反激開(kāi)關(guān)電源EMI分析

Flyback架構(gòu)的EMI分析——Conduction部分1一、目的

Flyback架構(gòu)的EMI效果通常是比較差的（特別是在不連續(xù)工作模式下）,以往常經(jīng)驗(yàn)來(lái)看，充電板以及功率板上的充電部分是整機(jī)EMI效果的重要決定因素之一。因此在此專題里面將以Flyback架構(gòu)為對(duì)象，分析其Noise源，傳播途徑，改善方法。擬在不影響電氣性能的前提下，壓縮成本、提高UPS的EMC性能。2二、Noise的產(chǎn)生機(jī)理及傳播途徑：Flyback架構(gòu)高頻等效模型Cds：MOSFET的寄生等效電容，Cj：二極管的節(jié)電容Cj，Cm：MosfetD極對(duì)散熱片雜散電容，Cd：輸出二極管負(fù)極對(duì)散熱片的雜散電容Les：變壓器副邊對(duì)其他繞組的漏感，Lep：變壓器原邊對(duì)其他繞組的漏感Ctx：變壓器原邊與副邊之間的雜散電容，Ce：散熱片對(duì)地的電容2.1Flyback架構(gòu)的高頻等效模型32.2Flyback架構(gòu)中的nosie源Noise源：大的di/dt和dv/dt產(chǎn)生的地方，對(duì)Flyback架構(gòu)來(lái)說(shuō)，會(huì)產(chǎn)生這些變化的主要有：變壓器TX1；MOSFETQ1；輸出二極管D1；芯片的RC振蕩；驅(qū)動(dòng)信號(hào)線；（注：以下皆以C3KS（220V）充電板為研究對(duì)象）42.3MosfetQ1動(dòng)作時(shí)產(chǎn)生的Nosie此處發(fā)生振蕩2此處發(fā)生振蕩1Q1上Vds的波形

MOSFET動(dòng)作時(shí)產(chǎn)生的Noise：如上圖所示，主要來(lái)自三個(gè)方面：①M(fèi)osfet開(kāi)通、關(guān)斷時(shí)，具有很寬的頻譜含量，開(kāi)關(guān)頻率的諧波本身就是較強(qiáng)的干擾源。②關(guān)斷時(shí)的振蕩1產(chǎn)生較強(qiáng)的干擾。③關(guān)斷時(shí)的振蕩2產(chǎn)生較強(qiáng)的干擾。

52.3.1開(kāi)關(guān)頻率諧波干擾的分析T1/d1/trdtr頻率（對(duì)數(shù)）-20dB/dec-40dB/decAV(orI)=2A(d+tr)/TV(orI)=0.64A/TfV(orI)=0.2A/Ttrf2近似的，開(kāi)關(guān)信號(hào)的帶寬:BW=1/tr在滿足溫升的條件下，可通過(guò)調(diào)大驅(qū)動(dòng)電阻來(lái)加大tr，而減小信號(hào)的帶寬。62.3.2Q1振蕩1形成機(jī)理開(kāi)關(guān)管Q1關(guān)斷，副邊二極管D1導(dǎo)通時(shí)（帶載），原邊的勵(lì)磁電感被鉗制，原邊漏感Lep的能量通過(guò)Q1的寄生電容Cds進(jìn)行放電，主放電回路為L(zhǎng)ep—Cds—Rs—C1—Lep，此時(shí)產(chǎn)生振蕩振蕩的頻率為：

在Lep上的振蕩電壓Vlep迭加在2Vc1上，致使Vds=2Vc1+Vlep。振蕩的強(qiáng)弱，將決定我們選取的管子的耐壓值、電路的穩(wěn)定性。量測(cè)Lep=6.1uH,Q1為2611查規(guī)格書(shū)可得Coss=190pF（Coss近似等于Cds）,而此充電板為兩個(gè)管子并聯(lián)，所以Cds=380pF。由上式可求得f=3.3MHz，和右圖中的振蕩頻率吻合。從圖中可看出此振蕩是一衰減的振蕩波，其初始的振蕩峰值決定于振蕩電路的Q值：Q值越大，峰值就越大。Q值小，則峰值小。為了減小峰值，可減小變壓器的漏感Lep,加大Cds和電路的阻抗R。而加入Snubber電路是極有效之方法。7Q1振蕩1形成的共模電流路徑共模電流路徑（以Cds為考察對(duì)象）8Q1振蕩1形成的差模電流路徑差模電流路徑（以Cds為考察對(duì)象）92.3.3Q1振蕩2形成機(jī)理

振蕩2發(fā)生在MosfetQ1關(guān)斷，副邊二極管由通轉(zhuǎn)向關(guān)斷，原邊勵(lì)磁電感被釋放(這時(shí)Cds被充至2Vc1)，Cds和原邊線圈的雜散電容Clp為并聯(lián)狀態(tài)，再和原邊電感Lp（勵(lì)磁電感和漏感之和）發(fā)生振蕩。放電回路同振蕩1。振蕩頻率為：在Lp上的振蕩電壓Vlp迭加在Vc1上，致使Vds=Vc1+Vlp

。量測(cè)Lp=0.4mH；Q1為2611，查規(guī)格書(shū)可得Coss=190pF（Coss近似等于Cds）,而此充電板為兩個(gè)管子并聯(lián)，所以Cds=380pF；Clp在200KHz時(shí)測(cè)得為Clp=1.6nF。由上式可求得：f=178.6KHz，和右圖中190.5K吻合。

振蕩2產(chǎn)生的共模差模noise的路徑:振蕩2同樣將產(chǎn)生共模、差模noise，其路徑和振蕩1的分析相同，在此略去。（請(qǐng)參照振蕩1的分析）Q1上Vds102.4D1動(dòng)作時(shí)產(chǎn)生的noiseDiode動(dòng)作時(shí)產(chǎn)生的Noise,主要來(lái)自三個(gè)方面：①Diode開(kāi)通、關(guān)斷時(shí)，具有很寬的頻譜含量，開(kāi)關(guān)頻率的諧波本身就是較強(qiáng)的干擾源。②關(guān)斷時(shí)的振蕩1產(chǎn)生較強(qiáng)的干擾。③關(guān)斷時(shí)的振蕩2產(chǎn)生較強(qiáng)的干擾。

產(chǎn)生振蕩１產(chǎn)生振蕩２Channel1:D1兩端電壓Channel2:Q1的Vds11

2.4.1D1開(kāi)關(guān)頻率諧波干擾分析：分析方法和Q1的開(kāi)關(guān)頻率一致。

2.4.2D1振蕩1的分析：可看出振蕩1是發(fā)生在MosfetQ1導(dǎo)通輸出二極管D1關(guān)斷時(shí)。此時(shí)，副邊勵(lì)磁電感被鉗制，副邊漏感和二極管雜散電容發(fā)生振蕩。

Les上的振蕩電壓Vles和副邊勵(lì)磁電感的電壓迭加在Diode上，致使Vdiode=2Vc2+Vles

。Vles為副邊漏感上的振蕩電壓的幅值。展開(kāi)振蕩1的波形，如右上圖。量測(cè)Les=1.2uH,D1為086-00085-00查規(guī)格書(shū)，可得Cj=50pF。而此充電板的副線圈并聯(lián)有一個(gè)１０３的電容，所以此時(shí)等效的Cj應(yīng)為兩者只和，Cj=50+10000=10000pF，由上式可求得f=1.45MHz，和上圖中的頻率吻合。此振蕩將產(chǎn)生共模和差模noise,下面將其產(chǎn)生共模和差模的路徑分別加以分析。12D1振蕩1形成的共模電流路徑共模電流路徑（以Cj為考察對(duì)象）13D1振蕩1形成的差模電流路徑差模電流路徑（以Cj為考察對(duì)象）14

2.4.3D1振蕩2的分析

D1振蕩2的形成機(jī)理：D1振蕩2則是由于一次側(cè)Mosfetnoise產(chǎn)生的Q1振蕩2通過(guò)變壓器的復(fù)制作用而傳到了副邊，它形成共模、差模noise的路徑，和振蕩1一致。另：電路中所使用IC的晶振（RC振蕩）、脈沖輸出等也是EMI干擾的來(lái)源之一。15編號(hào)頻率MHz

雜訊峰形成原因１0.15開(kāi)關(guān)頻率的３次諧波２０.2開(kāi)關(guān)頻率的４次諧波和Mosfet振蕩２（１９０.５KHz）基波的迭加，所以這部分較強(qiáng)３0.25開(kāi)關(guān)頻率的５次諧波４0.35開(kāi)關(guān)頻率的７次諧波５0.4開(kāi)關(guān)頻率的８次諧波和Mosfet振蕩２（１９０.５KHz）的２次諧波的互相迭加，所以這部分會(huì)有上升。６1.31Diode振蕩１（１.31MHz）的基波７3.3Mosfet振蕩１（３.３MHz）的基波2.5Flyback架構(gòu)noise在頻譜上的反應(yīng)沒(méi)有加改良措施之前的原始EMI效果（2KS/3KS充電板/開(kāi)關(guān)頻率為50KHz）

Q1振蕩1的頻率為:1.316MHz振蕩2的頻率為:190.5KHz

D1振蕩1的頻率為:3.3MHz振蕩2的頻率為:190.5KHz16三、改善措施分析我們可實(shí)行的改善措施有兩個(gè)：1、減小Noise的大小；2、切斷或改善傳播途徑。3.1減小Noise的大?。菏紫瓤紤]以下三個(gè)方面：①M(fèi)osfet、Diode動(dòng)作時(shí)，具有很寬的頻譜含量，開(kāi)關(guān)頻率的諧波本身就是較強(qiáng)的干擾源。

措施：在滿足所要求的效率、溫升條件下，我們可盡量選開(kāi)關(guān)較平緩的管子。而通過(guò)調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)電阻也可達(dá)到這一目的。

紅色：47歐姆的驅(qū)動(dòng)電阻

蘭色：62歐姆的驅(qū)動(dòng)電阻可看出：在低頻段效果不明顯；而在高頻段（>8MHz)，62歐姆的驅(qū)動(dòng)電阻明顯好于47歐姆的驅(qū)動(dòng)電阻。

這是因?yàn)椋?2歐姆的驅(qū)動(dòng)電阻將減緩驅(qū)動(dòng)信號(hào)的上升/下降沿。這樣能限制信號(hào)的帶寬。173.1減小Noise的大小：

②Q1、D1的振蕩1會(huì)產(chǎn)生較強(qiáng)的干擾。

措施：*對(duì)寄生電容Cds、Cj的處理：在Q1的ds極、二極管的兩端各并上一681小電容，來(lái)降低電路的Q值，從而降低振蕩的振幅A，同時(shí)能降低振蕩頻率f。需注意的是：此電容的能量1/2Cu2將全部消耗在Q1上，所以管子溫升是個(gè)問(wèn)題。解決的辦法是使用RCsnubber,讓能量消耗在R上。同時(shí)R能起到減小振幅的作用。7

*對(duì)變壓器的漏感Le的處理：1。變壓器采用三明治繞法，以減小漏感。2。在變壓器的繞組上加吸收電路。3。減小Q1D極到變壓器的引線長(zhǎng)度。（此引線電感和漏感相迭加）采取上述措施降低振蕩1的影響之后，

得右圖。紅色：改善之前

蘭色：采取措施之后

183.1減小Noise的大?。?/p>

③：Q1D1上的振蕩2會(huì)產(chǎn)生較強(qiáng)干擾。分析方法和②相同，但此時(shí)電感已變得很大了（主要為為勵(lì)磁電感），因此漏感和引線電感對(duì)③的影響相對(duì)較小。

193.2改善傳播途徑：同樣從上節(jié)的分析中，可看出Nosie的傳播途徑主要是通過(guò)變壓器的雜散電容Ctx；Mosfet/Diode到散熱片的雜散電容Cm/Cd；及散熱片到地的雜散電容Ce等途徑而耦合到LISN被取樣電阻所俘獲。

措施一：在Rs的地端和C2的地間接一個(gè)

Y電容（４７２）。原理分析：它的作用是雙重的，一是為Mosfet動(dòng)作產(chǎn)生且串到變壓器副邊的noise電流（如I4）,提供一個(gè)低阻抗的回路，減小到地的電流。二是為二次側(cè)Diode產(chǎn)生的且串到變壓器原邊的noise電流提供低阻抗回路，從而減小流過(guò)LISN的電流。其效果如右圖：

紅色：未改善之前

蘭色：采取措施之后203.2改善傳播途徑：

措施二：變壓器加法拉第銅環(huán)：變壓器是Noise傳播的主要通道之一，其中初級(jí)線圈和次級(jí)線圈間雜散電容Ctx是重要因素。而在變壓器內(nèi)部加法拉第銅環(huán)是減小Ctx的有效的方法之一。效果如右下圖。

紅色：未加法拉第銅環(huán)213.2改善傳播途徑：

措施三：散熱片接Rs的地端：

目的為了將散熱片－Ce—地－LISN這一支路旁路掉，從而減小到地的電流。其效果如下圖：可看出，在低頻時(shí)較有效；在高頻時(shí)，

效果不明顯，這主要是因?yàn)樵诟哳l時(shí)，管腳直接對(duì)地的電容已有相當(dāng)?shù)淖饔谩?/p>

紅色：散熱片未接地

蘭色：散熱片接地223.3綜合的EMI效果當(dāng)綜合上述所有措施后，EMI總效果對(duì)比如圖所示：

紅色：未采取措施前

蘭色：綜合上述措施后

23四、實(shí)際效益C1KS的充電板(710-01614-02)專門配有一濾波板(710-01587-01)?，F(xiàn)計(jì)劃將其去掉。按照以上的分析，對(duì)單個(gè)充電板模塊，在原基礎(chǔ)上，做以下動(dòng)作：1。在Q501的ds極加一RCSnubber(471電容/200歐姆），D501上并一471電容。2。在Rs的地端和次級(jí)輸出電容的地間接一Y電容(472)。3。在市電輸入端接一X電容(0.47uF)。4。散熱片接Rs的地。（因時(shí)間關(guān)系，變壓器沒(méi)來(lái)得及打樣，未動(dòng)作）紅色：充電板原始的EMI效果蘭色：上述動(dòng)作之后的EMI效果24四、實(shí)際效益