整流電路電力電子

《電力電子技術(shù)》電子教案第2章整流電路(Rectifier)PowerElectronicsTechnology《電力電子學－電力電子變換和控制技術(shù)》，陳堅，高等教育出版社，2002.1JaiP.Agrawal《PowerElectronicsSystems-TheoryandDesign》，方承遠編，機械工業(yè)出版社，2001.8

引言整流電路：出現(xiàn)最早的電力電子電路，將交流電變?yōu)橹绷麟姲唇M成的器件可分為不可控、半控、全控三種按電路結(jié)構(gòu)可分為橋式電路和零式電路按交流輸入相數(shù)分為單相電路和多相電路按變壓器二次側(cè)電流的方向是單向或雙向，又分為單拍電路和雙拍電路本章內(nèi)容：

可控整流電路：工作原理（波形分析）、基本數(shù)量關(guān)系、負載性質(zhì)的影響

變壓器漏抗對整流電路的影響

電容濾波的二極管整流電路(X)

整流電路的諧波和功率因數(shù)分析

大功率場合的整流電路(X)

相位控制電路的驅(qū)動控制知識點回顧：L、C是儲能元件，L上電流不能突變，C上電壓不能突變。分析方法：將電力電子器件理想化，當器件導(dǎo)通時，阻抗為0；當器件斷開時，阻抗為無窮大。通過器件的理想化，將電路簡化為分段線性電路，分段進行分析計算。對單相半波電路的分析可基于上述方法進行：當VT處于斷態(tài)時，相當于電路在VT處斷開，id=0。當VT處于通態(tài)時，相當于VT短路計算公式：1、平均電流計算公式2、電流有效值計算公式3.1單相可控整流電路交流側(cè)接單相電源重點注意：工作原理（波形分析）、定量計算、不同負載的影響。3.1.1單相半波可控整流電路SinglePhaseHalfWaveControlledRectifier1.帶電阻負載的工作情況變壓器T起變換電壓和隔離的作用電阻負載的特點：電壓與電流成正比，兩者波形相同3.1.1單相半波可控整流電路幾個概念的解釋：ud為脈動直流，波形只在u2正半周內(nèi)出現(xiàn)，故稱“半波”整流

采用了可控器件晶閘管，且交流輸入為單相，故該電路為單相半波可控整流電路

ud波形在一個電源周期中只脈動1次，故該電路為單脈波整流電路幾個重要的基本概念：觸發(fā)延遲角：從晶閘管開始承受正向陽極電壓起到施加觸發(fā)脈沖止的電角度,用a表示,也稱觸發(fā)角或控制角導(dǎo)通角：晶閘管在一個電源周期中處于通態(tài)的電角度稱為導(dǎo)通角，用θ表示:θ=-a直流輸出電壓平均值

VT的a移相范圍為0--180這種通過控制觸發(fā)脈沖的相位來控制直流輸出電壓大小的方式稱為相位控制方式，簡稱相控方式基本數(shù)量關(guān)系阻感負載的特點：電感對電流變化有抗拒作用，使得流過電感的電流不能發(fā)生突變電力電子電路的一種基本分析方法通過器件的理想化，將電路簡化為分段線性電路，分段進行分析計算對單相半波電路的分析可基于上述方法進行：當VT處于斷態(tài)時，相當于電路在VT處斷開，id=0。當VT處于通態(tài)時，相當于VT短路

圖2-2帶阻感負載的單相半波電路及其波形2.帶阻感負載的工作情況圖2-3單相半波可控整流電路的分段線性等效電路

a)VT處于關(guān)斷狀態(tài)

b)VT處于導(dǎo)通狀態(tài)（2-3）（2-2）（2-4）VT處于通態(tài)時：初始條件：ωt=

a

，id=0。求解式（2-2）并將初始條件代入可得其中當ωt=θ+a

時，id=0，代入式（2-3）并整理得負載阻抗角j、觸發(fā)角a、晶閘管導(dǎo)通角的關(guān)系若j為定值，a越大，在u2正半周L儲能越少，維持導(dǎo)電的能力就越弱，θ越小若a為定值，j越大，則L貯能越多，θ越大；且j

越大，在u2負半周L維持晶閘管導(dǎo)通的時間就越接近晶閘管在u2正半周導(dǎo)通的時間，ud中負的部分越接近正的部分，平均值Ud越接近零，輸出的直流電流平均值也越小。超越方程，用迭代法求解當u2過零變負時，VDR導(dǎo)通，ud為零。此時為負的u2通過VDR向VT施加反壓使其關(guān)斷，L儲存的能量保證了電流id在L-R-VDR回路中流通，此過程通常稱為續(xù)流。續(xù)流期間ud為0，ud中不再出現(xiàn)負的部分圖2-4單相半波帶阻感負載有續(xù)流二極管的電路及波形為避免Ud太小，在整流電路的負載兩端并聯(lián)續(xù)流二極管若近似認為id為一條水平線，恒為Id，則有VTVDR數(shù)量關(guān)系直流輸出電壓平均值簡單，但輸出脈動大，變壓器二次側(cè)電流中含直流分量，造成變壓器鐵芯直流磁化實際上很少應(yīng)用此種電路分析該電路的主要目的在于利用其簡單易學的特點，建立起整流電路的基本概念單相半波可控整流電路的特點3.1.2單相橋式全控整流電路VT1和VT4組成一對橋臂，在u2正半周承受電壓u2，得到觸發(fā)脈沖即導(dǎo)通，當u2過零時關(guān)斷VT2和VT3組成另一對橋臂，在u2正半周承受電壓-u2，得到觸發(fā)脈沖即導(dǎo)通，當u2過零時關(guān)斷圖2-5單相全控橋式帶電阻負載時的電路及波形1.帶電阻負載的工作情況雙脈波整流電路變壓器無磁化現(xiàn)象數(shù)量關(guān)系a角的移相范圍為180。不考慮變壓器的損耗時，要求變壓器的容量為S=U2I2。為便于討論，假設(shè)電路已工作于穩(wěn)態(tài)，id的平均值不變。假設(shè)負載電感很大，負載電流id連續(xù)且波形近似為一水平線

u2過零變負時，由于電感的作用晶閘管VT1和VT4中仍流過電流id，并不關(guān)斷至ωt=π+a時刻，給VT2和VT3加觸發(fā)脈沖，因VT2和VT3本已承受正電壓，故兩管導(dǎo)通圖2-6單相全控橋帶阻感負載時的電路及波形2.帶阻感負載的工作情況VT2和VT3導(dǎo)通后,u2通過VT2和VT3分別向VT1和VT4施加反壓使VT1和VT4關(guān)斷，流過VT1和VT4的電流迅速轉(zhuǎn)移到VT2和VT3上，此過程稱換相，亦稱換流晶閘管移相范圍為90。晶閘管承受的最大正反向電壓均為晶閘管導(dǎo)通角θ與a無關(guān)，均為180變壓器二次側(cè)電流i2的波形為正負各180的矩形波，其相位由a角決定，有效值I2=Id。3.帶反電動勢負載時的工作情況

在|u2|>E時，才有晶閘管承受正電壓，有導(dǎo)通的可能導(dǎo)通之后，ud=u2，，直至|u2|=E，id即降至0使得晶閘管關(guān)斷，此后ud=E與電阻負載時相比，晶閘管提前了電角度δ停止導(dǎo)電，δ稱為停止導(dǎo)電角。（2-16）在a角相同時，整流輸出電壓比電阻負載時大。圖2-7單相橋式全控整流電路接反電動勢—電阻負載時的電路及波形如圖2-7b所示id波形在一周期內(nèi)有部分時間為0的情況，稱為電流斷續(xù)。與此對應(yīng)，若id波形不出現(xiàn)為0的點的情況，稱為電流連續(xù)。當時，觸發(fā)脈沖到來時，晶閘管承受負電壓，不可能導(dǎo)通。為了使晶閘管可靠導(dǎo)通，要求觸發(fā)脈沖有足夠的寬度，保證當wt=d時刻晶閘管開始承受正電壓時，觸發(fā)脈沖仍然存在。這樣，相當于觸發(fā)角被推遲為d。負載為直流電動機時，如果出現(xiàn)電流斷續(xù)則電動機的機械特性將很軟為了克服此缺點，一般在主電路中直流輸出側(cè)串聯(lián)一個平波電抗器，用來減少電流的脈動和延長晶閘管導(dǎo)通的時間這時整流電壓ud的波形和負載電流id的波形與電感負載電流連續(xù)時的波形相同，ud的計算公式亦一樣為保證電流連續(xù)所需的電感量L可由下式求出（2-17）3.1.3單相全波可控整流電路單相全波與單相全控橋從直流輸出端或從交流輸入端看均是基本一致的兩者的區(qū)別（1）單相全波中變壓器結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，繞組及鐵芯對銅、鐵等材料的消耗多（2）單相全波只用2個晶閘管，比單相全控橋少2個，相應(yīng)地，門極驅(qū)動電路也少2個；但是晶閘管承受的最大電壓為U2，是單相全控橋的2倍（3）單相全波導(dǎo)電回路只含1個晶閘管，比單相橋少1個，因而管壓降也少1個圖2-9單相全波可控整流電路及波形=90°023/2/2UVT1ud3.1.4單相橋式半控整流電路單相全控橋中，每個導(dǎo)電回路中有2個晶閘管，為了對每個導(dǎo)電回路進行控制，只需1個晶閘管就可以了，另1個晶閘管可以用二極管代替，從而簡化整個電路。如此即成為單相橋式半控整流電路（先不考慮VDR）。單相半控橋帶阻感負載的情況工作原理:

續(xù)流二極管的作用若無續(xù)流二極管，則當a突然增大至180或觸發(fā)脈沖丟失時，會發(fā)生一個晶閘管持續(xù)導(dǎo)通而兩個二極管輪流導(dǎo)通的情況，這使ud成為正弦半波，即半周期ud為正弦，另外半周期ud為零，其平均值保持恒定，稱為失控有續(xù)流二極管VDR時，續(xù)流過程由VDR完成，晶閘管關(guān)斷，避免了某一個晶閘管持續(xù)導(dǎo)通從而導(dǎo)致失控的現(xiàn)象。同時，續(xù)流期間導(dǎo)電回路中只有一個管壓降，有利于降低損耗單相橋式半控整流電路的另一種接法相當于把圖2-4a中的VT3和VT4換為二極管VD3和VD4，這樣可以省去續(xù)流二極管VDR，續(xù)流由VD3和VD4來實現(xiàn)失控??3.2三相可控整流電路

1.電阻負載電路的特點：變壓器二次側(cè)接成星形得到零線，而一次側(cè)接成三角形避免3次諧波流入電網(wǎng)三個晶閘管分別接入a、b、c三相電源，其陰極連接在一起——共陰極接法負載容量較大，或要求直流電壓脈動較小、易濾波時用基本的是三相半波可控整流電路，三相橋式全控整流電路應(yīng)用最廣3.2.1三相半波可控整流電路abcabcbcababcacabacbcbacacbabac3.2.1三相半波可控整流電路假設(shè)將電路中的晶閘管換作二極管，成為三相半波不可控整流電路.此時，相電壓最大的一個所對應(yīng)的二極管導(dǎo)通，并使另兩相的二極管承受反壓關(guān)斷，輸出整流電壓即為該相的相電壓在wt1~wt2期間，VD1導(dǎo)通，ud=ua

在wt2~wt3期間，VD2導(dǎo)通，ud=ub

在wt3~wt4期間，VD3導(dǎo)通，ud=uc二極管換相時刻為自然換相點，是各相晶閘管能觸發(fā)導(dǎo)通的最早時刻，將其作為計算各晶閘管觸發(fā)角a的起點，即a=0.a=0時的工作原理分析變壓器二次側(cè)a相繞組和晶閘管VT1的電流波形，變壓器二次繞組電流有直流分量晶閘管的電壓波形，由3段組成：第1段，VT1導(dǎo)通期間，為一管壓降，可近似為uT1=0第2段，在VT1關(guān)斷后，VT2導(dǎo)通期間，uT1=ua-ub=uab，為一段線電壓第3段，在VT3導(dǎo)通期間，uT1=ua-uc=uac為另一段線電壓圖2-13三相半波可控整流電路電阻負載，a=30時的波形

a=30時的波形負載電流處于連續(xù)和斷續(xù)之間的臨界狀態(tài)

a>30的情況特點：負載電流斷續(xù)，晶閘管導(dǎo)通角小于120

圖2-14三相半波可控整流電路，電阻負載，a=60時的波形

電阻負載時a角的移相范圍為150a=60數(shù)量關(guān)系整流電壓平均值的計算（1）a≤30時，負載電流連續(xù)當a=0時，Ud最大，為（2）a>30時，負載電流斷續(xù)，晶閘管導(dǎo)通角減小，此時有：負載電流平均值為晶閘管承受的最大反向電壓，晶閘管承受的最大正向電壓2.阻感負載特點：阻感負載，L值很大，id波形基本平直a≤30時：整流電壓波形與電阻負載時相同a>30時（如a=60時的波形如圖2-16所示）u2過零時，VT1不關(guān)斷，直到VT2的脈沖到來，才換流，由VT2導(dǎo)通向負載供電，同時向VT1施加反壓使其關(guān)斷——ud波形中出現(xiàn)負的部分阻感負載時的移相范圍為90a=60時的波形數(shù)量關(guān)系變壓器二次電流即晶閘管電流的有效值為晶閘管的額定電流為晶閘管最大正反向電壓峰值均為變壓器二次線電壓峰值圖2-16中id波形有一定的脈動，但為簡化分析及定量計算，可將id近似為一條水平線三相半波的主要缺點在于其變壓器二次電流中含有直流分量，為此其應(yīng)用較少圖2-16三相半波可控整流電路，阻感負載時的電路及a=60時的波形3.2.2三相橋式全控整流電路應(yīng)用最為廣泛共陰極組—陰極連接在一起的3個晶閘管（VT1，VT3，VT5）共陽極組—陽極連接在一起的3個晶閘管（VT4，VT6，VT2）編號： 1、3、5 4、6、2圖2-17三相橋式全控整流電路原理圖1.帶電阻負載時的工作情況a=0時的情況假設(shè)將電路中的晶閘管換作二極管進行分析對于共陰極阻的3個晶閘管，陽極所接交流電壓值最大的一個導(dǎo)通對于共陽極組的3個晶閘管，陰極所接交流電壓值最低（或者說負得最多）的導(dǎo)通任意時刻共陽極組和共陰極組中各有1個晶閘管處于導(dǎo)通狀態(tài)圖2-18三相橋式全控整流電路帶電阻負載a=0時的波形

直接從線電壓波形看，

ud為線電壓中最大的一個，因此ud波形為線電壓的包絡(luò)線從相電壓波形看，共陰極組晶閘管導(dǎo)通時，ud1為相電壓的正包絡(luò)線，共陽極組導(dǎo)通時，ud2為相電壓的負包絡(luò)線，ud=ud1-ud2是兩者的差值，為線電壓在正半周的包絡(luò)線表2-1三相橋式全控整流電路電阻負載a=0時晶閘管工作情況時段IIIIIIIVVVI共陰極組中導(dǎo)通的晶閘管VT1VT1VT3VT3VT5VT5共陽極組中導(dǎo)通的晶閘管VT6VT2VT2VT4VT4VT6整流輸出電壓udua-ub=uabua-uc=ucub-uc=ubcub-ua=ubauc-ua=ucauc-ub=ucb(1)2管同時通形成供電回路，其中共陰極組和共陽極組各1，且不能為同1相器件(2)對觸發(fā)脈沖的要求：按VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的順序，相位依次差60共陰極組VT1、VT3、VT5的脈沖依次差120，共陽極組VT4、VT6、VT2也依次差120同一相的上下兩個橋臂，脈沖相差180(3)ud一周期脈動6次，故該電路為6脈波整流電路(4)需保證同時導(dǎo)通的2個晶閘管均有脈沖可采用兩種方法：一種是寬脈沖觸發(fā)另一種是雙脈沖觸發(fā)（常用）(5)晶閘管承受的電壓波形與三相半波時相同，晶閘管承受最大正、反向電壓的關(guān)系也相同

三相橋式全控整流電路的特點a=30時的工作情況

a=60時工作情況a=90時電阻負載情況下的工作波形小結(jié)當a≤60時，ud波形均連續(xù)，對于電阻負載，id波形與ud波形形狀一樣，也連續(xù)當a>60時，ud波形每60中有一段為零，ud波形不能出現(xiàn)負值帶電阻負載時三相橋式全控整流電路a角的移相范圍是120a≤60時ud波形連續(xù)，工作情況與帶電阻負載時十分相似，各晶閘管的通斷情況、輸出整流電壓ud波形、晶閘管承受的電壓波形等都一樣區(qū)別在于：由于負載不同，同樣的整流輸出電壓加到負載上，得到的負載電流id波形不同。阻感負載時，由于電感的作用，使得負載電流波形變得平直，當電感足夠大的時候，負載電流的波形可近似為一條水平線。2．阻感負載時的工作情況圖2-22三相橋式全控整流電路帶阻感負載a=0時的波形

a=0圖2-23三相橋式全控整流電路帶阻感負載a=30時的波形a=30a>60時阻感負載時的工作情況與電阻負載時不同，電阻負載時ud波形不會出現(xiàn)負的部分，而阻感負載時，由于電感L的作用，ud波形會出現(xiàn)負的部分帶阻感負載時，三相橋式全控整流電路的a角移相范圍為90

圖2-24三相橋式整流電路帶阻感負載，a=90時的波形

a=903．定量分析當整流輸出電壓連續(xù)時（即帶阻感負載時，或帶電阻負載a≤60時）的平均值為：帶電阻負載且a>60時，整流電壓平均值為輸出電流平均值為：Id=Ud/R當整流變壓器為圖2-17中所示采用星形接法，帶阻感負載時，變壓器二次側(cè)電流波形如圖2-23中所示，為正負半周各寬120、前沿相差180的矩形波，其有效值為：晶閘管電壓、電流等的定量分析與三相半波時一致。三相橋式全控整流電路接反電勢阻感負載時，在負載電感足夠大足以使負載電流連續(xù)的情況下，電路工作情況與電感性負載時相似，電路中各處電壓、電流波形均相同，僅在計算Id時有所不同，接反電勢阻感負載時的Id為：式中R和E分別為負載中的電阻值和反電動勢的值。3.3變壓器漏感對整流電路的影響考慮包括變壓器漏感在內(nèi)的交流側(cè)電感的影響，該漏感可用一個集中的電感LB表示以三相半波為例，然后將結(jié)論推廣VT1換相至VT2的過程：因a、b兩相均有漏感，故ia、ib均不能突變，于是VT1和VT2同時導(dǎo)通，相當于將a、b兩相短路，在兩相組成的回路中產(chǎn)生環(huán)流ik。ik=ib是逐漸增大的，而ia=Id-ik是逐漸減小的。當ik增大到等于Id時，ia=0，VT1關(guān)斷,換流過程結(jié)束。圖2-25考慮變壓器漏感時的三相半波可控整流電路及波形換相重疊角——換相過程持續(xù)的時間，用電角度g表示換相過程中，整流電壓ud為同時導(dǎo)通的兩個晶閘管所對應(yīng)的兩個相電壓的平均值換相壓降——與不考慮漏感時相比，ud平均值降低的多少換相重疊角g的計算由上式得進而得出：當時,g隨其它參數(shù)變化的規(guī)律：（1）Id越大則g越大；（2）XB越大g越大；（3）當a≤90時，越小g越大。電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路①②表2-2各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計算變壓器漏抗對各種整流電路的影響注：①單相全控橋電路中，環(huán)流ik是從-Id變?yōu)镮d。本表所列通用公式不適用；

②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。變壓器漏感對整流電路影響的一些結(jié)論（1）出現(xiàn)換相重疊角g，整流輸出電壓平均值Ud降低。（2）

整流電路的工作狀態(tài)增多（3）

晶閘管的di/dt減小，有利于晶閘管的安全開通。有時人為串入進線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。（4）

換相時晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的du/dt，可能使晶閘管誤導(dǎo)通，為此必須加吸收電路。（5）

換相使電網(wǎng)電壓出現(xiàn)缺口，成為干擾源。

許多電力電子裝置要消耗無功功率，會對公用電網(wǎng)帶來不利影響：電力電子裝置還會產(chǎn)生諧波，對公用電網(wǎng)產(chǎn)生危害，包括：許多國家都發(fā)布了限制電網(wǎng)諧波的國家標準，或由權(quán)威機構(gòu)制定限制諧波的規(guī)定。國家標準（GB/T14549-93）《電能質(zhì)量

公用電網(wǎng)諧波》從1994年3月1日起開始實施。3.5整流電路的諧波和功率因數(shù)3.5.1諧波和無功功率分析基礎(chǔ)1.諧波滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級數(shù)基波（fundamental）——在傅里葉級數(shù)中，頻率與工頻相同的分量諧波——頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量諧波次數(shù)——諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）定義為Ih總諧波電流有效值2.功率因數(shù)正弦電路中的情況:電路的有功功率就是其平均功率：視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI無功功率定義為：

Q=UI

sinj功率因數(shù)l定義為有功功率P和視在功率S的比值：此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關(guān)系：功率因數(shù)是由電壓和電流的相位差j決定的：l=cos

j非正弦電路中的情況有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同公用電網(wǎng)中，通常電壓的波形畸變很小，而電流波形的畸變可能很大。因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波、電流波形為非正弦波的情況有很大的實際意義。設(shè)正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和j1。這時有功功率為：P=UI1

cosj1功率因數(shù)為：非正弦電路的無功功率定義很多，但尚無被廣泛接受的科學而權(quán)威的定義一種簡單的定義是仿照式（

）給出的：

這樣定義的無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接受，但該定義對無功功率的描述很粗糙。

基波因數(shù)——n=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）——cosj1也可仿照式（Q=UI

sinj）定義無功功率，采用符號Qf，忽略電壓中的諧波時有：Qf=UI1

sinj

1

在非正弦情況下，，因此引入畸變功率D，使得：

比較可得：

忽略電壓諧波時

這種情況下，Qf為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率，D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。3.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析1.單相橋式全控整流電路忽略換相過程和電流脈動，帶阻感負載，直流電感L為足夠大變壓器二次側(cè)電流諧波分析：n=1,3,5,…電流中僅含奇次諧波各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)功率因數(shù)計算基波電流有效值為i2的有效值I=Id基波因數(shù)為電流基波與電壓的相位差就等于控制角，故位移因數(shù)為所以，功率因數(shù)為2.三相橋式全控整流電路阻感負載，忽略換相過程和電流脈動，直流電感L為足夠大以

=30為例，交流側(cè)電壓和電流波形如圖2-20中的ua和ia波形所示。此時，電流為正負半周各120的方波，其有效值與直流電流的關(guān)系為變壓器二次側(cè)電流諧波分析：電流基波和各次諧波有效值分別為電流中僅含6k1(k為正整數(shù))次諧波各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)功率因數(shù)計算基波因數(shù)為電流基波與電壓的相位差仍為，故位移因數(shù)仍為功率因數(shù)為3.5.4整流輸出電壓和電流的諧波分析整流電路的輸出電壓中主要成分為直流，同時包含各種頻率的諧波，這些諧波對于負載的工作是不利的

=0時，m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析將縱坐標選在整流電壓的峰值處，則在-p/m~p/m區(qū)間，整流電壓的表達式為：式中，k=1，2，3…；且：對該整流輸出電壓進行傅里葉級數(shù)分解，得出：為了描述整流電壓ud0中所含諧波的總體情況，定義電壓紋波因數(shù)為ud0中諧波分量有效值UR與整流電壓平均值Ud0之比：其中U為整流電壓有效值m23612∞gu（%）48.218.274.180.9940表2-3給出了不同脈波數(shù)m時的電壓紋波因數(shù)值負載電流的傅里葉級數(shù)可由整流電壓的傅里葉級數(shù)求得：當負載為R、L和反電動勢E串聯(lián)時，上式中：n次諧波電流的幅值dn為：n次諧波電流的滯后角為：

=0時整流電壓、電流中的諧波有如下規(guī)律：（1）m脈波整流電壓ud0的諧波次數(shù)為mk（k=1，2，3...）次，即m的倍數(shù)次；整流電流的諧波由整流電壓的諧波決定，也為mk次；（2）當m一定時，隨諧波次數(shù)增大，諧波幅值迅速減小，表明最低次（m次）諧波是最主要的，其它次數(shù)的諧波相對較少；當負載中有電感時，負載電流諧波幅值dn的減小更為迅速；（3）m增加時，最低次諧波次數(shù)增大，且幅值迅速減小，電壓紋波因數(shù)迅速下降。

不為0時的情況：m波整流電壓諧波的一般表達式十分復(fù)雜，下面給出三相橋式整流電路的結(jié)果，說明諧波電壓與

角的關(guān)系以n為參變量，n次諧波幅值（取標幺值）對

的關(guān)系如右圖所示當

從0~90變化時，ud的諧波幅值隨

增大而增大

=90時諧波幅值最大

從90~180之間電路工作于有源逆變工作狀態(tài)，ud的諧波幅值隨

增大而減小3.6大功率可控整流電路3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路繞組的極性相反的目的：消除直流磁通勢如圖可知，雖然兩組相電流的瞬時值不同，但是平均電流相等而繞組的極性相反，所以直流安匝互相抵消。圖2-36

雙反星形電路，=0時兩組整流電壓、電流波形twwtud1uaubuciaud2ia'uc'ua'ub'uc'OwtOOwtOId12Id16Id12Id163.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路接平衡電抗器的原因：當電壓平均值和瞬時值均相等時，才能使負載均流。兩組整流電壓平均值相等，但瞬時值不等。兩個星形的中點n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差。該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過兩組星形自成回路，不流到負載中去，稱為環(huán)流或平衡電流。為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負載額定電流的1%～2%以內(nèi)。3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路：只能有一個晶閘管導(dǎo)電，其余五管均阻斷，每管最大導(dǎo)通角為60o，平均電流為Id/6。當α=0o

時，Ud為1.35U2，比三相半波時的1.17U2略大些。因晶閘管導(dǎo)電時間短，變壓器利用率低，極少采用。平衡電抗器的作用：使得兩組三相半波整流電路同時導(dǎo)電。對平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵。3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路平衡電抗器使得兩組三相半波整流電路同時導(dǎo)電的原理分析：圖2-37

平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形圖2-38

平衡電抗器作用下兩個晶閘管同時導(dǎo)電的情況平衡電抗器Lp承擔了n1、n2間的電位差，它補償了ub′和ua的電動勢差，使得ub′和ua兩相的晶閘管能同時導(dǎo)電。（2-97）（2-98）

時，ub′>ua，VT6導(dǎo)通，此電流在流經(jīng)LP時，LP上要感應(yīng)一電動勢up，其方向是要阻止電流增大。可導(dǎo)出Lp兩端電壓、整流輸出電壓的數(shù)學表達式如下：upud1,ud2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路原理分析(續(xù))：圖2-37

平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形圖2-38

平衡電抗器作用下兩個晶閘管同時導(dǎo)電的情況雖然，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時導(dǎo)通。

時間推遲至ub′與ua的交點時，ub′=ua

，。之后ub′<ua

，則流經(jīng)ub′相的電流要減小，但Lp有阻止此電流減小的作用，up的極性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6繼續(xù)導(dǎo)電。

直到uc′>ub′

，電流才從VT6換至VT2。此時VT1、VT2同時導(dǎo)電。每一組中的每一個晶閘管仍按三相半波的導(dǎo)電規(guī)律而各輪流導(dǎo)電。upud1,ud2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路由上述分析以可得：圖2-37

平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形平衡電抗器中點作為整流電壓輸出的負端，其輸出的整流電壓瞬時值為兩組三相半波整流電壓瞬時值的平均值。波形如圖2-37a。（2-98）諧波分析分析詳見P75-P76。ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波。直流平均電壓為：u,uupd1d2OO60°360°t1ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

=30、

=60和

=90時輸出電壓的波形分析圖2-39當

=30、60、90時，雙反星形電路的輸出電壓波形

分析輸出波形時，可先求出ud1和ud2波形，然后根據(jù)式（2-98）做出波形(ud1+ud2)/2。輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動程度減小了，脈動頻率加大一倍，f=300Hz。電感負載情況下，移相范圍是90。電阻負載情況下，移相范圍為120。。90=a。60=a。30=audududwtOwtOwtOuaubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'3.6.1帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為:Ud=1.17U2cos

將雙反星形電路與三相橋式電路進行比較可得出以下結(jié)論：三相橋為兩組三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器。當U2相等時，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是單相橋的2倍。兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣。3.6.2多重化整流電路概述：整流裝置功率進一步加大時，所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路。原理：按照一定的規(guī)律將兩個或更多的相同結(jié)構(gòu)的整流電路進行組合得到。目標：

移項多重聯(lián)結(jié)減少交流側(cè)輸入電流諧波，串聯(lián)多重整流電路采用順序控制可提高功率因數(shù)。3.6.2多重化整流電路1)移相多重聯(lián)結(jié)圖2-40

并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路有并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)和串聯(lián)多重聯(lián)結(jié)?？蓽p少輸入電流諧波，減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器。使用平衡電抗器來平衡2組整流器的電流。2個三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路。3.6.2多重化整流電路移相30構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路圖2-41

移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路圖2-42

移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路電流波形整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30、大小相等的兩組電壓。該電路為12脈波整流電路。星形三角形0a)b)c)d)ia1Id180°360°ia2iab2'iAIdiab2wtwtwtwt000Id2333Id33IdId323(1+

)Id323(1+)Id33Id133.6.2多重化整流電路iA基波幅值Im1和n次諧波幅值Imn分別如下：（2-103）（2-104）即輸入電流諧波次數(shù)為12k±1，其幅值與次數(shù)成反比而降低。該電路的其他特性如下：直流輸出電壓位移因數(shù)cosj1=cosa（單橋時相同）功率因數(shù)l=ncosj1

=0.9886cosa3.6.2多重化整流電路利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯開20，可將三組橋構(gòu)成串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路：整流變壓器采用星形三角形組合無法移相20，需采用曲折接法。整流電壓ud在每個電源周期內(nèi)脈動18次，故此電路為18脈波整流電路。交流側(cè)輸入電流諧波更少，為18k±1次（k=1,2,3…），ud的脈動也更小。輸入位移因數(shù)和功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa=0.9949cosa3.6.2多重化整流電路將整流變壓器的二次繞組移相15，可構(gòu)成串聯(lián)4重聯(lián)結(jié)電路：

為24脈波整流電路。其交流側(cè)輸入電流諧波次為24k±1，k=1，2，3…。輸入位移因數(shù)功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa=0.9971cosa采用多重聯(lián)結(jié)的方法并不能提高位移因數(shù)，但可使輸入電流諧波大幅減小，從而也可以在一定程度上提高功率因數(shù)。3.6.2多重化整流電路2)多重聯(lián)結(jié)電路的順序控制只對一個橋的角進行控制，其余各橋的工作狀態(tài)則根據(jù)需要輸出的整流電壓而定。

或者不工作而使該橋輸出直流電壓為零。或者=0而使該橋輸出電壓最大。根據(jù)所需總直流輸出電壓從低到高的變化，按順序依次對各橋進行控制，因而被稱為順序控制。不能降低輸入電流諧波，但是總功率因數(shù)可以提高。我國電氣機車的整流器大多為這種方式。2.6.2多重化整流電路

3重晶閘管整流橋順序控制圖2-43

單相串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路及順序控制時的波形控制過程可詳見教材P78。從電流i的波形可以看出，雖然波形并為改善，但其基波分量比電壓的滯后少，因而位移因數(shù)高，從而提高了總的功率因數(shù)。a)db)c)iId2IduOap+a3.7整流電路的有源逆變工作狀態(tài)2.7.1逆變的概念1.什么是逆變？為什么要逆變？逆變（invertion）—把直流電轉(zhuǎn)變成交流電，整流的逆過程例：電力機車下坡行駛,卷揚機下降過程等逆變電路—把直流電逆變成交流電的電路有源逆變電路——交流側(cè)和電網(wǎng)連結(jié)應(yīng)用：直流可逆調(diào)速系統(tǒng)、交流繞線轉(zhuǎn)子異步電動機串級調(diào)速以及高壓直流輸電等對于可控整流電路，滿足一定條件就可工作于有源逆變。既工作在整流狀態(tài)又工作在逆變狀態(tài)，稱為變流電路無源逆變——變流電路的交流側(cè)不與電網(wǎng)聯(lián)接，而直接接到負載圖2-44b回饋制動狀態(tài)，M作發(fā)電運轉(zhuǎn)，此時，EM>EG，電流反向，從M流向G故M輸出電功率，G則吸收電功率，M軸上輸入的機械能轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔芊此徒oG圖2-44c兩電動勢順向串聯(lián)，向電阻R

供電，G和M均輸出功率，由于R一般都很小，實際上形成短路，在工作中必須嚴防這類事故發(fā)生2.直流發(fā)電機—電動機系統(tǒng)電能的流轉(zhuǎn)圖2-44aM電動運轉(zhuǎn),EG>EM,電流Id從G流向M，M吸收電功率3.逆變產(chǎn)生的條件單相全波電路代替上述發(fā)電機M電動運行，全波電路工作在整流狀態(tài),

在0~/2間，Ud為正值,并且Ud>EM，才能輸出Id

交流電網(wǎng)輸出電功率電動機則輸入電功率M回饋制動，由于晶閘管的單向?qū)щ娦?，Id方向不變，欲改變電能的輸送方向，只能改變EM極性。為了防止兩電動勢順向串聯(lián)，Ud極性也必須反過來，即Ud應(yīng)為負值，且|EM

|>|Ud|，才能把電能從直流側(cè)送到交流側(cè),實現(xiàn)逆變電能的流向與整流時相反,M輸出電功率,電網(wǎng)吸收電功率Ud可通過改變來進行調(diào)節(jié)，逆變狀態(tài)時Ud為負值，逆變時在/2~間半控橋或有續(xù)流二極管的電路，因其整流電壓ud不能出現(xiàn)負值，也不允許直流側(cè)出現(xiàn)負極性的電動勢，故不能實現(xiàn)有源逆變。欲實現(xiàn)有源逆變，只能采用全控電路。產(chǎn)生逆變的條件有二（1）有直流電動勢，其極性和晶閘管導(dǎo)通方向一致，其值大于變流器直流側(cè)平均電壓（2）晶閘管的控制角

>/2，使Ud為負值3.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)逆變和整流的區(qū)別：控制角不同0<<p

/2時，電路工作在整流狀態(tài)p

/2<

<

p時，電路工作在逆變狀態(tài)可沿用整流的辦法來處理逆變時有關(guān)波形與參數(shù)計算等問題把a>p/2時的控制角用p-a=b表示，b稱為逆變角而逆變角b和控制角a的計量方向相反，其大小自b=0的起始點向左方計量三相橋式電路工作于有源逆變狀態(tài)時波形如圖2-46所示有源逆變狀態(tài)時各電量的計算：Ud=-2.34U2cosb=

-1.35U2Lcosb直流電壓:輸出直流電流:從交流電源送到直流側(cè)負載的有功功率為

Pd=RId2+EMId晶閘管的電流:有效值為:平均值:變壓器二次側(cè)線電流的有效值:3.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制（1）觸發(fā)電路工作不可靠，不能適時、準確地給各晶閘管分配脈沖，如脈沖丟失、脈沖延時等，致使晶閘管不能正常換相（2）晶閘管發(fā)生故障，該斷時不斷，或該通時不通（3）交流電源缺相或突然消失.（4）換相的裕量角不足,引起換相失敗逆變失敗（逆變顛覆）——逆變時，一旦換相失敗，外接直流電源就會通過晶閘管電路短路，或使變流器的輸出平均電壓和直流電動勢變成順向串聯(lián)，形成很大短路電流

1.逆變失敗的原因

換相重疊角的影響當b>g時，換相結(jié)束時，晶閘管能承受反壓而關(guān)斷。如果b<g時，該通的晶閘管（VT2）會關(guān)斷，而應(yīng)關(guān)斷的晶閘管（VT1)不能關(guān)斷，最終導(dǎo)致逆變失敗。2.確定最小逆變角bmin的依據(jù)逆變時允許采用的最小逆變角b應(yīng)等于bmin=d+g+q′為對重疊角的范圍有所了解，舉例如下：某裝置整流電壓為220V，整流電流800A，整流變壓器容量為240kV。A，短路電壓比Uk%為5%的三相線路，其的值約15~20。晶閘管的關(guān)斷時間tq折合的電角度，tq大的可達200~300ms，折算到電角度約4~5換相重疊角，隨直流平均電流和換相電抗的增加而增大安全裕量角。主要針對脈沖不對稱程度（一般可達5）。值約取為10最小角一般取30--353.8相控電路的驅(qū)動控制相控電路：晶閘管可控整流電路，通過控制觸發(fā)角a的大小即控制觸發(fā)脈沖起始相位來控制輸出電壓大小采用晶閘管相控方式時的交流交流電力變換電路和交交變頻電路（第4章）相控電路的驅(qū)動控制為保證相控電路的正常工作，很重要的一點是應(yīng)保證按觸發(fā)角a的大小在正確的時刻向電路中的晶閘管施加有效的觸發(fā)脈沖。對于相控電路這樣使用晶閘管的場合，也習慣稱為觸發(fā)控制，相應(yīng)的電路習慣稱為觸發(fā)電路本節(jié)主要內(nèi)容大、中功率的變流器對觸發(fā)電路的精度要求較高，對輸出的觸發(fā)功率要求較大，故廣泛應(yīng)用的是晶體管觸發(fā)電路，其中以同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路應(yīng)用最多在第1章已簡單介紹了觸發(fā)電路應(yīng)滿足的要求、晶閘管觸發(fā)脈沖的放大等內(nèi)容，較為孤立。本節(jié)主要介紹觸發(fā)脈沖與晶閘管所處電路相結(jié)合3.8.1同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路輸出可為雙窄脈沖（適用于有兩個晶閘管同時導(dǎo)通的電路），也可為單窄脈沖三個基本環(huán)節(jié)：脈沖的形成與放大、鋸齒波的形成和脈沖移相、同步環(huán)節(jié)。此外，還有強觸發(fā)和雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)1．脈沖形成環(huán)節(jié)V4、V5——脈沖形成V7、V8——脈沖放大控制電壓uco加在V4基極上。uco對脈沖的控制作用及脈沖形成：uco=0時，V4截止。V5飽和導(dǎo)通。V7、V8處于截止狀態(tài)，無脈沖輸出。電容C3充電，充滿后電容兩端電壓接近2E1(30V)Uco=0.7V時，V4導(dǎo)通，A點電位由+E1(+15V)1.0V左右，V5基極電位約-2E1(-30V)，V5立即截止。V5集電極電壓由-E1(-15V)+2.1V，V7、V8導(dǎo)通，輸出觸發(fā)脈沖。電容C3放電和反向充電，使V5基極電位，直到ub5>-E1(-15V)，V5又重新導(dǎo)通。使V7、V8截止，輸出脈沖終止。脈沖前沿由V4導(dǎo)通時刻確定，脈沖寬度與反向充電回路時間常數(shù)R11C3有關(guān)電路的觸發(fā)脈沖由脈沖變壓器TP二次側(cè)輸出，其一次繞組接在V5集電極電路中2.鋸齒波的形成和脈沖移相環(huán)節(jié)電路組成鋸齒波電壓形成的方案較多，如采用自舉式電路、恒流源電路等恒流源電路方案由V1、V2、V3和C2等元件組成V1、VS、RP2和R3為一恒流源電路

工作原理V2截止時，恒流源電流I1c對電容C2充電，調(diào)節(jié)RP2，即改變C2的恒定充電電流I1c，可見RP2是用來調(diào)節(jié)鋸齒波斜率的。V2導(dǎo)通時，因R4很小故C2迅速放電，ub3電位迅速降到零伏附近V2周期性地通斷，ub3便形成一鋸齒波，同樣ue3也是一個鋸齒波射極跟隨器V3的作用是減小控制回路電流對鋸齒波電壓ub3的影響V4基極電位由鋸齒波電壓、控制電壓uco、直流偏移電壓up三者作用的疊加所定如果uco=0，up為負值時，b4點的波形由uh+確定當uco為正值時，b4點的波形由uh++確定M點是V4由截止到導(dǎo)通的轉(zhuǎn)折點，也就是脈沖的前沿加up的目的是為了確定控制電壓uco=0時脈沖的初始相位

三相全控橋時的情況:接感性負載電流連續(xù)時，脈沖初始相位應(yīng)定在=90；如果是可逆系統(tǒng)，需要在整流和逆變狀態(tài)下工作，要求脈沖的移相范圍理論上為180（由于考慮min和bmin，實際一般為120），由于鋸齒波波形兩端的非線性，因而要求鋸齒波的寬度大于180，例如240，此時，令uco=0，調(diào)節(jié)up的大小使產(chǎn)生脈沖的M點移至鋸齒波240的中央（120處），相應(yīng)于=90的位置。如uco為正值，M點就向前移，控制角<90，晶閘管電路處于整流工作狀態(tài)如uco為負值，M點就向后移，控制角>90，晶閘管電路處于逆變狀態(tài)。

同步——要求觸發(fā)脈沖的頻率與主電路電源的頻率相同且相位關(guān)系確定鋸齒波是由開關(guān)V2管來控制的V2開關(guān)的頻率就是鋸齒波的頻率——由同步變壓器所接的交流電壓決定V2由導(dǎo)通變截止期間產(chǎn)生鋸齒波——鋸齒波起點基本就是同步電壓由正變負的過零點V2截止狀態(tài)持續(xù)的時間就是鋸齒波的寬度——取決于充電時間常數(shù)R1C13同步環(huán)節(jié)

V5、V6構(gòu)成“或”門當V5、V6都導(dǎo)通時，V7、V8都截止，沒有脈沖輸出只要V5、V6有一個截止，都會使V7、V8導(dǎo)通，有脈沖輸出第一個脈沖由本相觸發(fā)單元的uco對應(yīng)的控制角

產(chǎn)生隔60的第二個脈沖是由滯后60相位的后一相觸發(fā)單元產(chǎn)生（通過V6）4.雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)---內(nèi)雙脈沖電路三相橋式全控整流電路的情況Unit-1X1Y1Unit-2X2Y2Unit-3X3Y3Unit-4X4Y4Unit-5X5Y5Unit-6X6Y6VT1VT2VT3VT4VT5VT6主脈沖輔脈沖3.8.2集成觸發(fā)器可靠性高，技術(shù)性能好，體積小，功耗低，調(diào)試方便晶閘管觸發(fā)電路的集成化已逐漸普及，已逐步取代分立式電路目前國內(nèi)常用的有KJ系列和KC系列，下面以KJ系列為例KJ004:與分立元件的鋸齒波移相觸發(fā)電路相似,分為同步、鋸齒波形成、移相、脈沖形成、脈沖分選及脈沖放大幾個環(huán)節(jié)完整的三相全控橋觸發(fā)電路KJ041內(nèi)部是由12個二極管構(gòu)成的6個或門一個KJ004輸出2個相位間隔180的脈沖模擬與數(shù)字觸發(fā)電路以上觸發(fā)電路為模擬的，優(yōu)點：結(jié)構(gòu)簡單、可靠，缺點：易受電網(wǎng)電壓影響，觸發(fā)脈沖不對稱度較高，可達3~4，精度低數(shù)字觸發(fā)電路：脈沖對稱度很好，如基于8位單片機的數(shù)字觸發(fā)器精度可達0.7~1.53.8.3觸發(fā)電路的定相觸發(fā)電路的定相——觸發(fā)電路應(yīng)保證每個晶閘管觸發(fā)脈沖與施加于晶閘管的交流電壓保持固定、正確的相位關(guān)系措施：同步變壓器原邊接入為主電路供電的電網(wǎng)，保證頻率一致觸發(fā)電路定相的關(guān)鍵是確定同步信號與晶閘管陽極電壓的關(guān)系圖2-58三相全控橋中同步電壓與主電路電壓關(guān)系示意圖Ua三相橋整流器，采用鋸齒波同步觸發(fā)電路時的情況同步信號負半周的起點對應(yīng)于鋸齒波的起點，通常使鋸齒波的上升段為240，上升段起始的30和終了的30線性度不好，舍去不用，使用中間的180。使Ud=0的觸發(fā)角

為90。當<90時為整流工作，>90時為逆變工作將=90確定為鋸齒波的中點，鋸齒波向前向后各有90的移相范圍。于是=90與同步電壓的300對應(yīng)，也就是=0與同步電壓的210對應(yīng)。由圖2-58及2.2節(jié)關(guān)于三相橋的介紹可知，=0對應(yīng)于ua的30的位置，則同步信號的180與ua的0對應(yīng)，說明VT1的同步電壓應(yīng)滯后于ua180

圖2-59同步變壓