐘脈沖到來時，S1斷開積分器開始積分，當兩者相等時，比較器翻轉，輸出低電平，S1閉合，積分器開始復位。常用芯片為IR1150APFC的發(fā)展趨勢尋求更加簡化的控制策略、降低PFC成本、減小THD和EMI、降低器件開關應力、提高整機效率仍然是今后APFC控制策略的發(fā)展趨勢。中大功率的電力電子設備在電網中占有很大比重，因此，三相APFC應是APFC研究的重點。隨著三相APFC整機成本的提高和開關頻率的降低，依托高速的數字處理器，數字控制成為發(fā)展的主流。由于各種控制策略都有優(yōu)缺點，將各種控制策略合理搭配，取長補短，可以得到理想的控制效果，這也是控制技術發(fā)展的個方向。第3章開關電源中高頻磁元件的設計

3.1磁性材料概述

3.2高頻變壓器磁芯的選擇

3.3高頻變壓器的設計

3.3電感器和反激變換器設計

3.1磁性材料概述◆磁性元件在開關電源中的應用

磁性元件是儲能、轉換及隔離所必備的元件，常把它作為變壓器或電感器來使用。?當變壓器主要用于電氣隔離，能量傳遞，升降壓以及電壓電流測量。?當電感器主要用于儲能、濾波，抑制電流尖峰，與電容產生諧振，實現軟開關。3.2高頻變壓器磁芯的選擇◆高頻變壓器所用磁性材料

磁芯是制造高頻變壓器的重要組成材料，設計合理、正確地選擇磁芯材料參數、結構，對變壓器的性能和可靠性以及電源整機的性能至關重要。一、高頻變壓器對磁芯材料的要求?具有高的磁感應密度Bs。鐵芯尺寸一定時，工作磁感應密度越高，可傳輸的功率越大。同等功率傳輸條件下，鐵芯的體積和重量可以減少。

?具有低的鐵損PC。鐵損包括磁滯損耗、渦流損耗等。磁阻損耗是由于磁性材料在磁化過程中的不可逆現象造成。其數值正比于磁滯回線的面積。渦流損耗是由于交變磁通在磁芯中產生交流電勢而引起渦流所致的損耗。渦流損耗與電阻率成反比。因此，高頻變壓器應選用磁滯回線窄、電阻率高、密度大的材料。?具有高的磁導率μ

磁導率是衡量物質對磁場所呈現的性質的物理量。磁導率雖然與變壓器傳輸功率沒有直接關系，但在高頻變壓器設計時，還是希望選用磁導率高的磁芯材料。在磁芯尺寸一定的條件下，磁導率越高，電感量越大，磁化電流減小。在同等電感量L下，μ值大，線圈的匝數可以減少。這在單極性變換器中，變壓器初級電感儲能要求尤為重要。3.2高頻變壓器磁芯的選擇?磁芯的結構要合理。選擇磁芯結構考慮的因素主要有：低的漏磁和漏感；有利于散熱；繞制工藝簡單，裝配容易方便等。?其他性能要求，如好的機械特性；小的工作噪聲；寬的工作頻率范圍；好的溫度穩(wěn)定性以及好的性價比等。二、開關電源變壓器常用磁芯材料

開關電源高頻變壓器所用磁芯材料，大多數是采用低磁場下使用的軟磁材料，它具有高磁導率，低的矯頑力，高的電阻率。這類磁芯材料的種類、規(guī)格繁多，性能參數指標各異，需要根據具體情況進行選取。3.1高頻變壓器磁芯的選擇

目前開關電源中變壓器的磁芯材料大多采用軟磁鐵氧體材料。鐵氧體材料的特點是：電阻率高，交流渦流損耗小，價格低、易于加工成各種形狀結構的磁芯。不足之處是：飽和磁感應密度低，磁導率不高，磁性能對溫度的變化較敏感。在大功率開關電源中，因為鐵氧體的磁通密度低，磁芯的體積、重量加大，繞組所用銅材增加，其價格優(yōu)勢無法顯露，小型化，輕量化受到限制。因此，非晶、超微晶磁性材料受到青睞。這類材料除電阻率低外，綜合性能比鐵氧體優(yōu)異，但價格要貴（隨著工藝發(fā)展，其價格也是逐漸降低）。同時，節(jié)能是非晶、超微晶磁性的優(yōu)勢。所以，非晶、超微晶將成為高頻大功率開關電源變壓器磁芯材料的最佳選擇。3.1高頻變壓器磁芯的選擇

設計變壓器時，應當預先知道電路拓撲結構、工作頻率、輸入輸出功率，同時還應當知道所設計的變壓器允許多大損耗?？偸且宰顗那闆r設計變壓器，保證設計的變壓器在規(guī)定的任何情況下都能正常工作?！糇儔浩髟O計一般問題?變壓器寄生參數及其影響（1）漏感。漏感儲存的能量與負載電流和線圈電流的平方成正比。漏感阻止開關和整流器電流的瞬態(tài)變化，使輸出特性變軟。（2）激磁電感激磁電感和漏感能量在開關轉換瞬時引起電壓尖峰，是EMI的主要來源。通過緩沖電路解決，但也有損耗，因此漏感和激磁電感降低變換器的效率。3.2高頻變壓器磁芯的選擇?溫升和損耗

在設計開關電源開始時，根據輸出功率，輸入輸出電壓和電壓調節(jié)范圍，環(huán)境條件等因素，設計者憑經驗或參照同類樣機，給出一個可能達到的效率，由此得到總損耗值，在將總損耗分配到各損耗部件，得到變壓器的允許損耗。變壓器損耗使得線圈和磁芯溫度升高，線圈中心靠近磁芯表面溫度最高。變壓器內部溫度受磁芯和絕緣材料限制。如果溫升過高，應當采用較大尺寸的磁芯。如果要求體積較小，應當采用合金磁芯和高絕緣等級的絕緣材料。這些材料允許較高溫升，但損耗增加，效率降低。

3.2高頻變壓器磁芯的選擇

（1）磁芯損耗變壓器損耗分為磁芯損耗和線圈損耗，很難精確估計。磁芯損耗包括磁滯損耗和渦流損耗。線圈損耗包括直流損耗和高頻損耗。引起變壓器溫升的主要是穩(wěn)態(tài)損耗，而不是瞬態(tài)損耗。一般在200~300kHz一下，磁滯損耗為主，在更高頻率時，因為渦流損耗隨頻率平方上升，超過磁滯損耗。

（2）線圈損耗低頻線圈損耗是容易計算的，但高頻時由于集膚效應的存在使得線圈損耗很難精確確定，因為開關電流矩形波包含高次諧波。

3.2高頻變壓器磁芯的選擇3.2高頻變壓器磁芯的選擇?電路拓撲各種電路拓撲適用一定的功率范圍，但不是絕對的。反激電路主用用于功率范圍0~150W,單端正激50~500W，半橋100~1000W，而全橋500W以上。以上范圍不是絕對，實際產品中有低壓輸入的1500W。次級采用全橋或全波，這樣可以實現雙向磁化。?占空比

根據輸入輸出電壓調節(jié)范圍，在輸入電壓最低時應保證輸出最高電壓，及最大占空比。實際電路中，存在整流二極管壓降，初級次級線圈電阻，也影響最大占空比。

3.2高頻變壓器磁芯的選擇?匝數和匝比變壓器初級一般電壓較高，其匝數易于調整。而次級一般匝數較少，工作頻率越高，次級有可能只有一匝或少于一匝。如果取整，將帶來很大的匝比誤差。?磁芯選擇

（1）材料。（鐵氧體和非晶、超微晶）（2）形狀選擇磁芯形狀應保證磁芯窗口盡可能寬，這樣可以加大線圈寬度，減少線圈的層數，使交流電阻和漏感減少。鐵氧體形狀有罐型、PQ型、EE型，U型，環(huán)型等。

3.2高頻變壓器磁芯的選擇

（3）尺寸磁芯尺寸的選擇常用的方法有3種：第一種是先求出磁芯窗口面積與磁芯有效截面積的乘積AP,根據AP值，查表找出磁性材料的編號，稱為AP法。第二種是先求出幾何參數，查表找出磁芯編號，再進行設計，稱為kg法；第三種方法是直接根據電路拓撲，輸出功率，開關頻率、磁芯材料和形狀查表得出磁芯型號，為查表法。常用的是AP法——面積乘積法。實際應用通常使用的經驗公式為：

第4章軟開關技術

4.1軟開關的基本概念

4.2軟開關電路的分類

4.3典型的軟開關電路

4.4軟開關技術新進展

本章小結引言■現代電力電子裝置的發(fā)展趨勢是小型化、輕量化，同時對裝置的效率和電磁兼容性也提出了更高的要求?！鲭娏﹄娮与娐返母哳l化

◆可以減小濾波器、變壓器的體積和重量，電力電子裝置小型化、輕量化。

◆開關損耗增加，電路效率嚴重下降，電磁干擾增大。■軟開關技術

◆降低開關損耗和開關噪聲。

◆使開關頻率可以大幅度提高。4.1軟開關的基本概念

4.1.1硬開關與軟開關

4.1.2零電壓開關與零電流開關8.1.1硬開關與軟開關■硬開關

◆開關過程中電壓、電流均不為零，出現了重疊，有顯著的開關損耗。

◆電壓和電流變化的速度很快，波形出現了明顯的過沖，從而產生了開關噪聲。

◆開關損耗與開關頻率之間呈線性關系，因此當硬電路的工作頻率不太高時，開關損耗占總損耗的比例并不大，但隨著開關頻率的提高，開關損耗就越來越顯著。

8.1.1硬開關與軟開關■軟開關◆通過在硬開關電路中增加很小的電感Lr和電容Cr等諧振元件，構成輔助換流網絡，在開關過程前后引入諧振，使開關開通前電壓先降到零，關斷前電流先降到零，消除了開關過程中電壓、電流的重疊，從而大大減小甚至消除開關損耗，同時，諧振過程限值了開關過程中電壓和電流的變化率，這使得開關噪聲也顯著減小，這樣的電路稱為軟開關電路，具有這樣開關過程的開關稱為軟開關。

圖4-1硬開關降壓型電路及波形a）電路圖b）理想化波形

t0uiP0uituuiiP00圖4-2硬開關過程中的電壓和電流a）開通過程b)關斷過程8.1.2零電壓開關與零電流開關■零電壓開通

◆開關開通前其兩端電壓為零，則開通時不會產生損耗和噪聲,這種開通方式稱為零電壓開通，簡稱零電壓開關?！隽汶娏麝P斷

◆開關關斷前其電流為零，則關斷時不會產生損耗和噪聲，這種開通方式稱為零電流關斷，簡稱零電流開關。零電壓開通和零電流關斷都要靠電路中的諧振來實現。■在很多情況下，不再指出開通或關斷，僅稱零電壓開關和零電流開關。

4.2軟開關電路的分類

軟開關技術問世以來，經歷了不斷地發(fā)展和完善，前后出現了許多軟開關電路，直到目前為止，新型的軟開關拓撲仍不斷出現。■軟開關電路的分類

◆根據電路中主要的開關元件是零電壓開通還是零電流關斷，可以將軟開關電路分成零電壓電路和零電流電路兩大類。

◆根據軟開關技術發(fā)展的歷程可以將軟開關電路分成準諧振電路、零開關PWM電路和零轉換PWM電路。

4.2軟開關電路的分類圖4-5準諧振電路a）零電壓開關準諧振電路b）零電流開關準諧振電路c）零電壓開關多諧振電路

■準諧振電路

◆分類

?零電壓開關準諧振電路（Zero-Voltage-SwitchingQuasi-ResonantConverter—ZVSQRC）

?零電流開關準諧振電路（Zero-Current-SwitchingQuasi-ResonantConverter—ZCSQRC）

?零電壓開關多諧振電路（Zero-Voltage-SwitchingMulti-ResonantConverter—ZVSMRC）

?用于逆變器的諧振直流環(huán)節(jié)（ResonantDCLink）

4.2軟開關電路的分類◆準諧振電路中電壓或電流的波形為正弦半波，因此稱之為準諧振。

◆開關損耗和開關噪聲都大大下降，也有一些負面問題

?諧振電壓峰值很高，要求器件耐壓必須提高。

?諧振電流的有效值很大，電路中存在大量的無功功率的交換，造成電路導通損耗加大。

?諧振周期隨輸入電壓、負載變化而改變，因此電路只能采用脈沖頻率調制（PulseFrequencyModulation—PFM）方式來控制，變頻的開關頻率給電路設計帶來困難。

4.2軟開關電路的分類圖4-6零開關PWM電路a）零電壓開關PWM電路b）零電流開關PWM電路

■零開關PWM電路

◆電路中引入了輔助開關來控制諧振的開始時刻，使諧振僅發(fā)生于開關過程前后。

◆分類

?零電壓開關PWM電路（Zero-Voltage-SwitchingPWMConverter—ZVSPWM）

?零電流開關PWM電路（Zero-Current-SwitchingPWMConverter—ZCSPWM）

◆同準諧振電路相比，這類電路有很多明顯的優(yōu)勢：電壓和電流基本上是方波，只是上升沿和下降沿較緩，開關承受的電壓明顯降低，電路可以采用開關頻率固定的PWM控制方式。

4.2軟開關電路的分類圖4-7零轉換PWM電路的基本開關單元a）零電壓轉換PWM電路的基本開關單元b）零電流轉換PWM電路的基本開關單元■零轉換PWM電路

◆電路中采用輔助開關控制諧振的開始時刻，所不同的是，諧振電路是與主開關并聯的，因此輸入電壓和負載電流對電路的諧振過程的影響很小，電路在很寬的輸入電壓范圍內和從零負載到滿載都能工作在軟開關狀態(tài)，而且電路中無功功率的交換被削減到最小，這使得電路效率有了進一步提高。

◆分類

?零電壓轉換PWM電路（Zero-Voltage-TransitionPWMConverter—ZVTPWM）

?零電流轉換PWM電路（Zero-CurrentTransitionPWMConverter—ZVTPWM）

4.3典型的軟開關電路

4.3.1零電壓開關準諧振電路

4.3.2諧振直流環(huán)

4.3.3移相全橋型零電壓開關PWM電路

4.3.4零電壓轉換PWM電路8.3.1零電壓開關準諧振電路圖4-8零電壓開關準諧振電路原理圖■零電壓開關準諧振電路

◆假設電感L和電容C很大，可以等效為電流源和電壓源，并忽略電路中的損耗。

◆開關電路的工作過程是按開關周期重復的，在分析時可以選擇開關周期中任意時刻為分析的起點，選擇合適的起點，可以使分析得到簡化。

8.3.1零電壓開關準諧振電路SS(uCr)iSiLruVDt0t1t2t3t4t6t0tttttt5OOOOOu圖4-9零電壓開關準諧振電路的理想化波形

圖4-10零電壓開關準諧振電路在t0~t1時段等效電路圖4-8零電壓開關準諧振電路原理圖◆工作過程

?選擇開關S的關斷時刻為分析的起點。

?t0~t1時段：t0之前，S導通，VD為斷態(tài)，uCr=0，iLr=IL，t0時刻S關斷，Cr使S關斷后電壓上升減緩，因此S的關斷損耗減小，S關斷后，VD尚未導通，電路可以等效為圖8-10；Lr+L向Cr充電，L等效為電流源，uCr線性上升，同時VD兩端電壓uVD逐漸下降，直到t1時刻，uVD=0，VD導通，這一時段uCr的上升率為

(8-1)8.3.1零電壓開關準諧振電路圖4-8零電壓開關準諧振電路原理圖SS(uCr)iSiLruVDt0t1t2t3t4t6t0tttttt5OOOOOu圖4-9零電壓開關準諧振電路的理想化波形

圖4-11零電壓開關準諧振電路在t1~t2時段等效電路?t1~t2時段：t1時刻VD導通，L通過VD續(xù)流，Cr、Lr、Ui形成諧振回路，如圖8-11所示；諧振過程中，Lr對Cr充電，uCr不斷上升，iLr不斷下降，直到t2時刻，iLr下降到零，uCr達到諧振峰值。?t2~t3時段：t2時刻后，Cr向Lr放電，iLr改變方向，uCr不斷下降，直到t3時刻，uCr=Ui，這時，uLr=0，iLr達到反向諧振峰值。?t3~t4時段：t3時刻以后，Lr向Cr反向充電，uCr繼續(xù)下降，直到t4時刻uCr=0。8.3.1零電壓開關準諧振電路圖4-8零電壓開關準諧振電路原理圖SS(uCr)iSiLruVDt0t1t2t3t4t6t0tttttt5OOOOOu圖4-9零電壓開關準諧振電路的理想化波形

?t1到t4時段電路諧振過程的方程為

(8-2)?t4~t5時段：uCr被箝位于零，uLr=Ui，iLr線性衰減，直到t5時刻，iLr=0。由于這一時段S兩端電壓為零，所以必須在這一時段使開關S開通，才不會產生開通損耗。

?t5~t6時段：S為通態(tài)，iLr線性上升，直到t6時刻，iLr=IL，VD關斷。?t4到t6時段電流iLr的變化率為

?t6~t0時段：S為通態(tài)，VD為斷態(tài)。

(8-3)8.3.1零電壓開關準諧振電路◆諧振過程是軟開關電路工作過程中最重要的部分，諧振過程中的基本數量關系為

?uCr（即開關S的電壓uS）的表達式

?[t1,t4]上的最大值即uCr的諧振峰值，就是開關S承受的峰值電壓，表達式為

?零電壓開關準諧振電路實現軟開關的條件

如果正弦項的幅值小于Ui，uCr就不可能諧振到零，S也就不可能實現零電壓開通。

◆零電壓開關準諧振電路的缺點：諧振電壓峰值將高于輸入電壓Ui的2倍，開關S的耐壓必須相應提高，這增加了電路的成本，降低了可靠性。

4.3.2諧振直流環(huán)圖4-12諧振直流環(huán)電路原理圖圖4-13諧振直流環(huán)電路的等效電路■諧振直流環(huán)

◆應用于交流-直流-交流變換電路的中間直流環(huán)節(jié)（DC-Link），通過在直流環(huán)節(jié)中引入諧振，使電路中的整流或逆變環(huán)節(jié)工作在軟開關的條件下?！魣D8-12中，輔助開關S使逆變橋中所有的開關工作在零電壓開通的條件下，實際電路中開關S可以不需要，S的開關動作用逆變電路中開關的直通與關斷來代替?！綦妷盒湍孀兤鞯呢撦d通常為感性，而且在諧振過程中逆變電路的開關狀態(tài)是不變的，負載電流視為常量。

4.3.2諧振直流環(huán)圖4-13諧振直流環(huán)電路的等效電路t0t1t2t3t4t0iLruCrUinILttOO圖4-14諧振直流環(huán)電路的理想化波形◆工作過程

?以開關S關斷時刻為起點。?t0~t1時段：t0之前，iLr大于IL，S導通，t0時刻S關斷，電路中發(fā)生諧振，因為iLr>IL，因此iLr對Cr充電，uCr不斷升高，直到t1時刻，uCr=Ui。

?t1~t2時段：t1時刻由于uCr=Ui，ULr=0，因此諧振電流iLr達到峰值，t1以后，iLr繼續(xù)向Cr充電并不斷減小，而uCr進一步升高，直到t2時刻iLr=IL，uCr達到諧振峰值。

4.3.2諧振直流環(huán)?t2~t3時段：t2以后，uCr向Lr和IL放電，iLr繼續(xù)降低，到零后反向，Cr繼續(xù)向Lr放電，iLr反向增加，直到t3時刻uCr=Ui。

?t3~t4時段：t3時刻，uCr=Ui，iLr達到反向諧振峰值，然后iLr開始衰減，uCr繼續(xù)下降，直到t4時刻，uCr=0，VDS導通，uCr被箝位于零。

?t4~t0時段：S導通，電流iLr線性上升，直到t0時刻，S再次關斷?！糁C振直流環(huán)電路中電壓uCr的諧振峰值很高，增加了對開關器件耐壓的要求。圖4-13諧振直流環(huán)電路的等效電路t0t1t2t3t4t0iLruCrUinILttOO圖4-14諧振直流環(huán)電路的理想化波形4.3.3移相全橋型零電壓開關PWM電路圖4-15移相全橋零電壓開關PWM電路

■移相全橋型零電壓開關PWM電路

◆電路簡單，僅僅增加了一個諧振電感，就使電路中四個開關器件都在零電壓的條件下開通。

◆控制方式的特點

?在一個開關周期TS內，每一個開關導通的時間都略小于TS/2，而關斷的時間都略大于TS/2。

?同一個半橋中上下兩個開關不同時處于通態(tài)，每一個開關關斷到另一個開關開通都要經過一定的死區(qū)時間。

?互為對角的兩對開關S1-S4和S2-S3，S1的波形比S4超前0~TS/2時間，而S2的波形比S3超前0~TS/2時間，因此稱S1和S2為超前的橋臂，而稱S3和S4為滯后的橋臂。4.3.3移相全橋型零電壓開關PWM電路圖8-16移相全橋電路的理想化波形圖8-17移相全橋電路在t1~t2階段的等效電路圖◆工作過程

?t0~t1時段：S1與S4都導通，直到t1時刻S1關斷。

?t1~t2時段：t1時刻S1關斷后，C1、C2與Lr、L構成諧振回路，如圖8-17所示，諧振開始時uA(t1)=Ui，在諧振過程中，uA不斷下降，直到uA=0，VDS2導通，iLr通過VDS2續(xù)流。

4.3.3移相全橋型零電壓開關PWM電路圖4-16移相全橋電路的理想化波形圖4-18移相全橋電路在t3~t4階段的等效電路

?t2~t3時段：t2時刻S2開通，由于VDS2導通，因此S2開通時電壓為零，開通過程中不會產生開關損耗，S2開通后，電路狀態(tài)也不會改變，繼續(xù)保持到t3時刻S4關斷。?t3~t4時段：t4時刻開關S4關斷后，電路的狀態(tài)變?yōu)閳D8-18所示，這時C3、C4與Lr構成諧振回路，諧振過程中iLr不斷減小，B點電壓不斷上升，直到VDS3導通；這種狀態(tài)維持到t4時刻S3開通，S3開通時VDS3導通，因此S3是在零電壓的條件下開通，開通損耗為零。

4.3.3移相全橋型零電壓開關PWM電路圖4-16移相全橋電路的理想化波形圖4-15移相全橋零電壓開關PWM電路

?t4~t5時段：S3開通后，iLr繼續(xù)減小，下降到零后反向，再不斷增大，直到t5時刻iLr=IL/kT，iVD1下降到零而關斷，電流IL全部轉移到VD2中。

?t0~t5時段正好是開關周期的一半，而在另一半開關周期t5~t0時段中，電路的工作的過程與t0~t5時段完全對稱。

4.3.4零電壓轉換PWM電路圖4-19升壓型零電壓轉換PWM電路的原理圖■零電壓轉換PWM電路

◆具有電路簡單、效率高等優(yōu)點，廣泛用于功率因數校正電路（PFC）、DC-DC變換器、斬波器等。

◆以升壓電路為例，在分析中假設電感L、電容C很大，可以忽略電流和輸出電壓的波動，在分析中還忽略元件與線路中的損耗。

◆在零電壓轉換PWM電路中，輔助開關S1超前于主開關S開通，而S開通后S1就關斷了，主要的諧振過程都集中在S開通前后。

4.3.4零電壓轉換PWM電路SS1uSiLriS1uS1iDiSILt0t1t2t3t4t5ttttttttOOOOOOOO圖4-20升壓型零電壓轉換PWM電路的理想化波形

圖4-21升壓型零電壓轉換PWM電路在t1~t2時段的等效電路圖4-19升壓型零電壓轉換PWM電路的原理圖

◆工作過程

?t0~t1時段：輔助開關先于主開關開通，由于此時VD尚處于通態(tài)，所以uLr=Uo，iLr按線性迅速增長，iVD以同樣的速率下降，直到t1時刻，iLr=IL，iVD下降到零，二極管自然關斷。

?t1~t2時段：此時電路可以等效為圖8-21，Lr與Cr構成諧振回路，由于L很大，諧振過程中其電流基本不變，對諧振影響很小，可以忽略；諧振過程中iLr增加而uCr下降，t2時刻uCr降到零，VDS導通，uCr被箝位于零，而iLr保持不變。4.3.4零電壓轉換PWM電路SS1uSiLriS1uS1iDiSILt0t1t2t3t4t5ttttttttOOOOOOOO圖4-19升壓型零電壓轉換PWM電路的原理圖圖4-20升壓型零電壓轉換PWM電路的理想化波形

?t2~t3時段：uCr被箝位于零，而iLr保持不變，這種狀態(tài)一直保持到t3時刻S開通、S1關斷。

?t3~t4時段：t3時刻S開通時，uS為零，因此沒有開關損耗，S開通的同時S1關斷，Lr中的能量通過VD1向負載側輸送，uLr下降，而iS線性上升，到t4時刻iLr=0，VD1關斷，iS=IL，電路進入正常導通狀態(tài)。

?t4~t5時段：t5時刻S關斷，由于Cr的存在，S關斷時的電壓上升率受到限制，降低了S的關斷損耗。4.4軟開關技術新進展■軟開關技術出現了以下幾個重要的發(fā)展趨勢

◆新的軟開關電路拓撲的數量仍在不斷增加，軟開關技術的應用也越來越普遍。

◆在開關頻率接近甚至超過1MHz、對效率要求又很高的場合，曾經被遺忘的諧振電路又重新得到應用，并且表現出很好的性能。

◆采用幾個簡單、高效的開關電路，通過級聯、并聯和串聯構成組合電路，替代原來的單一電路成為一種趨勢，在不少應用場合，組合電路的性能比單一電路顯著提高。本章小結■本章的重點為：

◆軟開關技術通過在電路中引入諧振改善了開關的開關條件，大大降低了硬開關電路存在的開關損耗和開關噪聲問題?！糗涢_關技術總的來說可以分為零電壓和零電流兩類；按照其出現的先后，可以將其分為準諧振、零開關PWM和零轉換PWM三大類；每一類都包含基本拓撲和眾多的派生拓撲?！袅汶妷洪_關準諧振電路、零電壓開關PWM電路和零電壓轉換PWM電路分別是三類軟開關電路的代表；諧振直流環(huán)電路是軟開關技術在逆變電路中的典型應用。第5章有源功率因數校正技術5.1概述

5.2功率因數校正的分類及特點

5.3

有源功率因數校正的工作原理近年來，開關電源因效率高，成本低，而在各個領域獲得了廣泛的應用。但是采用傳統的非控整流開關電源，由于輸入阻