一種新型雙頻控制高壓大功率逆變器

一種新型雙頻控制高壓大功率逆變器

0多電平變壓器壓電機大型逆變器廣泛應(yīng)用于能源電子技術(shù)領(lǐng)域，如大型能源裝置、電源容量濾波和靜態(tài)功率補償裝置。在高壓大相器的情況下，由于gto等大型開關(guān)裝置的開關(guān)頻率和開關(guān)容量之間存在矛盾，因此很難應(yīng)用spwm技術(shù)來提高傳統(tǒng)寬帶電源控制器的性能。因此，人們在電路投影和控制策略等方面做了大量工作，通過提高逆能力來提高性能。傳統(tǒng)的兩電平逆變器,為了獲得大功率一般依靠開關(guān)器件串并聯(lián)來實現(xiàn),但這將帶來靜態(tài)均壓、動態(tài)均壓以及均流等一系列問題,技術(shù)上的不確定因素很多,并且輸出電壓諧波較大。早期提高大容量的方法是采用多重化技術(shù)。在電壓型逆變器中,為了減小諧波,常常把幾個矩形波輸出組合成正弦波。多重化系統(tǒng)具有輸出功率大運行效率高可改善單臺裝置輸出諧波等優(yōu)點,但同時存在以下不足:控制采用脈幅調(diào)制,系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)差,必須使用特殊設(shè)計的變壓器,這將會使系統(tǒng)成本和損耗大大增加,且由于磁飽和以及沖擊電流等原因增加了控制的難度。上述傳統(tǒng)的逆變器在實現(xiàn)大功率的同時,在性能上并未有太多突破,且以系統(tǒng)的復(fù)雜性和高成本為代價。近年來,多電平逆變器越來越多受到關(guān)注。它一般是由幾個電平臺階(典型情況是電容電壓)合成階梯波以逼近正弦輸出電壓。這種變換器的輸出波形具有更好的諧波頻譜,每個開關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力較小,開關(guān)器件工作在輸出電壓基頻以下,開關(guān)損耗小,因而這種變換器已成為研究的熱點。但是多電平逆變器存在這樣的缺點:需要大量的箝位二極管或箝位電容,存在中點電壓不平衡問題,輸出波形在五電平以上則控制上非常復(fù)雜,級聯(lián)式多電平逆變器需要較多的獨立電源。1率變壓器輔變壓器雙頻控制大功率逆變器單相電路拓?fù)淙鐖D1所示。該拓?fù)溆梢粋€五電平二極管箝位式低頻大功率逆變器主逆變器和一個五電平二極管箝位式高頻小功率逆變器(輔逆變器)級聯(lián)組合而成。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單,避免了傳統(tǒng)的大功率逆變器使用大量的嵌位二極管和獨立電容。主逆變器主要用于輸出功率,可以采用GTO等低頻開關(guān)器件,這樣就可以提高功率等級;而輔逆變器不主要承擔(dān)處理功率的任務(wù),可以采用IGBT等高頻開關(guān)器件,主要用于提高波形質(zhì)量和改善系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)性能,這樣可以充分利用高低頻開關(guān)器件的優(yōu)點在提高整個系統(tǒng)容量的同時,改善系統(tǒng)響應(yīng)速度和提高系統(tǒng)的效率。2雙頻控制畸變模擬2.1帶參數(shù)波形的輸出電壓主逆變器采用固定脈寬的階梯波控制方式,整個逆變器開關(guān)管工作在低頻(工頻)狀態(tài),這樣大功率逆變器的開關(guān)損耗較低。針對五電平低頻逆變器,采用一種可以消除3、5次諧波的定脈寬控制方式,其原理如下:圖2表示2m+1(m為大于1的整數(shù))電平逆變器輸出的四分之一周期波形(假定輸出波形是完全對稱的),為減小輸出電壓的低次諧波,可以對輸出電壓波形的每階電平的高度和寬度進(jìn)行優(yōu)化調(diào)節(jié)。由于波形具有奇對稱性和半波對稱性,故上述波形的傅里葉展開式中沒有余弦項,也沒有直流分量和偶次諧波分量,由此可得輸出電壓的以下表達(dá)式:式中E0=0,m———四分之一周期波形對應(yīng)的電平階數(shù);對于本文的變流器拓?fù)?由于每階電平的高度一定,故只能調(diào)節(jié)電平的寬度。如對于5電平拓?fù)鋗=2,每階電平高度為E/2(E為電壓源電壓值),故5電平輸出電壓波形的傅里葉表達(dá)式為從式中可知第h次諧波為由上述諧波表達(dá)式可以看出,對于5電平輸出而言,可以通過選擇適當(dāng)?shù)碾娖綄挾葋硐?、5次諧波,令e3=e5=0,可得θ1=π/15,θ2=4π/15。主逆變器的輸出仿真波形如圖3所示,在仿真中Em1=Em2=2.5kV,輸出頻率為50Hz,圖中θ1=12°,θ2=48°。2.2現(xiàn)代網(wǎng)絡(luò)仿真輔逆變器的控制采用多電平PWM調(diào)制策略—PD方式(所有載波相位相同),其中調(diào)制信號為理想輸出正弦波信號與低頻大功率逆變器輸出信號的差值,該調(diào)制信號與四個三角載波信號相比較實現(xiàn)高頻PWM調(diào)制,因此輸出可控的PWM波形,從而改善組合式逆變器的輸出波形。多電平PWM調(diào)制的幅度調(diào)制比ma、載波比mf的定義見式(4)、(5),式中Am為調(diào)制波的幅值,Ac為三角載波的峰峰值,n為輸出的電平數(shù),fc為載波頻率,fm為調(diào)制波頻率;仿真中調(diào)制信號和載波信號的示意見圖4(只表示了1/4周期)。圖5表示五電平二極管箝位式低壓高頻逆變器的輸出仿真波形,在仿真中Es1=Es2=0.75kV,理想輸出的正弦波幅值為4.98kV,載波頻率為10kHz,ma=0.94,mf=200,通過改變ma還可以對輸出電壓在一定范圍內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)控制。2.3雙頻控制變壓器輸出波形雙頻控制逆變器的輸出波形如圖6所示,它由主逆變器和輔逆變器的輸出疊加而成。由圖6可見,雙頻控制逆變器的總輸出波形為多電平的PWM波形。圖7表示雙頻控制逆變器的輸出波形頻譜,由圖可見基波幅值為4.94kV,除了在載波頻率(10kHz)處有較低的諧波含量外,其余的諧波含量非常小,總諧波畸變(THD)約為4.9%。31.消除倒灌電流的新控制方案3.1致低壓變壓器直流側(cè)電壓升降對于級聯(lián)型雙頻控制多電平逆變器,當(dāng)高壓逆變器與低壓逆變器的輸出電壓極性相反時,會出現(xiàn)高壓逆變器向低壓逆變器倒灌電流的現(xiàn)象,這將導(dǎo)致低壓逆變器直流側(cè)電壓升高、逆變器的損耗增加等問題。針對雙頻控制逆變器,本文提出一種新的控制方案來克服電流倒灌的問題。在這種方案中,對五電平二極管箝位式低頻大功率逆變器采用一種特殊的固定脈寬調(diào)制策略,使任意時刻雙頻控制逆變器理想輸出正弦波的絕對值都大于工頻階梯波輸出的絕對值,這樣高頻小功率逆變器的誤差調(diào)制信號在半個工頻周期內(nèi)就始終為單極性的,避免了高低頻逆變器之間出現(xiàn)電流倒灌現(xiàn)象。3.2理想的培養(yǎng)特性采用該方案,五電平主逆變器輸出的5個階梯電平ei為:+2E/3、E/3、0、-E/3、-2E/3(其中E為理想輸出正弦波的最大值),相應(yīng)電平發(fā)生變化的時刻為ti(ti如式(6)所示,ei為相應(yīng)的電平),相應(yīng)電平的脈寬為時間段ti-ti-1。在仿真中,理想輸出的正弦波幅值E=7.5kV,主逆變器的Em1=Em2=2.5kV,輸出頻率為50Hz;低壓逆變器Es1=Es2=1.25kV,fc為10kHz,ma為0.98。圖8表示了主逆變器的輸出波形(五電平階梯波)和雙頻控制逆變器的理想輸出波形(正弦波);圖9表示了輔逆變器的輸出波形,由于采用新的控制方案,輔逆變器的調(diào)制信號在半個輸出周期內(nèi)始終是單極性的,故輔逆變器的輸出信號與主逆變器的輸出信號極性相同,從而消除了主逆變器向輔逆變器倒灌電流的現(xiàn)象;圖10、圖11分別表示了雙頻控制逆變器的輸出波形及其頻譜,由頻譜可見輸出波形的基波幅值為7.3kV,總諧波畸變(THD)約為4.5%。4功率控制方案設(shè)計為了使大功率逆變器在提高容量的同時改善性能,本文給出了一種級聯(lián)型雙頻控制大功率逆變器拓?fù)?其中主逆變器(低頻逆變器)主要用于輸出功率,采用固定脈寬控制方式,控制較簡單,可以采用GTO等大功率開關(guān)器件;輔逆變器(高頻逆變