第八章分集與均衡

第八章分集與均衡本章內(nèi)容

本章討論和介紹抗平坦瑞利衰落(空間選擇性衰落)和抗頻率選擇性衰落(多徑引起的)的傳統(tǒng)性典型抗衰落技術(shù)。 為了對(duì)抗這些衰落，傳統(tǒng)的方法是采用分集接收、RAKE接收和均衡技術(shù)。

分集接收技術(shù)是傳統(tǒng)的抗空間衰落的方法， RAKE技術(shù)是經(jīng)典的抗多徑衰落，提高接收信噪比的手段，

均衡技術(shù)是另一種抗對(duì)徑衰落的常用技術(shù)。28.1分集技術(shù)的基本原理

分集技術(shù)是一項(xiàng)典型的抗衰落技術(shù)，它可以大大提高多徑衰落信道下的傳輸可靠性。其中空間分集技術(shù)早已成功應(yīng)用于模擬的短波通信與模擬移動(dòng)通信系統(tǒng)，對(duì)于數(shù)字式移動(dòng)通信，特別是第二代移動(dòng)通信，分集技術(shù)有了更加廣泛的應(yīng)用。在GSM系統(tǒng)的上行鏈路基站端，廣泛采用二重空間分集接收。在IS-95系統(tǒng)中，除上行采用二重空間分集接收以外，上下行鏈路均采用隱分集形式的RAKE接收，另外在小區(qū)軟切換中也利用RAKE接收的宏分集。本節(jié)將主要討論分集的基本概念、分類以及分集合并技術(shù)。38.1分集技術(shù)的基本原理

8.1.1基本概念與分類

在前述章節(jié)中已指出移動(dòng)信道中存在著傳播衰耗、慢衰落和各類快衰落。本節(jié)主要討論對(duì)傳輸可靠性影響較大的各類快衰落。值得注意的是這里的“快”是針對(duì)不同的參量而言，即空間、頻率與時(shí)間。它們分別是空間選擇性衰落、頻率選擇性衰落和時(shí)間選擇性衰落。在第二章中我們已比較詳細(xì)的分析了它們的成因與描述，本節(jié)將介紹對(duì)抗這些衰落的各種技術(shù)措施，分集技術(shù)就是其中最有效的方法。48.1分集技術(shù)的基本原理

利用接收信號(hào)在結(jié)構(gòu)上和統(tǒng)計(jì)特性的不同特點(diǎn)加以區(qū)分與按一定規(guī)律和原則進(jìn)行集合與合并處理來(lái)實(shí)現(xiàn)抗衰落的。獲取分集：接收到承載同一信息且在統(tǒng)計(jì)上相互獨(dú)立(或近似獨(dú)立)的若干不同的樣值信號(hào)，可以通過(guò)不同的方式，比如空間、頻率、時(shí)間等，合并分集：分集中的集合與合并的方式，最常用的有選擇式合并(SC)、等增量合并(EGC)和最大比值合并(MRC)等分集技術(shù)：從被動(dòng)主動(dòng)，從被動(dòng)利用客觀存在的統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的不同樣值信號(hào)，到主動(dòng)利用信號(hào)設(shè)計(jì)與信號(hào)處理技術(shù)來(lái)有效區(qū)分統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的樣值信號(hào)。比如擴(kuò)頻信號(hào)的RAKE接收、空時(shí)編碼等。5分集技術(shù)的分類按“分”劃分，即按照接收信號(hào)樣值的結(jié)構(gòu)與統(tǒng)計(jì)特性，可分為空間、頻率、時(shí)間三大基本類型；按“集”劃分，即按集合、合并方式劃分，可分為選擇合并、等增益合并與最大比值合并；若按照合并的位置可分為射頻合并、中頻合并與基帶合并，而最常用的為基帶合并；分集還可以劃分為接收端分集、發(fā)送端分集以及發(fā)/收聯(lián)合分集。即多入/多出(MIMO)系統(tǒng)；分集從另一個(gè)角度也可以劃分為顯分集與隱分集。一般稱采用多套設(shè)備來(lái)實(shí)現(xiàn)分集為傳統(tǒng)的顯分集，空間分集是典型的顯分集；稱采用一套設(shè)備而利用信號(hào)設(shè)計(jì)與處理來(lái)實(shí)現(xiàn)的分集為隱分集。6典型的分集與合并技術(shù)1.空間分集利用不同地點(diǎn)接收到信號(hào)在統(tǒng)計(jì)上不相關(guān)性，即衰落性質(zhì)上的不一樣，實(shí)現(xiàn)抗衰落的性能。

多少分集數(shù)？N的大小取舍N取2~4，太多增益不明顯都是同一信息，N再怎么大，也不能增大信息空間分集還有兩類變化形式。極化分集角度分集

7典型的分集與合并技術(shù)2.頻率分集 頻率分集利用位于不同頻段的信號(hào)經(jīng)衰落信道后在統(tǒng)計(jì)上的不相關(guān)特性，即不同頻段衰落統(tǒng)計(jì)特性上的差異，來(lái)實(shí)現(xiàn)抗衰落(頻率選擇性)的功能。 實(shí)現(xiàn)時(shí)可以將待發(fā)送的信息分別調(diào)制在頻率不相關(guān)的載波上發(fā)射，所謂頻率不相關(guān)的載波是指當(dāng)不同的載波之間的間隔大于第二章分析中所指出的頻率相干區(qū)間，即

其中L為接收信號(hào)的時(shí)延功率譜寬度。GSM、IS95等的典型值200kHz8典型的分集與合并技術(shù)3.時(shí)間分集

時(shí)間分集利用一個(gè)隨機(jī)衰落信號(hào)，當(dāng)取樣點(diǎn)的時(shí)間間隔足夠大時(shí)，兩個(gè)樣點(diǎn)間的衰落是統(tǒng)計(jì)上互不相關(guān)的特點(diǎn)，

時(shí)間分集與空間分集相比較，優(yōu)點(diǎn)是減少了接收天線及相應(yīng)設(shè)備的數(shù)目，缺點(diǎn)是占用時(shí)隙資源增大了開銷，降低了傳輸效率。 分集效果與運(yùn)動(dòng)速度有關(guān)，如果想要利用時(shí)間分集，還必須高速移動(dòng)。94.最大比值合并(MRC) 在接收端由個(gè)統(tǒng)計(jì)不相關(guān)的分集支路，經(jīng)過(guò)相位校正，并按適當(dāng)?shù)目勺冊(cè)鲆婕訖?quán)再相加后送入檢測(cè)器進(jìn)行相干檢測(cè)。性能最好，合并增益與分集支路數(shù)N成正比需要精確的信道估計(jì)典型的分集與合并技術(shù)10典型的分集與合并技術(shù)5.等增益合并(EGC)若在上述最大比值合并中，取＝1，當(dāng)，即為等增益合并。等增益合并后的平均輸出信噪比為：

等增益合并的增益為：

顯然當(dāng)N(分集重?cái)?shù))較大時(shí)，，即兩者相差不多，大約在1dB左右。等增益合并實(shí)現(xiàn)比較簡(jiǎn)單。

沒(méi)有信道估計(jì)11典型的分集與合并技術(shù)6.選擇式合并選一個(gè)信噪比最大的支路。128.1.2典型的分集與合并技術(shù)7.三種主要合并方式性能比較下列圖形給出三種合并方式平均信噪比的改善程度。A：MRCB：EGCC：SC138.2RAKE接收與多徑分集RAKE接收是一種隱分集或帶內(nèi)分集。多徑引起的時(shí)延功率譜分為連續(xù)型離散型如何分辨多徑成為關(guān)鍵，與信道和信號(hào)帶寬有關(guān)系擴(kuò)頻帶寬（信道帶寬）擴(kuò)頻增益（信號(hào)帶寬）比如繁華市區(qū)的時(shí)延大約為5us，對(duì)應(yīng)的頻率分集帶寬約為200kHz，而IS-95的帶寬為1.25M，這樣大約有1.25M/200k=6重分集，實(shí)際利用3-4徑148.2RAKE接收與多徑分集8.2.1RAKE接收的基本原理在接收端的多徑傳播信號(hào)可以用下列矢量圖表示如下：假設(shè)有三條主要傳播路徑，158.2RAKE接收與多徑分集8.2.1RAKE接收的基本原理若采用擴(kuò)頻信號(hào)設(shè)計(jì)與RAKE接收的信號(hào)處理后，三條路徑信號(hào)矢量圖可改變成如下形式：168.2RAKE接收與多徑分集8.2.1RAKE接收的基本原理由上面分析RAKE接收的多徑分集，從理論上看它應(yīng)屬于頻率分集，但是從現(xiàn)象上看，它是利用多徑時(shí)延進(jìn)行的分集。實(shí)際上我們?cè)诘诙滦诺婪治鲋幸阎赋觯怯捎跁r(shí)延擴(kuò)散才引入了頻率選擇性衰落。它們之間是一對(duì)因果關(guān)系，正因?yàn)檫@樣，有人認(rèn)為稱它為多徑分集更為恰當(dāng)。178.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機(jī)的工程實(shí)現(xiàn)

搜索可分為初始搜索、解調(diào)中搜索和更軟切換搜索三種工作狀態(tài)，分別如下：初始搜索

解調(diào)中的搜索(3)更軟切換搜索188.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機(jī)的工程實(shí)現(xiàn)

2.IS-95中移動(dòng)臺(tái)RAKE接收上面介紹的是基站RAKE接收，它屬于上行(反向)鏈路，上行鏈路是“多點(diǎn)對(duì)一點(diǎn)”的通信鏈路，基站用它接收多個(gè)用戶信號(hào)。但是由于在IS-95中上行屬于異步碼分，因此采用非相干檢測(cè)。但是對(duì)于多徑信號(hào)的搜索與跟蹤仍然是必須解決的先決條件。移動(dòng)臺(tái)RAKE接收則是屬于下行(前向)鏈路，它是“一點(diǎn)對(duì)多點(diǎn)”通信鏈路，多個(gè)用戶利用它接收來(lái)自同一基站的信號(hào)。在下行信道中基站專門設(shè)置了導(dǎo)頻信道且給予較大的功率分配，它可供給移動(dòng)臺(tái)搜索、跟蹤，相干解調(diào)提供參考信號(hào)。198.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機(jī)的工程實(shí)現(xiàn)

移動(dòng)臺(tái)RAKE接收與基站RAKE接收基本原理是一樣的。只是在下行中移動(dòng)臺(tái)可利用基站發(fā)送的導(dǎo)頻進(jìn)行同步碼分、相干檢測(cè)。它說(shuō)明每一個(gè)用戶信號(hào)都可以鎖定在導(dǎo)頻信號(hào)上進(jìn)行相干檢測(cè)，而路徑時(shí)延只需通過(guò)導(dǎo)頻序列來(lái)搜索即可實(shí)現(xiàn)。下面從一個(gè)形象化的圖形直觀的總結(jié)和表達(dá)RAKE接收的基本原理。208.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機(jī)的工程實(shí)現(xiàn)

218.2RAKE接收與多徑分集8.2.2IS-95中RAKE接收機(jī)的工程實(shí)現(xiàn)

圖中的三角形表示偽隨機(jī)碼的相關(guān)函數(shù)，而數(shù)字1，2，3，4，表示4條路徑。RAKE接收就是利用擴(kuò)頻碼信號(hào)設(shè)計(jì)，及其RAKE接收的信號(hào)處理，即利用擴(kuò)頻碼的相關(guān)接收，將移動(dòng)信道中實(shí)際擴(kuò)散信號(hào)能量分離開并加以有效的利用。圖中4個(gè)相關(guān)峰代表RAKE接收的四個(gè)相關(guān)接收解調(diào)器，即4個(gè)“Figner”，它們分別將已擴(kuò)散的信號(hào)能量分離取出并加以有效利用。228.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機(jī)原理

與IS-95系統(tǒng)相比，WCDMA系統(tǒng)的信號(hào)帶寬為5MHz，遠(yuǎn)大于信道相關(guān)帶寬，因此可分辨路徑更多。一般采用上行8徑/下行6徑Rake接收機(jī)結(jié)構(gòu)，通過(guò)頻率分集方法，將分散在各個(gè)路徑中的獨(dú)立信號(hào)相干合并，從而提高了接收端的信干噪比(SINR)。238.2RAKE接收與多徑分集Rake接收機(jī)的結(jié)構(gòu)一般由四部分構(gòu)成，包括多個(gè)指峰(Finger)接收機(jī)、多徑搜索與配置單元、信道估計(jì)與權(quán)重計(jì)算單元以及信號(hào)合并單元。248.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機(jī)原理單用戶條件下，Rake接收機(jī)等效于多徑匹配濾波器組，因此漸近趨于最佳接收性能。但WCDMA是多用戶系統(tǒng)，每個(gè)指峰接收機(jī)輸出信號(hào)包含四部分：當(dāng)前徑有用信號(hào)、多徑造成的本用戶ISI干擾信號(hào)、其它用戶的MAI干擾信號(hào)以及加性噪聲。對(duì)于WCDMA系統(tǒng)下行信道，由于多徑時(shí)延擴(kuò)展很大，每徑能量相對(duì)很小，并且此時(shí)多用戶OVSF碼無(wú)法保證正交，因此每徑都會(huì)受到MAI強(qiáng)干擾。此時(shí)采用傳統(tǒng)Rake接收機(jī)結(jié)構(gòu)無(wú)法有效抑制多址干擾。258.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機(jī)原理仿真條件為WCDMA單小區(qū)24個(gè)用戶，擴(kuò)頻因子SF=128，4徑碼片延遲信道，各徑相對(duì)幅度(dB)為{0,-1.5,-3,-4.5}，相對(duì)相位{0,600,1200,1800}。Rake接收機(jī)配置為4徑，對(duì)應(yīng)時(shí)延{0,1,2,3}碼片，G-Rake有三種配置：(a)與Rake接收機(jī)相同配置；(b)4徑，對(duì)應(yīng)時(shí)延{-1,0,1,2}碼片；(c)5徑，對(duì)應(yīng)時(shí)延{-1,0,1,2,3}碼片。268.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機(jī)原理當(dāng)超前配置抵消干擾后，G-Rake的性能要優(yōu)于Rake接收機(jī)約兩個(gè)量級(jí)。與傳統(tǒng)Rake相比，多增加一些指峰接收機(jī)以及權(quán)重與多徑配置算法，G-Rake可以獲得1~3.5dB的增益。對(duì)于WCDMA系統(tǒng)而言，可以折算為系統(tǒng)容量提高1倍。可見G-Rake實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度很低，并能夠抑制多址干擾，非常適合于移動(dòng)終端。278.2RAKE接收與多徑分集8.2.3WCDMA系統(tǒng)中RAKE接收機(jī)原理廣義Rake(G-Rake)基本結(jié)構(gòu)與Rake類似，主要差別在于多徑配置與權(quán)重計(jì)算。G-Rake將每個(gè)指峰的MAI信號(hào)建模為有色高斯噪聲，通過(guò)統(tǒng)計(jì)平均，得到干擾信號(hào)的相關(guān)矩陣，然后基于最大似然準(zhǔn)則計(jì)算權(quán)重向量，對(duì)指峰輸出信號(hào)進(jìn)行加權(quán)。另外G-Rake不再按照每徑信號(hào)強(qiáng)弱從大到小配置多徑，而是以最大化合并信號(hào)的SNR為準(zhǔn)則配置多徑，其多徑窗一般為，大于傳統(tǒng)Rake接收機(jī)，并且在最強(qiáng)徑之間往往配置多徑接收機(jī)。這樣做可以等效為信道逆濾波，從而能夠有效抵消本小區(qū)多址干擾。288.3均衡技術(shù)

均衡是改造限帶信道傳遞特性的一種有效手段，均衡目前有兩個(gè)基本途徑：時(shí)域均衡，從時(shí)間響應(yīng)考慮以使整個(gè)系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)滿足理想的無(wú)碼間串繞的條件。目前廣泛利用橫向?yàn)V波器來(lái)實(shí)現(xiàn)。頻域均衡，從頻域角度來(lái)滿足無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件，通過(guò)分別校正系統(tǒng)的幅頻特性和群時(shí)延特性來(lái)實(shí)現(xiàn)的。主要用于早期的固定式有線傳輸網(wǎng)絡(luò)中以及現(xiàn)在的OFDM系統(tǒng)。298.3均衡技術(shù)

時(shí)域均衡是否采用取決于信號(hào)的持續(xù)時(shí)間T和信道的最大多徑時(shí)延τ。如果T<τ，接收中有符號(hào)干擾，需要時(shí)域均衡

GSM是時(shí)隙突發(fā)，T非常小，需要均衡如果T>τ，符號(hào)間干擾可忽略不計(jì)，不需要均衡

OFDM每個(gè)符號(hào)周期很長(zhǎng)，不需要時(shí)域均衡

CDMA的帶寬很寬，每個(gè)比特的持續(xù)時(shí)間很長(zhǎng)，也不需要時(shí)域均衡

308.3均衡技術(shù)

在IS-95系統(tǒng)中，采用擴(kuò)頻碼的碼分多址CDMA方式來(lái)區(qū)分用戶，對(duì)于每個(gè)用戶傳送的原始消息符號(hào)持續(xù)時(shí)間，因此對(duì)于CDMA系統(tǒng)一般不采用自適應(yīng)均衡技術(shù)。另一種情況，若將來(lái)進(jìn)一步采用正交頻分復(fù)用OFDM方式，對(duì)每一個(gè)正交的子載波所傳送的消息符號(hào)持續(xù)時(shí)間，亦可不采用自適應(yīng)均衡技術(shù)；反之，若消息符號(hào)持續(xù)時(shí)間小于時(shí)延擴(kuò)散即：則在接收信號(hào)中會(huì)出現(xiàn)符號(hào)間干擾ISI，這時(shí)就需要使用自適應(yīng)均衡器來(lái)減輕或消除ISI。318.3均衡技術(shù)

GSM數(shù)字式蜂窩系統(tǒng)，由于是采用了時(shí)分多址TDMA方式，對(duì)各用戶信息傳送是采用時(shí)分復(fù)用方式，而不是上述碼分用戶的并行方式，或者是正交多載波OFDM的頻分復(fù)用方式，其符號(hào)速率比較高，所以一般滿足的條件，所以必須使用自適應(yīng)均衡技術(shù)。北美的IS-54、IS-136等數(shù)字式蜂窩系統(tǒng)也滿足這一條件，也需要采用自適應(yīng)均衡器；影響均衡效果的另一個(gè)重要因素的信道參數(shù)是信道多普勒頻移寬度，或者相對(duì)應(yīng)的信道相干時(shí)間。因?yàn)樵诮邮斩耸褂镁馄?，必須測(cè)量信道特性即信道沖擊響應(yīng)，信道特性隨時(shí)間變化的速度必須小于傳送符號(hào)的持續(xù)時(shí)間，即必須小于信道多徑擴(kuò)散時(shí)間，即：也就是必須滿足：

328.3均衡技術(shù)

8.3.1時(shí)域均衡器的分類

時(shí)域均衡從原理上可以劃分為線性與非線性兩大類型。。1.線性均衡器線性均衡器結(jié)構(gòu)相對(duì)比較簡(jiǎn)單，主要實(shí)現(xiàn)方式為橫向?yàn)V波器，后面將專門介紹，另外還有格形濾波器。2.非線性均衡器在最小序列誤差概率準(zhǔn)則下，最大似然序列判決MLSD是最優(yōu)的，但是其實(shí)現(xiàn)的計(jì)算復(fù)雜度是隨著多徑干擾符號(hào)長(zhǎng)度L呈指數(shù)增長(zhǎng)。338.3均衡技術(shù)

8.3.1時(shí)域均衡器的分類

在移動(dòng)通信中，由于多徑衰落的影響，當(dāng)所需傳送的消息符號(hào)速率較高時(shí)，比如數(shù)百個(gè)千比特以上時(shí)，一般ISI的符號(hào)長(zhǎng)度L=10時(shí)，MLSD的計(jì)算已太復(fù)雜，而無(wú)法使用，這時(shí)DFE具有次優(yōu)而計(jì)算效率高的特點(diǎn)，是最為適合的時(shí)域自適應(yīng)均衡方式。 其基本思路為如果攜帶信息的符號(hào)已被檢測(cè)出來(lái)，那么該符號(hào)對(duì)將來(lái)符號(hào)所造成的影響也就可以被估計(jì)出來(lái)，而且可以從被接收的信號(hào)中消除掉。DFE也可以用于GSM移動(dòng)通信中，而且其實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度要比MLSD方案簡(jiǎn)單，而性能下降也并不很明顯。348.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向?yàn)V波器

橫向?yàn)V波器是時(shí)域均衡的主要實(shí)現(xiàn)方式。它由多級(jí)抽頭延遲線、可變?cè)鲆婕訖?quán)系數(shù)乘法器以及相加器共同組成。橫向?yàn)V波器結(jié)構(gòu)如下圖所示：358.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向?yàn)V波器

輸入信號(hào)x(t)經(jīng)過(guò)2N級(jí)延遲線，每級(jí)的群時(shí)延為，其中為傳送系統(tǒng)的奈奎斯特取樣頻率，即信號(hào)x(t)的最高頻率。在每一級(jí)延遲線的輸出端都相應(yīng)引出信號(hào)，并分別經(jīng)過(guò)可變?cè)鲆婕訖?quán)系數(shù)相乘以后，送入求和電路進(jìn)行代數(shù)相加，形成總的輸出信號(hào)y(t)。其中濾波器抽頭共有2N+1個(gè)，加權(quán)系數(shù)可變、可調(diào)且能取正負(fù)值，并對(duì)中心抽頭系數(shù)歸一化。368.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向?yàn)V波器

若橫向?yàn)V波器的沖擊響應(yīng)為g(t)，則：

這時(shí)，輸出響應(yīng)就成為：

或可見，橫向?yàn)V波器的接入將使系統(tǒng)的輸出波形y(t)成為2N+1個(gè)經(jīng)過(guò)不同時(shí)延的均衡器的輸入波形x(t)的加權(quán)和。對(duì)于一個(gè)實(shí)際響應(yīng)波形x(t)，只要適當(dāng)?shù)倪x擇抽頭增益系數(shù)就可以使輸出波形在各個(gè)奈氏取樣點(diǎn)(k=0處除外)趨于零。378.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向?yàn)V波器

當(dāng)時(shí)，有

或簡(jiǎn)寫成：388.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向?yàn)V波器

上述公式中的表示以n為中心的前后k個(gè)符號(hào)在取樣時(shí)刻時(shí)對(duì)第n個(gè)符號(hào)所造成的ISI。這樣，橫向?yàn)V波器的作用就是要調(diào)節(jié)抽頭增益系數(shù)(不含)使得以n為中心的前后符號(hào)在取樣時(shí)刻t=的樣值趨于零。即消除它們對(duì)第n個(gè)符號(hào)的干擾。所以橫向?yàn)V波器可以控制并消除個(gè)符號(hào)內(nèi)符號(hào)間干擾。并將橫向?yàn)V波器達(dá)到這一狀態(tài)的特性稱之為“收斂”特性。顯然，橫向?yàn)V波器抽頭越多即N越大，控制范圍也就越大，均衡的效果也就越好。但是越大、抽頭越多，調(diào)整也就越困難，工程上應(yīng)在性能與實(shí)現(xiàn)復(fù)雜性上進(jìn)行合理的折中。398.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向?yàn)V波器

1.均衡器的調(diào)節(jié)準(zhǔn)則在上述均衡器取有限抽頭()的情況下，均衡器輸出將達(dá)不到理想的無(wú)ISI狀況，它必然還存在剩余失真，且N越小失真越大。那么均衡器的抽頭增益應(yīng)該按照什么樣的原則來(lái)調(diào)節(jié)才是最佳的呢？又如何來(lái)實(shí)現(xiàn)呢？ 前一個(gè)問(wèn)題稱為調(diào)節(jié)準(zhǔn)則的選取，最常用的兩個(gè)準(zhǔn)則為峰值失真準(zhǔn)則和均方誤差MSE準(zhǔn)則。 后一個(gè)問(wèn)題稱為調(diào)節(jié)算法的選定。408.3均衡技術(shù)

8.3.2橫向?yàn)V波器

峰值失真準(zhǔn)則：它可以簡(jiǎn)單的定義為在均衡器輸出端最壞情況下的符號(hào)間干擾ISI值，尋求這個(gè)性能指標(biāo)下的最小化為峰值失真準(zhǔn)則。均方誤差MSE準(zhǔn)則：該算法綜合考慮了均衡器輸出端既存在ISI也存在加性噪聲，并以最小均方誤差準(zhǔn)則來(lái)計(jì)算橫向?yàn)V波器的抽頭系數(shù)。418.3均衡技術(shù)

8.3.3均衡器的算法均衡器的自適應(yīng)算法可以根據(jù)不同的最佳準(zhǔn)則得到不同的算法：最常見的有最小均方算法LMS、遞推最小二乘算法RLS、快速RLS算法、格型RLS算法以及Viterbi算法等。1.LMS算法在均衡器中往往要求具有最小的均方誤差，即最小的MSE值。目前常采用一種引入隨機(jī)梯度的迭代算法來(lái)實(shí)現(xiàn)，并稱它為L(zhǎng)MS算法。428.3均衡技術(shù)

8.3.3均衡器的算法遞歸最小平方RLS算法由于LMS算法僅能調(diào)節(jié)、控制一個(gè)參數(shù)所以收斂速度比較慢，如果采用遞歸最小平方RLS準(zhǔn)則就可以得到較快收斂速度的調(diào)整均衡器參數(shù)的算法。RLS算法的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則是指數(shù)加權(quán)平方誤差累積的最小化。438.3均衡技術(shù)

8.3.3均衡器的算法LMS和RLS算法收斂速度的比較下面圖形，給出在N=11和ISI較小情況下LMS和RLS算法收斂速度的比較448.3均衡技術(shù)

8.3.4

判決反饋均衡器DFE為了進(jìn)一步提高抑制ISI的性能，可以采用判決反饋均衡器(DFE)。DFE由兩個(gè)線性濾波器組成： 一個(gè)是前饋濾波器，對(duì)接收噪聲進(jìn)行白化，保證每個(gè)判決符號(hào)只受到以前符號(hào)()的干擾。 另一個(gè)是反饋濾波器。458.3均衡技術(shù)8.3.4

判決反饋均衡器DFE468.3均衡技術(shù)8.3.4

判決反饋均衡器DFE

由此可見，理想DFE條件下，ISI可以被完全抵消，輸出信號(hào)中只含有有用信號(hào)和加性白噪聲。此時(shí)輸出信噪比為

478.3均衡技術(shù)8.3.4

判決反饋均衡器DFE

可見，由于迫零均衡放大了噪聲，信噪比性能要差于ZF-DFE。但上述結(jié)論的前提理想DFE并不符合實(shí)際，判決總會(huì)出錯(cuò)，此時(shí)反饋部分會(huì)引入誤差，造成錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象，從而導(dǎo)致性能下降，尤其是低信噪比條件下，其性能甚至比線性均衡更差。488.3均衡技術(shù)8.3.5Tomlinson-Harashima

預(yù)編碼(THP)理論上，DFE具有更好的抑制ISI性能，但由于存在差錯(cuò)傳播現(xiàn)象，限制了DFE的應(yīng)用。Tomlinson和Harashima提出采用發(fā)端預(yù)編碼，可以保證信號(hào)功率不變，并能夠抵消碼間干擾，現(xiàn)在簡(jiǎn)稱THP技術(shù)。498.3均衡技術(shù)8.3.5Tomlinson-Harashima

預(yù)編碼(THP)接收信號(hào)不含有碼間干擾，通過(guò)模2M譯碼，能夠恢復(fù)發(fā)送信號(hào)。因此THP在發(fā)送端實(shí)現(xiàn)了預(yù)編碼器和DFE前饋濾波器，消除了碼間干擾，同時(shí)由于發(fā)送信號(hào)已知，因此不存在差錯(cuò)傳播現(xiàn)象。理論上可以證明，高信噪比條件下，理想DFE與THP性能等價(jià)。但THP的應(yīng)用也具有一定約束，要求發(fā)送端完全已知信道信息（CSIT），一般需要通過(guò)反饋信道，由接收機(jī)向發(fā)射機(jī)傳送信道響應(yīng)信息，信道信息估計(jì)與反饋的誤差，都會(huì)導(dǎo)致THP性能下降。508.3均衡技術(shù)8.3.6頻域均衡

寬帶移動(dòng)通信的數(shù)據(jù)速率往往高達(dá)100Mbps~1Gbps，如果仍然采用時(shí)域均衡，則抽頭數(shù)目M可達(dá)到幾百個(gè)，算法復(fù)雜度為O(M2)，并且收斂性和穩(wěn)定性很差。為了提高系統(tǒng)性能，可以采用兩種方案：OFDM與SC-FDE，這兩種方案都采用了FFT/IFFT變換，算法復(fù)雜度降低為O(Mlog2(M))。518.3均衡技術(shù)8.3.6頻域均衡

OFDM與SC-FDE的技術(shù)共同點(diǎn)可以總結(jié)如下。兩種系統(tǒng)都采用了FFT/IFFT變換單元，只不過(guò)位置不同。OFDM系統(tǒng)中IFFT位于發(fā)端，F(xiàn)FT位于收端；而SC-FDE系統(tǒng)中FFT/IFFT都位于收端。其信道補(bǔ)償都是在頻域進(jìn)行。為了消除數(shù)據(jù)塊間干擾(IBI)，兩種系統(tǒng)都引入了循環(huán)前綴(CP)，將數(shù)據(jù)塊與信道的線性卷積截?cái)酁檠h(huán)卷積，從而便于獨(dú)立處理每個(gè)數(shù)據(jù)塊，簡(jiǎn)化了均衡算法結(jié)構(gòu)。

528.3均衡技術(shù)8.3.6頻域均衡

與OFDM相比，SC-FDE具有如下技術(shù)優(yōu)勢(shì)。OFDM信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍很大，而單載波系統(tǒng)的PAPR較小，只隨調(diào)制星座的信號(hào)點(diǎn)動(dòng)態(tài)范圍變化。適合于硬件成本受限的移動(dòng)終端采用。LTE系統(tǒng)上行鏈路采用了SC-FDMA多址接入方式，首要因素就是基于峰平比考慮。OFDM系統(tǒng)對(duì)收發(fā)頻率偏差和多普勒效應(yīng)造成的ICI非常敏感，因此頻偏補(bǔ)償和同步算法是OFDM系統(tǒng)的關(guān)鍵模塊。而單載波系統(tǒng)對(duì)于頻偏不敏感，能夠容忍較大頻偏，更適合于高速運(yùn)動(dòng)場(chǎng)合，其頻率同步算法也較簡(jiǎn)單。OFDM系統(tǒng)檢測(cè)在頻域進(jìn)行，每個(gè)子載波單獨(dú)信道補(bǔ)償后再解調(diào)數(shù)據(jù)，因此低信噪比的子載波限制了未編碼OFDM的系統(tǒng)性能。而SC-FDE系統(tǒng)檢測(cè)在時(shí)域進(jìn)行，信號(hào)經(jīng)過(guò)頻域均衡，變換為時(shí)域再解調(diào)。這樣即使有一些子載波SNR很低，但I(xiàn)FFT變換對(duì)惡劣信道進(jìn)行了平均，減弱了深衰落的影響，相當(dāng)于獲得了頻率分集增益，從而提高了系統(tǒng)性能。538.3均衡技術(shù)8.3.6頻域均衡

理論上，頻域補(bǔ)償與信道編碼組合，OFDM性能可以達(dá)到最優(yōu)。而SC-FDE系統(tǒng)只進(jìn)行頻域均衡，即使與信道編碼組合，也只是次優(yōu)方案。因此有編碼條件下，SC-FDE性能往往要差于COFDM，為了提高單載波性能，需要采用更復(fù)雜的均衡算法，例如DFE均衡器548.4增強(qiáng)技術(shù)與應(yīng)用分集與均衡是2G和3G移動(dòng)通信系統(tǒng)基本的接收技術(shù)。這些經(jīng)典技術(shù)主要針對(duì)點(diǎn)到點(diǎn)鏈路進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，沒(méi)有充分考慮對(duì)干擾信號(hào)的抑制。一般的，接收機(jī)對(duì)于系統(tǒng)內(nèi)干擾并非完全未知，利用某些系統(tǒng)先驗(yàn)或特征信息，可以有效抑制干擾，提高接收性能。本節(jié)主要介紹GSM/EDGE系統(tǒng)的單天線干擾抵消(SAIC)技術(shù)與WCDMA系統(tǒng)的增強(qiáng)性技術(shù)。558.4增強(qiáng)技術(shù)與應(yīng)用8.4.1GSM/EDGE增強(qiáng)接收技術(shù)GSM系統(tǒng)中影響系統(tǒng)容量的主要因素是共道(同頻)干擾(CCI)。傳統(tǒng)接收機(jī)將CCI看作高斯噪聲，沒(méi)有考慮干擾的特征信息(例如調(diào)制模式和訓(xùn)練序列等)，如果充分利用干擾信息，則能夠進(jìn)一步增強(qiáng)系統(tǒng)性能。單天線干擾抵消(SAIC)就是這樣一類增強(qiáng)性技術(shù)，它的算法復(fù)雜度較低，適合于單天線移動(dòng)終端。SAIC技術(shù)包括兩類：(1)聯(lián)合檢測(cè)/解調(diào)(JD)與盲干擾抵消(BIC)。

568.4增強(qiáng)技術(shù)與應(yīng)用8.4.1GSM/EDGE增強(qiáng)接收技術(shù)JD的基本原理是同時(shí)檢測(cè)信號(hào)與同頻干擾，本質(zhì)上是聯(lián)合最大似然檢測(cè)算法，能夠獲得最優(yōu)性能，但其復(fù)雜度較高。BIC技術(shù)不需要對(duì)干擾進(jìn)行信道估計(jì)，只是利用了干擾的一些信號(hào)特征，例如GMSK信號(hào)恒包絡(luò)或I/Q兩路承載相同數(shù)據(jù)?；谶@些先驗(yàn)信息，可以部分抵消干擾信號(hào)，然后再進(jìn)行Viterbi均衡。與JD相比，BIC復(fù)雜度較低，但系統(tǒng)性能有所損失。

578.4增強(qiáng)技術(shù)與應(yīng)用8.4.1GSM/EDGE增強(qiáng)接收技術(shù)典型城區(qū)(TU)信道下，針對(duì)全速率話音業(yè)務(wù)，存在一個(gè)話音用戶和一個(gè)干擾用戶的BIC性能。可見，信號(hào)與干擾完全同步，可以獲得最大的性能增益，而干擾與信號(hào)存在時(shí)延，則增益會(huì)下降。588.4增強(qiáng)技術(shù)與應(yīng)用8.4.1GSM/EDGE增強(qiáng)接收技術(shù)

598.4增強(qiáng)技術(shù)與應(yīng)用8.4.2WCDMA增強(qiáng)接收技術(shù)與GSM系統(tǒng)類似，WCDMA系統(tǒng)也存在多小區(qū)共道干擾(CCI)。盡管本小區(qū)下行信號(hào)之間保持近似正交，但相鄰小區(qū)是異步關(guān)系，因此主要干擾是小區(qū)間MAI。每個(gè)用戶的接收信號(hào)可以表示為三部分，如下式所示。

隨著WCDMA標(biāo)準(zhǔn)向HSPA演進(jìn)，為了滿足高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的QoS要求，可以將CCI建模為有色噪聲，采用碼片級(jí)均衡技術(shù)，從而有效提高接收SNR。608.4增強(qiáng)技術(shù)與應(yīng)用8.4.2WCDMA增強(qiáng)接收技術(shù)碼片級(jí)均衡與理想信道估計(jì)的Rake接收機(jī)性能比較如圖所示。系統(tǒng)配置為8個(gè)WCDMA碼道，1個(gè)用戶SF=4，2個(gè)用戶SF=8，5個(gè)用戶SF=16，5徑衰落信道。由圖可知，碼片級(jí)均衡由于抑制了多址干擾，因此其性能好于傳統(tǒng)Rake接收。618.4增強(qiáng)技術(shù)與應(yīng)用8.4.2WCDMA增強(qiáng)接收技術(shù)可以證明，G-Rake與LMMSE碼片級(jí)均衡性能等價(jià)。這些技術(shù)與都可以與天線分集接收組合，通過(guò)抑制小區(qū)間MAI，進(jìn)一步提升系統(tǒng)性能。628.5本章小結(jié)本章首先介紹了對(duì)抗信道衰落的三種傳統(tǒng)技術(shù)：分集接收、Rake接收和均衡技術(shù)，并簡(jiǎn)要介紹了單載波頻域均衡的基本原理與技術(shù)優(yōu)勢(shì)，最后對(duì)2G和3G移動(dòng)通信系統(tǒng)中的增強(qiáng)性接收技術(shù)與應(yīng)用進(jìn)行了介紹。分集接收是非常有效的抗空間衰落手段。Price[8.4~8.5]對(duì)多徑衰落信道特征和在這些信道上實(shí)現(xiàn)可靠數(shù)字通信所必需的信號(hào)和接收機(jī)設(shè)計(jì)進(jìn)行了開拓性研究。在天線分集的經(jīng)典性文獻(xiàn)[8.1]中，Brennan對(duì)最大比合并、等增益合并和選擇性合并有深刻和富有洞察力的論述，一直是分集接收理論的奠基性著作。638.5本章小結(jié)Price和Green[8.6]最早提出Rake接收的基本原理，指出利用多徑分集可以改善多徑衰落信道下的接收性能，Turin[8.7]對(duì)Rake接收機(jī)的理論性能分析進(jìn)行了深刻和精彩的論述，這篇文獻(xiàn)是指導(dǎo)Rake接收機(jī)理論設(shè)計(jì)的經(jīng)典文獻(xiàn)。Lucky[8.2~8.3]首先研究了數(shù)字通信系統(tǒng)中的自適應(yīng)均衡，他的算法基于峰值失真準(zhǔn)則，并提出了迫零算法。他的成果是一項(xiàng)里程碑式的重大成就，在其成果發(fā)表5年內(nèi)促進(jìn)了高速調(diào)制解調(diào)器的迅速發(fā)展。與此同時(shí)，Widrow[8.8~8.9]設(shè)計(jì)了LMS算法。在自適應(yīng)濾波理論的經(jīng)典著作[8.18]中，Haykin對(duì)LMS算法、RLS算法及其各種變種進(jìn)行了詳細(xì)討論和總結(jié)。648.5本章小結(jié)Tomlinson和Harashima[8.10~8.11]提出了預(yù)編碼技術(shù)，為對(duì)抗碼間干擾開創(chuàng)了一條新路。文獻(xiàn)[8.15~8.16]是兩篇精彩翔實(shí)的綜述，對(duì)SC-FDE技術(shù)的基本原理進(jìn)行了細(xì)致深刻的總結(jié)，特別是與OFDM技術(shù)的對(duì)比，富有啟發(fā)性。分集與均衡技術(shù)已成為移動(dòng)通信系統(tǒng)不可或缺的基本單元，也是新的信號(hào)處理與檢測(cè)技術(shù)的研究基礎(chǔ)。658.4本章小結(jié)本章講述抗平坦瑞利衰落和抗多徑、頻率選擇性衰落的主要技術(shù)。主要內(nèi)容包含三部分，第一部分介紹抗平坦瑞利衰落的分級(jí)技術(shù)，它包含分集基本原理與分類、典型分集與合并技術(shù)及其性能分析。第二、第三部分均介紹抗多徑、抗頻率選擇性衰落的主要技術(shù)，其中第二部分介紹適合于CDMA的Rake接收與多徑分集，它包含Rake接收基本原理以及第二代IS-95與第三代WCDMA系統(tǒng)中的Rake接收技術(shù)。第三部分討論了適合于TDMA系統(tǒng)的自適應(yīng)均衡技術(shù)。

66參考文獻(xiàn)[8.1]D.G.Brennan,“Lineardiversitycombiningtechniques,”Proc.IRE,vol.47,pp.1075–1102,1959.[8.2]J.Hagenaueret.al.,“DecodingandEqualizatinwithAnalogN