數(shù)據(jù)通信課件第二章

第2章 數(shù)據(jù)通信的傳輸

1本章內(nèi)容、重點(diǎn)和難點(diǎn)本章內(nèi)容數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)、信道容量和數(shù)據(jù)傳輸信號(hào)碼型。數(shù)據(jù)信號(hào)的基帶傳輸、頻帶傳輸和數(shù)字傳輸。復(fù)用技術(shù)和數(shù)據(jù)通信網(wǎng)。本章重點(diǎn)數(shù)據(jù)信號(hào)基帶傳輸系統(tǒng)的構(gòu)成模型和波形形成。數(shù)據(jù)信號(hào)頻帶傳輸?shù)恼{(diào)幅、調(diào)相和調(diào)頻。數(shù)據(jù)信號(hào)數(shù)字傳輸?shù)膶?shí)現(xiàn)方法和復(fù)用方法。本章難點(diǎn)基帶傳輸系統(tǒng)的波形形成。頻帶傳輸系統(tǒng)的調(diào)幅、調(diào)相。第2章 數(shù)據(jù)通信的傳輸2學(xué)習(xí)本章目的和要求了解數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕橘|(zhì)、信道容量和數(shù)據(jù)信號(hào)碼型。掌握數(shù)據(jù)信號(hào)的基帶傳輸系統(tǒng)構(gòu)成模型和波形形成。掌握頻帶傳輸中的調(diào)幅、調(diào)相和調(diào)頻。掌握數(shù)字傳輸?shù)膶?shí)現(xiàn)方式和復(fù)用方法。第2章 數(shù)據(jù)通信的傳輸32.1數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)數(shù)據(jù)通信中采用的物理傳輸介質(zhì)可分為有線和無線兩大類。有線傳輸介質(zhì)有雙絞線、同軸電纜和光纖等。無線傳輸介質(zhì)有無線電波、微波和衛(wèi)星等。42.1數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)1．有線傳輸介質(zhì)（1）雙絞線雙絞線（TP）是由兩根具有絕緣保護(hù)層的銅導(dǎo)線互絞在一起構(gòu)成，并由此而得名。根據(jù)組成雙絞線的兩根銅導(dǎo)線是否屏蔽，可將雙絞線分為屏蔽雙絞線（STP）和非屏蔽雙絞線（UTP）兩種，如圖2-1所示。UTP有1類線、2類線、3類線、4類線、5類線、超5類線、6類線和7類線等，其主要區(qū)別在于單位距離上的旋絞次數(shù)。52.1數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)（2）同軸電纜同軸電纜（CoaxialCable）由內(nèi)部導(dǎo)體環(huán)繞絕緣層以及絕緣層外的金屬屏蔽網(wǎng)和最外層的護(hù)套組成，如圖2-2所示。同軸電纜又分為基帶同軸電纜（阻抗50）和寬帶同軸電纜（阻抗為75）?；鶐S電纜用于數(shù)字傳輸，寬帶同軸電纜用于模擬傳輸。CATV電纜就是寬帶同軸電纜。在局域網(wǎng)中多使用基帶同軸電纜，基帶同軸電纜又分為粗同軸電纜和細(xì)同軸電纜。與雙絞線比較，同軸電纜可支持極寬的頻寬和具備極好的噪音抑制特性，故可同時(shí)傳輸數(shù)據(jù)、話音及影像。62.1數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)（3）光纖光纖是導(dǎo)光性能極好、直徑很細(xì)的圓柱形玻璃纖維。光纖的基本結(jié)構(gòu)有裸光纖和涂覆光纖兩種結(jié)構(gòu)。裸光纖由兩部分組成，中間部分稱為“纖芯”，直徑d1＝4μm～50μm，外層部分稱為“包層”，直徑d2＝125μm。為保護(hù)光纖不受損害和增加機(jī)械強(qiáng)度，要對(duì)光纖進(jìn)行涂覆，經(jīng)涂覆后的光纖稱為涂覆光纖，涂敷后的光纖外徑約1.5mm。光纖可以分為單模光纖和多模光纖。單模光纖只傳輸一種模式，纖芯直徑約為4μm～10μm，包層直徑為125μm。而多模光纖傳輸多個(gè)傳導(dǎo)模式，其纖芯直徑一般為50μm，包層外徑也為125μm。光纖傳輸?shù)闹饕獌?yōu)點(diǎn)是：頻帶寬，速度高；損耗小，傳輸距離遠(yuǎn)；抗電磁干擾和核輻射能力強(qiáng)；保密性好，無串話干擾；尺寸小，重量輕，便于施工和鋪設(shè)；節(jié)約有色金屬等。72.1數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)圖2-1雙絞線示意圖圖2-2同軸電纜示意圖圖2-3光纖結(jié)構(gòu)示意圖82.1數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)

2．無線傳輸介質(zhì)

（1）無線電波無線電波（Radio）主要應(yīng)用于無線電廣播、電視廣播及通信領(lǐng)域。ITU-R已將無線電波的頻率劃分為若干波段，即低頻（LF）、中頻（MF）、高頻（HF）、甚高頻（VHF）、特高頻（SHF）、超高頻（UHF）和極高頻（EHF）。低頻的范圍約30kHz～300kHz，中頻的范圍約300kHz～3MHz，依次類推。在低頻和中頻波段內(nèi)的無線電波傳播距離有限，一般為幾百千米范圍內(nèi)。長波、中波和中短波用此方式進(jìn)行無線電廣播。在高頻和甚高頻波段內(nèi)的電波傳播距離較遠(yuǎn)。短波廣播最適宜以此形式傳播，一般可達(dá)到幾千千米以外。92.1數(shù)據(jù)傳輸介質(zhì)

（2）微波微波（Microwave）通常是利用1GHz～20GHz范圍內(nèi)的電波來進(jìn)行傳輸，是一種利用電磁波在對(duì)流層的視距范圍內(nèi)傳輸?shù)姆绞?。高頻的微波的一個(gè)重要特性是沿著直線傳播，兩站間的通信距離一般為30km～50km，長距離傳輸時(shí)，需建立多個(gè)中繼站來接力。

（3）衛(wèi)星衛(wèi)星通信是微波通信的一種方式，其使用的波段和微波通信一樣，目前用得較多的是4/6GHz頻段，只不過它是依靠地球同步衛(wèi)星作為中繼站來轉(zhuǎn)發(fā)微波信號(hào)。優(yōu)點(diǎn)：可克服地面微波通信距離的限制。缺點(diǎn)：傳播延遲時(shí)間長。適合于遠(yuǎn)距離的通信。102.2數(shù)據(jù)傳輸信道容量信道容量是指在單位時(shí)間內(nèi)所能傳送的最大信息量，即信道的最大傳信速率，單位是比特/秒（bit/s）。與數(shù)據(jù)傳信速率的區(qū)別是，前者表示信道的最大傳信速率，是信道傳輸數(shù)據(jù)能力的極限，而后者是實(shí)際的數(shù)據(jù)傳輸速率。

1．模擬信道的信道容量模擬信道的信道容量可以根據(jù)香農(nóng)（Shannon）定律計(jì)算。 （bit/s）其中，S為信號(hào)功率，N為噪聲功率，S/N是平均信號(hào)噪聲功率比，通常把信噪比表示成10log(S/N)分貝（dB）；B為信道帶寬，C為信道容量。112.2數(shù)據(jù)傳輸信道容量

【例2-1】若信道帶寬為3000Hz，信號(hào)噪聲功率比為30dB，求信道容量。

解因?yàn)?0log(S/N)=30，所以S/N=1030/10=1000，即當(dāng)信號(hào)噪聲功率比為30dB時(shí)，信號(hào)功率比噪聲功率大1000倍，則該信道容量為

可見，信道容量是在一定S/N下信道能達(dá)到的最大傳信速率，實(shí)際通信系統(tǒng)的傳信速率要低于信道容量。122.2數(shù)據(jù)傳輸信道容量

2．?dāng)?shù)字信道的信道容量數(shù)字信道的信道容量可以依據(jù)奈奎斯特（Nyquist）準(zhǔn)則計(jì)算。奈奎斯特準(zhǔn)則指出：帶寬為BHz的信道，所能傳送的信號(hào)的最高碼元速率（即調(diào)制速率）為2B波特。數(shù)字信道的信道容量C可表示為 C=2Blog2M（bit/s）其中，M為碼元符號(hào)所能取的離散值個(gè)數(shù)，即指M進(jìn)制?！纠?-2】設(shè)數(shù)字信道的帶寬為3000Hz，采用16進(jìn)制傳輸，計(jì)算無噪聲時(shí)該數(shù)字信道的通信容量。

解

C=2Blog2M=2×3000×log216=24000（bit/s）132.3數(shù)據(jù)傳輸信號(hào)碼型電脈沖的形狀稱為數(shù)據(jù)信號(hào)波形，而把電脈沖序列的結(jié)構(gòu)形式稱為數(shù)據(jù)信號(hào)的碼型。在數(shù)據(jù)通信中常用的基本碼型有單極性不歸零碼（NRZ）、單極性歸零（RZ）碼、雙極性不歸零（BPNRZ）碼（BPNRZ）、雙極性歸零（BPNRZ）碼、傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼（AMI）、差分碼和多電平碼等，如圖2-4所示。

NRZ常在近距離傳輸時(shí)（比如在印刷板內(nèi)或相近印刷板之間傳輸時(shí)）被采用。RZ碼形在近距離內(nèi)實(shí)行碼形變換時(shí)使用。BPNRZ在ITU-TV系列接口標(biāo)準(zhǔn)或RS-232接口標(biāo)準(zhǔn)中使用。差分碼，這是一種把要傳的“1”、“0”信號(hào)反映在相鄰碼元的相對(duì)變化上的波形，也稱相對(duì)碼，在DPSK調(diào)制中使用。多電平碼在高速傳輸系統(tǒng)中采用是適宜的。142.3數(shù)據(jù)傳輸信號(hào)碼型圖2-4常用數(shù)據(jù)序列形式152.4數(shù)據(jù)信號(hào)的基帶傳輸數(shù)據(jù)終端輸出的數(shù)據(jù)信號(hào)代碼序列稱為基帶數(shù)據(jù)信號(hào)?；鶐?shù)據(jù)信號(hào)的頻譜是從零頻或近于零頻率開始，一直到一定的頻率，這種基帶數(shù)據(jù)信號(hào)所占的頻帶稱為基帶。不搬移基帶信號(hào)頻譜的傳輸方式稱為基帶傳輸。162.4.1基帶傳輸系統(tǒng)的構(gòu)成模型1．基帶數(shù)據(jù)信號(hào)的頻譜特性若令g1(t)代表二進(jìn)制數(shù)據(jù)符號(hào)“0”，g2(t)代表二進(jìn)制數(shù)據(jù)符號(hào)“1”，碼元的間隔為T。則數(shù)據(jù)信號(hào)序列可表示為 （2-1）式中：可見，基帶數(shù)據(jù)信號(hào)序列為一隨機(jī)信號(hào)，如這一序列是以單極性不歸零矩形脈沖序列表示，則g1(t)=0，g2(t)是幅度為A、寬度為T的矩形脈沖，其數(shù)據(jù)序列如圖2-5所示。172.4.1基帶傳輸系統(tǒng)的構(gòu)成模型圖2-63種隨機(jī)數(shù)據(jù)序列功率譜密度圖2-5數(shù)據(jù)信號(hào)序列示意圖182.4.1基帶傳輸系統(tǒng)的構(gòu)成模型圖2-6畫出了三種碼型功率譜密度，圖中用箭頭表示離散線譜。從圖2-6可以看出，隨機(jī)數(shù)據(jù)信號(hào)序列功率譜可能包括兩個(gè)部分：連續(xù)譜和離散譜。

連續(xù)譜部分總是存在的，而離散譜部分，在某些情況下可能沒有。離散譜分量的存在決定了是否可直接從序列中提取時(shí)鐘信息?？梢姡好}沖寬度越寬其能量集中的范圍就越小，反之能量集中的范圍就越大，或者說信號(hào)碼元周期越大，主要能量所占的帶寬就越小，反之越小，主要能量所占的帶寬就越大。

了解數(shù)據(jù)信號(hào)的功率譜密度有兩個(gè)意義：（1）大致掌握傳輸某一數(shù)據(jù)信號(hào)所需的基帶寬度；（2）利用它的離散譜是否存在可知能否從脈沖序列中直接提取時(shí)鐘信息。192.4.1基帶傳輸系統(tǒng)的構(gòu)成模型

2．基帶數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)構(gòu)成模型基帶傳輸系統(tǒng)的基本構(gòu)成模型如圖2-7所示。發(fā)送濾波器的作用是限制信號(hào)頻帶并起波形形成作用；信道是信號(hào)的傳輸媒介，可以是各種形式的電纜；接收濾波器用來濾除帶外噪聲和干擾，并起波形形成作用；均衡器用來均衡信道畸變；取樣判決電路的作用是進(jìn)一步排除噪聲干擾和提取有用信號(hào)，以恢復(fù)發(fā)送端的數(shù)碼。圖中{ak}是發(fā)送的數(shù)據(jù)序列，若用沖激脈沖來代表序列，則送入發(fā)送濾波器的波形f(t)可寫成：（2-2）

圖2-7基帶數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)構(gòu)成模型202.4.2理想低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

（1）理想低通傳輸特性的沖激響應(yīng)假定圖2-7中從1點(diǎn)到2點(diǎn)的系統(tǒng)傳輸特性是理想低通傳輸特性，如圖2-8所示。其傳輸函數(shù)可表示為

（2-3）式中，fN為截止頻率，td為固定時(shí)延。根據(jù)信號(hào)與傳輸理論可知，網(wǎng)絡(luò)對(duì)單位沖激脈沖

(t)的響應(yīng)，就是網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)的付立葉反變換，即 （2-4）其響應(yīng)h(t)的波形如圖2-9所示?！?12.4.2理想低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

圖2-8理想低通傳輸特性222.4.2理想低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

圖2-9理想低通的沖激響應(yīng)232.4.2理想低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

由圖可見，理想低通沖激響應(yīng)的特點(diǎn)是：

①在t=td處有最大值（2fN），通常可令td=0；②在最大值兩邊作均勻間隔的衰減波動(dòng)，以t=td為中心，每隔1/2fN秒有一個(gè)過零點(diǎn)。用式（2-2）所表示的數(shù)據(jù)序列沖激脈沖加到低通濾波器的輸入端，則按疊加定理，每個(gè)沖激脈沖

(t)在濾波器輸出都產(chǎn)生一個(gè)如圖2-9所示的響應(yīng)波形。濾波器的輸出響應(yīng)為 （2-5）將式（2-4）代入式（2-5）可得 （2-6）242.4.2理想低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

例如，求am碼元的取樣判決值，令取樣時(shí)刻為t=td+mT，這時(shí)是第am碼元最大值出現(xiàn)的時(shí)刻，即 （2-7）上式中am2fN正是第m發(fā)送碼元在接收端輸出的取樣值，而第二項(xiàng)為第m碼元前后碼元對(duì)m碼元的干擾，稱為碼間干擾或符號(hào)間干擾。如果在發(fā)送輸端是按T=1/2fN的間隔來傳送數(shù)據(jù)序列，則式（2-7）中的第二項(xiàng)為零，即sin2fN

(m?k)T=sin(m?k)=0，于是這時(shí)的取樣值為y(t)|t=td+mT=

am2fN。≤252.4.2理想低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

（2）奈氏第一準(zhǔn)則前面的這種碼元傳輸速率與傳輸系統(tǒng)特性之間的配合關(guān)系，稱為奈奎斯特第一準(zhǔn)則，這時(shí)的碼元速率為2fN波特。

奈氏第一準(zhǔn)則是：如系統(tǒng)等效網(wǎng)絡(luò)具有理想低通特性，且截止頻率為fN時(shí)，則該系統(tǒng)中允許的最高碼元（符號(hào)）速率為2fN，這時(shí)系統(tǒng)輸出波形在峰值點(diǎn)上不產(chǎn)生前后符號(hào)間干擾。fN稱為奈奎斯特頻帶，2fN波特稱為奈奎斯特速率，稱為奈奎斯特間隔。定理表明，若輸入數(shù)據(jù)以2fN波特的速率進(jìn)行傳輸時(shí)，則在抽樣時(shí)刻上的碼間干擾是不存在的；如果該系統(tǒng)用高于2fN波特的碼元速率傳送時(shí)，將存在碼間干擾。也就是說，在奈奎斯特頻帶fN內(nèi)，2fN波特是極限速率，所以系統(tǒng)的最高頻帶利用率為2Bd/Hz。262.4.3具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

（1）具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)的提出

理想的低通濾波特性無法實(shí)現(xiàn)。

即使獲得了相當(dāng)逼近理想的特性，波形h(t)的“尾巴”——衰減振蕩幅度較大，對(duì)接收端時(shí)鐘信號(hào)準(zhǔn)確度要求極高。尋求一個(gè)傳輸系統(tǒng)，它既可物理實(shí)現(xiàn)，又能滿足奈氏第一準(zhǔn)則的基本要求：速率為2fN的數(shù)據(jù)信號(hào)通過系統(tǒng)后能在所有按間隔的取樣點(diǎn)處不產(chǎn)生碼間干擾，這就是具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)。272.4.3具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

（2）幅頻特性滾降的傳遞函數(shù)

滾降特性：對(duì)不可實(shí)現(xiàn)的理想低通特性的幅頻特性加以修改，使它在fN處不是垂直截止特性，而是有一定的緩變過渡特性（或圓滑），這種緩變過渡特性稱為滾降特性。為能滿足奈氏準(zhǔn)則要求形成滾降特性的條件是過理想低通特性的點(diǎn)處作奇對(duì)稱的函數(shù)所形成的特性，如圖2-10所示。282.4.3具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

圖2-10幅頻特性滾降的傳遞函數(shù)292.4.3具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

滾降系數(shù)：由于奇對(duì)稱的滾降條件，截止頻率fN具體展寬的數(shù)值與所實(shí)現(xiàn)的滾降特性有關(guān)。引入滾降系數(shù)的概念。 （2-8）式中，a為滾降系數(shù)，f為截止頻率所增加的頻帶。f的取值應(yīng)在0～fN內(nèi)，則的取值應(yīng)是在0～1的范圍內(nèi)。

滾降低通網(wǎng)絡(luò)的頻帶為 B=(1+a)fN （2-9）302.4.3具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

（3）升余弦幅頻滾降特性多種幅頻特性可以滿足滾降的條件，即要求系統(tǒng)的幅頻對(duì)于點(diǎn)奇對(duì)稱稱，采用較多的是升余弦形狀的幅頻特性，如圖2-11所示，其中只畫出正頻域部分。圖2-12給出了升余弦形狀的幅頻特性網(wǎng)絡(luò)沖激響應(yīng)h(t)的曲線。由圖可見，值越大，其沖激響應(yīng)的尾巴衰減越快，因此允許取樣定時(shí)相位有較大的偏移。然而，值越大，頻帶利用率就越小，因?yàn)檫@時(shí)頻帶利用率為

（Bd/Hz） （2-10）當(dāng)=1時(shí)，頻帶傳輸效率為每赫茲1Bd。312.4.3具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

圖2-11升余弦幅頻滾降特性322.4.3具有幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)波形形成

圖2-12升余弦滾降低通的響應(yīng)

圖中為滾降系數(shù)。

=0表示沒有滾降，即理想低通情況；

=1表示最大滾降，其沖激響應(yīng)的尾巴衰減很快。332.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

問題提出：

理想低通特性的系統(tǒng)，達(dá)到理論上的極限傳輸速率2Bd/Hz。但其第一個(gè)零點(diǎn)以后的“尾巴”振蕩幅度大、收斂慢，對(duì)定時(shí)要求嚴(yán)格。

采用余弦滾降低通傳輸特性，雖然減小了“尾巴”的振蕩，對(duì)定時(shí)可放松些要求，但是達(dá)不到2Bd/Hz的頻帶利用率。

能否找到頻率利用率既高又使“尾巴”衰減大、收斂快的傳輸波形呢？奈奎斯特第二準(zhǔn)則回答了這個(gè)問題。

該準(zhǔn)則告訴我們：有控制地在某些碼元的抽樣時(shí)刻引入碼間干擾，而在其余碼元的抽樣時(shí)刻無碼間干擾，那么就能使頻帶利用率提高到理論上的最大值，同時(shí)又可降低對(duì)定時(shí)精度的要求。通常，把這種波形稱為部分響應(yīng)波形。利用部分響應(yīng)波形進(jìn)行傳送的基帶傳輸系統(tǒng)稱為部分響應(yīng)形成系統(tǒng)。342.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

（1）部分響應(yīng)形成系統(tǒng)的的一般原理部分響應(yīng)形成系統(tǒng)的基本思想是允許存在一定的、受控的碼間干擾，并使其響應(yīng)波形的“尾巴”波動(dòng)隨時(shí)間較快的衰減。前述分析可知，理想低通的沖激脈沖(t)的響應(yīng)波形是的形式，波動(dòng)衰減隨t的增加衰減較慢，因而使得“尾巴”波動(dòng)衰減慢，從而形成碼間干擾。設(shè)想，如果形成波形是由若干個(gè)在時(shí)間上錯(cuò)開的所組成，這樣合成波的表達(dá)式在分母通分之后出現(xiàn)t2項(xiàng)，即波動(dòng)衰減是隨t2而增加，從而加快了響應(yīng)波形的“尾巴”的衰減。352.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

（2）第一類部分響應(yīng)編碼

①基本原理采用兩個(gè)在時(shí)間上錯(cuò)開T的波形相加，其表達(dá)式為

（2-11）式中。從式中可見。

(a)

g(t)的“尾巴”幅度與t2成反比，這說明隨著t的增大，它比波形收斂快、衰減也大。

(b)因?yàn)間(t)是波形的線性疊加，所以帶寬仍是fN。362.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

(c)若用g(t)作為傳送波形，且傳送碼元間隔為T，則在抽樣時(shí)刻上僅將發(fā)生發(fā)送碼元與其前后碼元相互干擾，而與其他碼元不發(fā)生干擾，如圖2-13所示。因此，以該g(t)作為系統(tǒng)的基本傳輸波形（取代波形）可以達(dá)到2Bd/Hz的頻帶利用率，且消除符號(hào)間干擾。372.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

圖2-13第一類部分響應(yīng)形成波形從圖中可見，若發(fā)送端發(fā)1個(gè)“1”碼，接收端會(huì)收到2個(gè)“1”碼，在接收端收到的前一個(gè)“1”碼作接收的“1”碼，而延遲T時(shí)間后“1”值即可不計(jì)，判為“0”。所以，這種可控的固定符號(hào)間干擾在接收端是可以消除的。但是，這樣的接收方法存在誤碼擴(kuò)散問題。通常，在部分響應(yīng)系統(tǒng)中是采用預(yù)編碼的方法解決誤碼擴(kuò)散問題。382.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

②采用預(yù)編碼的第一類部分響應(yīng)編碼從上面例子可以看到，利用存在一定碼間干擾的波形，有可能達(dá)到充分利用頻帶效率和使尾巴振蕩衰減加快這樣兩個(gè)目的。圖2-14給出了采用預(yù)編碼方式的第一類部分響應(yīng)編碼的方框圖，其中圖2-14（a）是原理框圖，圖2-14（b）是實(shí)際系統(tǒng)組成方框圖。按圖所示，其編碼規(guī)則是 （2-12）預(yù)編碼

ck

=bk+bk

–1

（2-13）相關(guān)編碼則：ck

–1=bk

–1+bk

–2可見ck與bk

–1有關(guān)而ck

–1也與bk

–1有關(guān)，這樣bk

–1與ck和ck

–1都有關(guān)，這正是相關(guān)編碼名稱的由來。392.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

圖2-14第一類部分響應(yīng)系統(tǒng)方框圖402.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

從式（2-12）看到，當(dāng)ak=0時(shí)，bk與bk?1相同，當(dāng)ak=1時(shí)，bk與bk?1不同。因此 （2-14）接收端在收到ck后，做模2處理，則有 （2-15）結(jié)果說明，對(duì)目前結(jié)果ck做模2處理后，若對(duì)ck以1為參考作全波整流，便直接得到發(fā)送端的ak，此時(shí)不需預(yù)先知道ak-1，也不存在誤碼擴(kuò)散問題。整個(gè)上述處理過程可概括為“預(yù)編碼－相關(guān)編碼－模2判決”過程。412.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

例如，設(shè)ak為0011100101則有：發(fā)ak0011100101bk?100010111001bk0010111001ck0011122101收a'k0011100101422.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

對(duì)于圖2-14中從①到②的相關(guān)編碼部分傳遞函數(shù)的幅頻特性|H12(f)|如圖2-15所示，若在截至頻率fN處作一斜切濾波器，就可得到第一類部分響應(yīng)形成系統(tǒng)的幅頻特性，如圖2-16所示。可見，采用第一類部分響應(yīng)形成系統(tǒng)的帶寬仍是fN，而傳送數(shù)據(jù)的速率為1/T=2fN

，可實(shí)現(xiàn)2Bd/Hz的頻帶利用率。但ck是三電平信號(hào)，抗干擾性能比二電平系統(tǒng)要差一點(diǎn)。432.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

圖2-15第一類部分響應(yīng)相關(guān)編碼器的幅頻特性圖2-16第一類部分響應(yīng)形成系統(tǒng)的幅頻特性442.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

（3）第四類部分響應(yīng)編碼第四類部分響應(yīng)形成系統(tǒng)是以時(shí)間上錯(cuò)開2T的兩個(gè)波形相減作為基本傳輸信號(hào)，其波形如圖2-17所示，其表達(dá)式為

（2-16）圖2-17第四類部分響應(yīng)編碼的基本波形452.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

圖2-18給出了第四類部分響應(yīng)系統(tǒng)的方框圖，相關(guān)編碼部分傳遞函數(shù)的幅頻特性|H12(f)|如圖2-19所示，為正弦特特，且有fN處為頻譜零點(diǎn)，若在fN處用一斜切濾波器，即為第四類部分響應(yīng)系統(tǒng)的幅頻特性，如圖2-20所示。圖2-18第四類部分響應(yīng)形成系統(tǒng)框圖462.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

圖2-19第四類部分響應(yīng)相關(guān)編碼的幅頻特性圖2-20第四類部分響應(yīng)形成系統(tǒng)的幅頻特性472.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

第四類部分響應(yīng)形成系統(tǒng)的預(yù)編碼的變換規(guī)則是 （2-17）相關(guān)編碼規(guī)則是

ck=bk–bk－2 （2-18）從式（2-17）可見，當(dāng)ak=1時(shí)，bk與bk－2是不同的；當(dāng)ak=0時(shí)，bk與bk－2相同。所以 （2-19）接收端可按上式判決，由ck恢復(fù)ak。482.4.4部分響應(yīng)形成系統(tǒng)

從上述變換舉例可看出，若傳輸過程不產(chǎn)生誤碼，則恢復(fù)的a'k將與發(fā)送序列ak完全相同。

總結(jié)：采用第一類和第四類部分響應(yīng)形成系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)2Bd/Hz的頻帶利用率，而且通常它的“尾巴”衰減大、收斂也快，但是變換過程中傳輸?shù)腸k為三電平信號(hào)，與二電平傳輸信號(hào)相比性能要差一些。例如：設(shè)ak=0011100101。發(fā)ak0011100101bk?2000011010001bk0011010001ck0011?100?101收a'k0011100101492.4.5數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的均衡技術(shù)

實(shí)際的傳輸總是存在一定的碼間干擾。理論和實(shí)踐都表明，在基帶系統(tǒng)中插入一種可調(diào)（也可不調(diào)）濾波器將能減小碼間干擾的影響，這種起補(bǔ)償作用的濾波器稱為均衡器。

均衡器可分為頻域均衡器和時(shí)域均衡器。

頻域均衡基本思想是利用可調(diào)濾波器的頻率特性（包括幅度特性和相位特性）來補(bǔ)償基帶傳輸系統(tǒng)頻率特性的不理想，使包括可調(diào)濾波器在內(nèi)的基帶系統(tǒng)的總特性滿足實(shí)際性能要求，就可消除碼間干擾。

時(shí)域均衡的基本思路是消除接收的時(shí)域信號(hào)波形的取樣點(diǎn)處的碼間干擾，并不要求傳輸波形的所有細(xì)節(jié)都與奈氏準(zhǔn)則所要求的理想波形完全一致。因此可以利用接收波形本身來進(jìn)行補(bǔ)償以消除取樣點(diǎn)的符號(hào)間干擾，提高判決的可靠性。這里主要介紹時(shí)域均衡技術(shù)。502.4.5數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的均衡技術(shù)

（1）時(shí)域均衡的基本原理時(shí)域均衡在基帶數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的位置如圖2-21所示。設(shè)由于傳輸信道特性的不理想，信號(hào)通過系統(tǒng)后就會(huì)產(chǎn)生失真，即形成碼間干擾。若假設(shè)xn為x(t)在n時(shí)刻的取樣值，則有（2-20）式中表示除當(dāng)前取樣時(shí)刻（n=0）符號(hào)樣值外所有其他符號(hào)在該時(shí)刻的值的求和。圖2-21時(shí)域均衡器在基帶傳輸系統(tǒng)中的位置512.4.5數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的均衡技術(shù)

時(shí)域均衡器主要由橫截濾波器構(gòu)成，它是由多級(jí)抽頭遲延線、可變?cè)鲆骐娐泛颓蠛推鹘M成的線性系統(tǒng)，構(gòu)成結(jié)構(gòu)如圖2-22所示。按奈氏準(zhǔn)則，時(shí)域均衡的均衡目標(biāo)是：調(diào)整各增益加權(quán)系數(shù)ck，使得除n=0以外的yn值之和為零，即，就消除了碼間干擾。從理論上講，只有橫截濾波器節(jié)數(shù)N→∞時(shí)，才能消除符號(hào)間干擾。然而，當(dāng)N足夠大時(shí)，也可以達(dá)到的要求。522.4.5數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的均衡技術(shù)

圖2-22時(shí)域均衡器構(gòu)成532.4.5數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的均衡技術(shù)

（2）時(shí)域均衡的實(shí)現(xiàn)時(shí)域均衡的實(shí)現(xiàn)分為預(yù)置式自動(dòng)均衡和自適應(yīng)式自動(dòng)均衡兩類。

預(yù)置式自動(dòng)均衡是在實(shí)際傳輸數(shù)據(jù)之前先傳輸預(yù)先規(guī)定的測試脈沖，然后按迫零調(diào)整原理（調(diào)整除c0外的2N個(gè)抽頭，并迫使其輸出的各個(gè)樣值，獲得最佳調(diào)整）自動(dòng)調(diào)整抽頭增益，使均衡器的輸出除n=0以外的所有yn值之和趨于零。

自適應(yīng)式均衡不再利用專門的測試脈沖進(jìn)行調(diào)整，它是在傳輸數(shù)據(jù)過程中連續(xù)測出距最佳調(diào)整的誤差電壓，并據(jù)此電壓去調(diào)整各抽頭增益，使得均衡器的輸出除n=0以外的所有yn值之和趨于零。調(diào)整精度較高，信道特性隨時(shí)間變化時(shí)又有一定的自適應(yīng)性。542.4.6數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的擾亂與解擾

所謂擾亂，就是將輸入數(shù)據(jù)序列中存在的短周期的序列或全“0”、全“1”序列按某種規(guī)律變換成長周期的，且“0”、“1”等概率、前后獨(dú)立的隨機(jī)序列。

用途：①防止發(fā)送功率密度譜中因有固定譜線而易干擾其他系統(tǒng)；②有利于數(shù)據(jù)接收設(shè)備中的定時(shí)恢復(fù)；③有利于自適應(yīng)均衡器的工作。

擾亂方法：一種是用一個(gè)隨機(jī)序列與輸入數(shù)據(jù)序列進(jìn)行邏輯加。另一種是用偽隨機(jī)序列來代替完全隨機(jī)序列進(jìn)行擾亂與解擾。實(shí)際的數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中都采用第二種方法。圖2-23（a）是擾亂器原理圖，圖2-23（b）為相應(yīng)的解擾器。552.4.6數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的擾亂與解擾

圖2-23擾亂器與解擾器構(gòu)成圖562.4.6數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的擾亂與解擾

圖2-23所示邏輯關(guān)系，可有 （2-21）將式（2-21）進(jìn)行等式運(yùn)算，用加等式兩邊，得

得 輸出 （2-22）Y就是擾亂器輸出的已擾序列。接收端解擾。設(shè)Y'與X'表示解擾器輸入和輸出序列，則 （2-23）若傳輸沒有誤碼，則Y'=Y。將式（2-22）代入式（2-23），得 （2-24）572.4.6數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的擾亂與解擾

【例2-3】如數(shù)據(jù)序列為10101010100000000000，即具有短周期和相當(dāng)多的連“0”。試求序列通過圖2-23所示的擾亂器后的輸出序列。

解因?yàn)閳D中所示的將X的值10101010100000000000逐一代入，則得出的輸出數(shù)據(jù)序列10111000010010110011從Y可知，短周期已不存在，輸入的全“0”序列也被擾亂，而中的“0”、“1”個(gè)數(shù)已相等，所以起到了擾亂的作用。582.4.7數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的時(shí)鐘同步

接收端這定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)的要求：①在接收端恢復(fù)或提取定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)速率與接收信號(hào)碼元速率完全相同；②使接收端的定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)與接收到的數(shù)據(jù)信號(hào)碼元保持固定的最佳相位關(guān)系。接收端獲得或產(chǎn)生符合這一要求的定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)的過程稱為時(shí)鐘同步，或稱為位同步或比特同步。時(shí)鐘提取的方法分為兩類：自同步法和外同步法。592.4.7數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的時(shí)鐘同步

（1）自同步法自同步法又稱內(nèi)同步法。它是直接從接收的基帶信號(hào)序列中提取定時(shí)時(shí)鐘信號(hào)的方法。在基帶數(shù)據(jù)傳輸中，多數(shù)場合采用自同步法。自同步法的方框圖如圖2-24所示。

（2）外同步法外同步法的定時(shí)信號(hào)是從數(shù)據(jù)信號(hào)之外提取的。常用的是在頻域上插入位定時(shí)導(dǎo)頻。如圖2-25所示。收端抑制導(dǎo)頻的方法有帶阻法和抵消法，圖2-26表示帶阻法。圖2-24自同步法定時(shí)原理提取框圖602.4.7數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中的時(shí)鐘同步

圖2-25在圖2-20頻譜中插入導(dǎo)頻圖2-26帶阻法抑制導(dǎo)頻612.4.8基帶數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)

圖2-27基帶傳輸系統(tǒng)構(gòu)成框圖圖2-27給出一個(gè)基帶數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的構(gòu)成框圖。622.5數(shù)據(jù)信號(hào)的頻帶傳輸系統(tǒng)

頻帶傳輸又稱調(diào)制傳輸，它適用于帶通型信道。2.5.1頻帶傳輸系統(tǒng)頻帶傳輸系統(tǒng)是在基帶傳輸系統(tǒng)的基礎(chǔ)上在發(fā)送端增加了調(diào)制，在接收端增加了解調(diào)，以實(shí)現(xiàn)信號(hào)的頻帶搬移，調(diào)制和解調(diào)合起來稱為Modem。頻帶傳輸是在基帶傳輸?shù)幕A(chǔ)上實(shí)現(xiàn)的?；窘Y(jié)構(gòu)如圖2-28。所謂調(diào)制就是用基帶信號(hào)對(duì)載波波形的某些參數(shù)進(jìn)行控制，使這些參量隨基帶信號(hào)的變化而變化。用以調(diào)制的基帶信號(hào)是數(shù)字信號(hào)，所以又稱為數(shù)字調(diào)制。

數(shù)字調(diào)制有調(diào)幅、調(diào)相和調(diào)頻3種基本形式，并可派生出多種。632.5.1頻帶傳輸系統(tǒng)

圖2-28頻帶傳輸基本結(jié)構(gòu)注：從點(diǎn)2到點(diǎn)7完成基帶信號(hào)的頻譜搬移和恢復(fù)，若在發(fā)送端把調(diào)制和發(fā)送帶通兩個(gè)方框去掉，在接收端把接收帶通和解調(diào)兩個(gè)方框去掉就是一個(gè)完整的基帶傳輸系統(tǒng)。642.5.2數(shù)字調(diào)幅

以基帶數(shù)據(jù)信號(hào)控制一個(gè)載波幅度的調(diào)制方式稱為數(shù)字調(diào)幅，又稱幅移鍵控，簡寫為ASK。1．ASK信號(hào)及功率譜分析圖2-29是數(shù)字調(diào)幅系統(tǒng)基本構(gòu)成框圖。2ASK有兩種：一種是調(diào)制信號(hào)為單極性脈沖序列，另一種是調(diào)制信號(hào)為雙極性脈沖序列，信號(hào)波形如圖2-30所示。圖2-29數(shù)字調(diào)幅系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)652.5.2數(shù)字調(diào)幅

圖2-302ASK信號(hào)波形662.5.2數(shù)字調(diào)幅

（1）調(diào)制信號(hào)為單極性脈沖序列一個(gè)二進(jìn)制數(shù)字調(diào)幅（2ASK）信號(hào)可寫為e(t)=S(t)cosct

（2-25）式中，cosct為被調(diào)載波，S(t)為調(diào)制信號(hào)即基帶形成信號(hào)。其功率譜密度示意圖如圖2-31（a）所示?？梢姡孩?ASK信號(hào)的功率譜密度由連續(xù)譜和離散譜組成；②2ASK信號(hào)的功率譜是雙邊帶譜，其帶寬是基帶信號(hào)帶寬的兩倍。672.5.2數(shù)字調(diào)幅

（2）調(diào)制信號(hào)為雙極性脈沖序列用單極性不歸零碼對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制，有一條離散的線譜，而用雙極性不歸零碼對(duì)載波進(jìn)行相乘的調(diào)制，可以達(dá)到抑制載頻的目的。其功率譜密度曲線如圖2-31（b）所示，與圖2-31（a）相比只少一條fc的線譜，此種調(diào)制方式稱為抑制載頻的雙邊帶調(diào)制。圖2-312ASK信號(hào)的功率譜密度示意圖682.5.2數(shù)字調(diào)幅

2．單邊帶和殘余邊帶調(diào)制ASK信號(hào)具有兩個(gè)邊帶，且兩個(gè)邊帶含有相同的信息，其帶寬是基帶信號(hào)帶寬的兩倍。帶通濾波器留住上下邊帶，則為雙邊帶調(diào)制。在雙邊帶調(diào)制中，若調(diào)制信號(hào)為雙極性信號(hào)，則為抑制載頻的雙邊帶調(diào)制。一般使用濾波器切除一個(gè)邊帶分量，從而實(shí)現(xiàn)單邊帶傳輸，使頻帶利用率是雙邊帶傳輸?shù)膬杀丁?/p>

殘余邊帶調(diào)制是使已調(diào)雙邊帶信號(hào)通過一個(gè)殘余邊帶濾波器，此濾波器不是將一個(gè)邊帶完全抑制，而是部分抑制，使其仍殘留一小部分，形成所謂的殘余邊帶信號(hào)。殘余邊帶信號(hào)所占的頻帶大于單邊帶，又小于雙邊帶，所以殘余邊帶系統(tǒng)的頻帶利用率也是小于單邊帶，大于雙邊帶。692.5.2數(shù)字調(diào)幅

3．正交幅度調(diào)制正交幅度調(diào)制（QuadratureAmplitudeModulation，QAM），又稱正交雙邊帶調(diào)制。正交調(diào)幅是由兩路在頻譜上成正交的抑制載頻的雙邊帶調(diào)幅所組成。具體方法是用兩路獨(dú)立的基帶波形分別對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，所得到的兩路已調(diào)信號(hào)疊加起來。由于這種方法是輸入兩路不同的信號(hào)，每路都是雙邊帶調(diào)制，但兩路信號(hào)處于一個(gè)頻段之中，所以可同時(shí)傳輸兩路信號(hào)，因此其頻帶利用率與單邊帶傳輸或基帶傳輸方式相同，對(duì)濾波器沒有特殊要求。702.5.2數(shù)字調(diào)幅

圖2-32正交調(diào)幅系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)（1）基本原理正交幅度調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生和解調(diào)原理如圖2-32所示。712.5.2數(shù)字調(diào)幅

A路的基帶信號(hào)S1(t)與載波cosct相乘，形成抑制載波的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)e1(t)=S1(t)cosct

（2-26）B路的基帶信號(hào)S2(t))與載波相乘，形成另一路抑制載波的雙邊帶調(diào)幅信號(hào) e2(t)=?S2(t)sinct

（2-27）兩路合成的輸出信號(hào)為 e(t)=e1(t)+e2(t)=S1(t)cosct?S2(t)sinct

（2-28）由于A路的調(diào)制載波與B路的調(diào)制載波相位差90°，所以形成兩路正交的頻譜，故稱為正交調(diào)幅。722.5.2數(shù)字調(diào)幅

正交幅度調(diào)制信號(hào)的解調(diào)必須采用相干解調(diào)方法，解調(diào)原理如圖2-32所示。則兩個(gè)解調(diào)乘法器的輸出分別為 （2-29） （2-30）用低通濾波器將基帶信號(hào)S‘1（t）和S‘2（t）濾出。上、下兩個(gè)支路的輸出信號(hào)分別為 （2-31） （2-32）經(jīng)判決合成后即為原數(shù)據(jù)序列。732.5.2數(shù)字調(diào)幅

（2）矢量表示法若正交調(diào)幅的A路的“1”對(duì)應(yīng)于0°相位，A路的“0”則對(duì)應(yīng)于180°相位，而B路的載波與A路相差90°，則B路的“1”對(duì)應(yīng)于90°相位，B路的“0”對(duì)應(yīng)于270°相位。A，B兩路調(diào)制輸出經(jīng)合成電路合成，則輸出信號(hào)可有4種不同相位。這4種組合所對(duì)應(yīng)的相位矢量關(guān)系如圖2-33（a）所示，按照相位旋轉(zhuǎn)次序分別用0、1、2、3表示。

（3）星座表示法用矢量表示的QAM信號(hào)，若只畫出矢量端點(diǎn)，則如圖2-33（b）所示，稱為QAM的星座表示。如星座圖上有4個(gè)點(diǎn)，則稱為4QAM。還有16QAM（如圖2-34）、64QAM、128QAM、256QAM等。星座圖上的點(diǎn)數(shù)越多，頻帶利用率越高，但抗干擾能力越差。742.5.2數(shù)字調(diào)幅

圖2-33正交調(diào)幅信號(hào)矢量和星座表示圖2-3416QAM星座圖752.5.2數(shù)字調(diào)幅

（4）正交調(diào)幅信號(hào)的頻譜利用率設(shè)輸入數(shù)據(jù)的比特率，即A和B兩路的總比特率為fb，信道帶寬為B，則頻譜利用率為

（2-33）對(duì)MQAM系統(tǒng)A，B各路基帶信號(hào)的電平數(shù)應(yīng)是。若多電平傳輸，A路和B路每個(gè)符號(hào)（碼元）含有的比特?cái)?shù)為。令k=log2M。設(shè)符號(hào)間隔（即符號(hào)周期）為，fs,k/2為符號(hào)（碼元）速率（Bd）。A，B各路的比特率 （2-34）其中左邊的1/2是因?yàn)锳，B各路的比特率為總比特率之半。762.5.2數(shù)字調(diào)幅

如果基帶形成濾波器采用滾降特性，則基帶帶寬為 （2-35）由于正交調(diào)幅是采用雙邊帶傳輸，則調(diào)制系統(tǒng)帶寬應(yīng)為基帶的2倍，即 B=2(1+)fN=(1+)fs,k/2 （2-36）將式（2-36）、式（2-34）代入式（2-33）則有

（2-37）可見M值越大，即星點(diǎn)數(shù)越多其頻譜利用率就越高。772.5.2數(shù)字調(diào)幅

4．ASK信號(hào)的解調(diào)2ASK信號(hào)的解調(diào)有兩種基本的方法：非相干解調(diào)（包絡(luò)檢波法）及相干解調(diào)（同步檢波法）。相應(yīng)的接收系統(tǒng)組成方框圖如圖2-35。圖2-352ASK接收系統(tǒng)組成方框圖782.5.3數(shù)字調(diào)相

以基帶數(shù)據(jù)信號(hào)控制載波相位的調(diào)制方式稱為數(shù)字調(diào)相，又稱相移鍵控，簡寫為PSK。1．PSK信號(hào)及功率譜密度以載波的不同相位直接去表示相應(yīng)數(shù)字信息的相移鍵控，稱為“絕對(duì)調(diào)相”。

絕對(duì)調(diào)相信號(hào)的變換規(guī)則是：數(shù)據(jù)信號(hào)S(t)的“1”都對(duì)應(yīng)于已調(diào)信號(hào)e(t)中的載波0°相位；數(shù)據(jù)信號(hào)S(t)的“0”都對(duì)應(yīng)于已調(diào)信號(hào)e(t)的載波相位，或反之?？梢?，在絕對(duì)調(diào)相中已調(diào)信號(hào)的相位變化（0°和）都是相對(duì)于一個(gè)固定的參考相位——未調(diào)載波信號(hào)的相位來取值的。若已調(diào)信號(hào)只有兩種相位取值，則稱為二相絕對(duì)調(diào)相（2PSK），如圖2-36（c）所示。792.5.3數(shù)字調(diào)相

絕對(duì)調(diào)相，在接收中可能出現(xiàn)“倒”現(xiàn)象或“反向”工作現(xiàn)象。

相對(duì)調(diào)相方式是利用前后相鄰碼元的相對(duì)載波相位值去表示數(shù)字信息的一種方式。

相對(duì)調(diào)相信號(hào)的變換規(guī)則：數(shù)據(jù)信號(hào)S(t)的“1”使已調(diào)信號(hào)的相位變化0°相位；數(shù)據(jù)信號(hào)S(t)的“0”使已調(diào)信號(hào)的相位變化相位，或反之。這里相位的變化是以已調(diào)信號(hào)的前一碼元相位作參考相位的。圖2-36中的（a）和（d）的調(diào)相稱為二相相對(duì)調(diào)相（2DPSK）。數(shù)字調(diào)相信號(hào)的功率譜密度就是載波頻率為fc的抑制載頻的雙邊帶譜，與抑制載波的2ASK信號(hào)相同。802.5.3數(shù)字調(diào)相

圖2-36二相數(shù)字調(diào)相波形812.5.3數(shù)字調(diào)相

2．二相調(diào)相信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)

（1）2PSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)

產(chǎn)生：當(dāng)輸入“1”碼時(shí)，輸出0°相位；當(dāng)輸入“0”時(shí)，輸出相位載波，經(jīng)合成輸出即為2PSK信號(hào)。如圖2-37（a）所示。

解調(diào)：用相干解調(diào)的方式。一般采用倍頻/分頻法，如圖2-37（b）所示，其各點(diǎn)信號(hào)波形如圖2-38所示。圖2-372PSK信號(hào)產(chǎn)生和解調(diào)822.5.3數(shù)字調(diào)相

圖2-382PSK信號(hào)解調(diào)各點(diǎn)波形圖832.5.3數(shù)字調(diào)相

（2）2DPSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)

產(chǎn)生：將輸入的基帶數(shù)據(jù)序列變換成相對(duì)碼序列，即差分碼序列，然后用相對(duì)碼序列去進(jìn)行絕對(duì)調(diào)相，便可得到2DPSK信號(hào)，如圖2-39所示。設(shè)n，Dn分別表示絕對(duì)碼序列和差分碼序列，其相應(yīng)關(guān)系為

Dn=n

Dn（模2加） （2-38）當(dāng)n=1時(shí)，Dn

Dn

－1；當(dāng)n=0時(shí)，Dn=Dn－1。圖2-392DPSK信號(hào)的產(chǎn)生842.5.3數(shù)字調(diào)相

【例2-4】絕對(duì)碼為101100101，求相對(duì)碼。

解n101100101Dn=1001000110或Dn=0110111001852.5.3數(shù)字調(diào)相

解調(diào)：2DPSK的解調(diào)有：極性比較法和相位比較法。

極性比較法如圖2-40（a）所示。

相位比較法，又稱差分相干解調(diào)法，它是直接比較前后碼元的相位差而構(gòu)成的，其原理方框如圖2-40（b）所示。其各點(diǎn)對(duì)應(yīng)的波形如圖2-41所示。此種解調(diào)方法無需專門的相干載波，是一種實(shí)用的方法。862.5.3數(shù)字調(diào)相

圖2-402DPSK信號(hào)解調(diào)方框圖872.5.3數(shù)字調(diào)相

圖2-412DPSK相位比較法的各點(diǎn)波形圖882.5.3數(shù)字調(diào)相

3．多相調(diào)制多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制又稱多相調(diào)相或多相制（QPSK），它是利用載波的多種相位（或相位差）來表征數(shù)字信息的調(diào)制方式。多相調(diào)相也分為絕對(duì)移相和相對(duì)（差分）移相兩種。

M種相位可以用來表示比特碼元的2k種狀態(tài)，故有2k=M。用M=2k種不同相位或相位差來表示2k種不同狀態(tài)中的一種，稱為M相調(diào)相。

多相調(diào)制中最廣泛的是四相調(diào)相和八相調(diào)相，即M=4或8。892.5.3數(shù)字調(diào)相

（1）四相調(diào)相

四相調(diào)相，即4PSK，是用載波的四種不同相位來表示傳送的數(shù)據(jù)信息。把組成雙比特碼元的前一信息比特用A代表，后一信息比特用B代表，并按格雷碼排列。按國際統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，雙比特碼元與載波相位的對(duì)應(yīng)關(guān)系有兩種，稱為A方式和B方式，它們的對(duì)應(yīng)關(guān)系如表2-8所示，它們之間的矢量關(guān)系如圖2-42所示。表2-1 雙比特碼元與載波相位對(duì)應(yīng)關(guān)系雙比特碼元載

波

相

位雙比特碼元載

波

相

位ABA方式B方式ABA方式B方式00100°90°225°315°1101180°270°45°135°902.5.3數(shù)字調(diào)相

圖2-424PSK矢量圖圖2-438PSK矢量圖912.5.3數(shù)字調(diào)相

（2）八相調(diào)相將輸入的二元碼每三位作為一組，k=3，M=23=8，即三位二元碼的八種組合，分別用八種載波相位或相位差來代表，稱為八相絕對(duì)調(diào)相或八相相對(duì)調(diào)相，也稱8PSK或8DPSK。圖2-43為8PSK矢量圖。比較圖2-43與圖2-42可看到八相調(diào)相矢量圖是在四相基礎(chǔ)上，在第三位碼的控制下使矢量移動(dòng)±22.5o（弧度）而獲得的。922.5.3數(shù)字調(diào)相

4．多相調(diào)相的頻帶利用率設(shè)二元碼的速率為fbbit/s，現(xiàn)用k=log2M個(gè)二碼元作為一組，符號(hào)（碼元）速率。如用基帶傳輸，則理論上頻譜利用率可達(dá)2kbit/(s·Hz)。調(diào)制后用雙邊帶傳輸，帶寬是基帶的兩倍，所以理論頻譜利用率可達(dá)到kbit/(s·Hz)。實(shí)際應(yīng)用中，采用頻譜滾降，如滾降系數(shù)為，則多相調(diào)相的頻譜利用率為 （2-40）M越大頻譜利用率越高。但已調(diào)載波信號(hào)之間的相位差也就越小，可靠性下降。實(shí)際中采用4相或8相調(diào)相較多。932.5.3數(shù)字調(diào)相

5．?dāng)?shù)字調(diào)幅調(diào)相（APK）多進(jìn)制調(diào)制技術(shù)之所以能提高其頻譜利用率，往往是犧牲其功率利用率來換取的。于是，提出了所謂數(shù)字調(diào)幅調(diào)相，又稱幅度相移鍵控（APK），可以做到在相同頻帶利用率的條件下可拉大信號(hào)空間點(diǎn)的最小距離。采用四電平調(diào)制的八種相位變化系統(tǒng)就是16APK，信號(hào)空間點(diǎn)分布如圖2-44（a）和（b）所示，圖（c）為16PSK信號(hào)點(diǎn)分布。從圖中可以看出，16PSK信號(hào)只有一種幅度，但有16種相位變化。而16APK信號(hào)不僅有相位變化，而且有幅度變化。APK調(diào)制方式，在M和給定誤碼率條件下比PSK的功率利用率要高，但設(shè)備要復(fù)雜些，對(duì)信道的非線性也要敏感些。942.5.3數(shù)字調(diào)相

圖2-4416APK和16PSK的信號(hào)空間952.5.4數(shù)字調(diào)頻

用基帶數(shù)據(jù)信號(hào)控制載波頻率的調(diào)制方式稱為數(shù)字調(diào)頻，又稱頻移鍵控（FSK）。1．2FSK信號(hào)二進(jìn)制移頻鍵控就是用二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)控制載波頻率，當(dāng)傳送“1”碼時(shí)輸出一個(gè)頻率f1，傳送“0”碼時(shí)輸出另一個(gè)頻率f0。根據(jù)前后碼元的載波相位是否連續(xù)，分為相位不連續(xù)和相位連續(xù)的頻移鍵控。圖2-45給出了相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)波形。962.5.4數(shù)字調(diào)頻

圖2-452FSK信號(hào)波形972.5.4數(shù)字調(diào)頻

2．2FSK信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)

（1）2FSK信號(hào)的產(chǎn)生相位不連續(xù)的2FSK信號(hào)產(chǎn)生的原理如圖2-46所示。相位連續(xù)的2FSK信號(hào)通常采用數(shù)字式調(diào)頻來產(chǎn)生，如圖2-47所示。

（2）2FSK信號(hào)的解調(diào)2FSK的解調(diào)可用非相干解調(diào)和相干解調(diào)方法，非相干解調(diào)有分路濾波非相干解調(diào)、限幅鑒頻非相干解調(diào)和零交點(diǎn)法解調(diào)等。圖2-48所示為分路濾波非相干解調(diào)。2FSK若收端能產(chǎn)生與接收的FSK信號(hào)的頻率和相位一致的載頻，就能實(shí)現(xiàn)FSK信號(hào)的相干解調(diào)，圖2-49給出相干解調(diào)的原理圖。982.5.4數(shù)字調(diào)頻

圖2-46相位不連續(xù)2FSK信號(hào)的產(chǎn)生圖2-47相位連續(xù)2FSK信號(hào)的產(chǎn)生992.5.4數(shù)字調(diào)頻

圖2-492FSK信號(hào)的相干接收?qǐng)D2-482FSK信號(hào)分路濾波非相干解調(diào)器1002.5.4數(shù)字調(diào)頻

3．最小移頻鍵控—MSK最小移頻鍵控MSK是相位連續(xù)2FSK的一個(gè)特例。MSK調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)是信號(hào)具有恒定振幅和信號(hào)功率譜密度在主瓣以外衰減得較快。圖2-50是MSK與4PSK信號(hào)功率譜密度示意圖。1012.5.4數(shù)字調(diào)頻

圖2-50MSK信號(hào)和4PSK信號(hào)的功率譜密度1022.5.5各種數(shù)字調(diào)制技術(shù)的性能比較

圖2-51給出2PSK和2FSK信號(hào)相干解調(diào)，2DPSK差分解調(diào)和2FSK非相干解調(diào)的誤碼率曲線。由圖可見：

①在Pe與N0相同情況下，2PSK的平均發(fā)送功率可比2FSK節(jié)省一半，即2PSK比2FSK優(yōu)3dB；

②在高信噪比時(shí)，在相同碼速和發(fā)送功率電平下DPSK的誤碼性能幾乎和相干PSK一樣好；

③在高信噪比下，非相干2FSK和相干2FSK在相同碼速和發(fā)送功率電平下，誤碼性能亦相差很少。圖2-52給出MPSK的Pe與E/N0的關(guān)系曲線。由圖可見，在相同碼元能量E下，M越大，誤碼率越大，M相系統(tǒng)的比特速率為2PSK的log2M倍，這正說明可靠性與傳輸效率是一對(duì)矛盾。1032.5.5各種數(shù)字調(diào)制技術(shù)的性能比較

圖2-51Pe與E/N0的關(guān)系曲線1042.5.5各種數(shù)字調(diào)制技術(shù)的性能比較

圖2-52MPSK的Pe與E/N0的關(guān)系曲線1052.6數(shù)據(jù)信號(hào)的數(shù)字傳輸

在數(shù)字信道中傳輸數(shù)據(jù)信號(hào)稱為數(shù)據(jù)信號(hào)的數(shù)字傳輸，簡稱為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳輸。1．?dāng)?shù)據(jù)信號(hào)數(shù)字傳輸?shù)膶?shí)現(xiàn)方式

（1）同步方式這里的“同步”是指數(shù)據(jù)