基于電壓補(bǔ)償分量注入的三電平脈沖整流器控制點(diǎn)電位無(wú)偏移

基于電壓補(bǔ)償分量注入的三電平脈沖整流器控制點(diǎn)電位無(wú)偏移

0負(fù)載不平衡問(wèn)題的svpwm方法及應(yīng)用脈沖清洗機(jī)是傳輸傳動(dòng)系統(tǒng)的重要組成部分。目前，我國(guó)高速動(dòng)車(chē)組和大型通信設(shè)備的脈沖變流器采用脈寬調(diào)節(jié)（6m）技術(shù)，因此也被稱(chēng)為vm整流器。該結(jié)構(gòu)分為兩個(gè)電池和三個(gè)電池。相比兩電平結(jié)構(gòu),三電平拓?fù)渚哂邪雽?dǎo)體開(kāi)關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力較低、等效開(kāi)關(guān)頻率高、容量大、諧波失真更低和電能質(zhì)量更佳等優(yōu)點(diǎn)。目前,單相三電平二極管箝位型(NPC)結(jié)構(gòu)已經(jīng)廣泛應(yīng)用于高速鐵路電力牽引交流傳動(dòng)系統(tǒng)中。但是電路元件特性的不平衡、非理想的開(kāi)關(guān)器件特性等多方面的原因都會(huì)引起三電平整流器中性點(diǎn)電壓不平衡的問(wèn)題。在交-直-交傳動(dòng)系統(tǒng)中,三電平逆變器中點(diǎn)電位未能控制達(dá)到平衡,可等效為整流器的負(fù)載不平衡,同樣會(huì)引起整流器中點(diǎn)電位不平衡現(xiàn)象的產(chǎn)生。針對(duì)單相三電平整流器中點(diǎn)電位不平衡的問(wèn)題,文獻(xiàn)提出了一種依靠調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間的方式來(lái)控制中點(diǎn)電位,但是實(shí)時(shí)地改變死區(qū)時(shí)間存在損壞半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)器件的風(fēng)險(xiǎn)。文獻(xiàn)[7-10]在建立整流器的d-q坐標(biāo)系模型和d-q坐標(biāo)解耦控制的基礎(chǔ)上,在三電平SVPWM算法中通過(guò)調(diào)節(jié)冗余矢量作用時(shí)間來(lái)達(dá)到三電平整流器兩電容電荷平衡的目的。文獻(xiàn)[11-14]中指出,通過(guò)在調(diào)制信號(hào)中注入零序電壓分量的方法,可以有效地平衡三相三電平逆變器的直流側(cè)中點(diǎn)電位。文獻(xiàn)[15-16]將該零序電壓分量注入方法推廣到了三相三電平整流器中。文獻(xiàn)將三相三電平變流器中零序電壓分量注入的中點(diǎn)電位控制方法擴(kuò)展到了單相三電平整流器,通過(guò)合理地設(shè)計(jì)零序電壓分量,該中點(diǎn)電位平衡方法不會(huì)引起附加的開(kāi)關(guān)損耗。但是鮮有文獻(xiàn)研究在負(fù)載不平衡的惡劣條件下,零序電壓分量的設(shè)計(jì)與選取范圍的計(jì)算方法。文獻(xiàn)針對(duì)單相三電平整流器負(fù)載不平衡情況下,采用SVPWM策略,利用一個(gè)非線(xiàn)性控制和組合冗余開(kāi)關(guān)函數(shù)的方法,確保兩電容電壓相等,但是沒(méi)有研究負(fù)載極端不平衡情況下,能否控制中點(diǎn)電位達(dá)到平衡。本文以單相三電平脈沖整流器為研究對(duì)象,首先詳細(xì)分析了傳統(tǒng)載波脈寬調(diào)制CBPWM(CarrierBasedPulseWidthModulation)的基本原理,然后基于注入電壓補(bǔ)償分量VOI(VoltageOffsetInjection)的CBPWM-VOI調(diào)制算法,提出了一種針對(duì)負(fù)載不平衡情況下中點(diǎn)電位平衡控制方法;并給出了極端情況下,無(wú)法控制中點(diǎn)電位達(dá)到平衡的負(fù)載不平衡度條件。最后通過(guò)計(jì)算機(jī)仿真和小功率樣機(jī)實(shí)驗(yàn)對(duì)該方法的有效性和可行性進(jìn)行了對(duì)比驗(yàn)證研究。1理想開(kāi)關(guān)狀態(tài)的u單相三電平脈沖整流器主電路如圖1所示,圖中兩負(fù)載中點(diǎn)m與兩電容中點(diǎn)o相連。uN和iN分別為交流側(cè)輸入電壓和電流,LN和RN分別為變壓器繞組等效漏感和電阻,VTa1、VTa2、VTa3、VTa4為a橋臂開(kāi)關(guān)器件,VTb1、VTb2、VTb3、VTb4為b橋臂開(kāi)關(guān)器件,uab為整流橋的輸入電壓,u1和u2分別為電容C1和C2的電壓,i1和i2分別為電容C1和C2流入o端的電流,ip、in和io分別為流入p端、n端和o端的電流,R1和R2為等效負(fù)載,im為直流側(cè)負(fù)載中點(diǎn)流向電容中點(diǎn)的電流。為了便于分析,定義理想開(kāi)關(guān)函數(shù)Si(i=a,b)為:根據(jù)式(1),可得出該整流器的9種工作模式對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)及電壓值如表1所示。根據(jù)式(1)和表1,uao和ubo可以表示為:用式(2)中第一式減第二式,可以得出整流橋的輸入電壓uab為:假設(shè)開(kāi)關(guān)器件為理想模型,在換向過(guò)程中沒(méi)有功率和能量損耗。因此交流側(cè)與直流側(cè)瞬時(shí)功率應(yīng)該相等,可得:將式(3)代入式(4)可求解得:對(duì)圖1所示主電路中的m、p、n、o結(jié)點(diǎn)采用基爾霍夫電流定律(KCL),可得:聯(lián)立式(6)、式(5)可以解得:假設(shè)直流側(cè)兩電容大小相等(C=C1=C2),根據(jù)式(6)還可得:令uΔ=u1-u2為兩電容的電壓差,將uΔ和式(6)中的im代入式(8)可得:2cbpwm-voi算法采用傳統(tǒng)的三電平脈沖整流器CBPWM算法時(shí),將a相和b相的調(diào)制信號(hào)歸一化為ua和ub,并且滿(mǎn)足:其中,u*ab為整流器輸入電壓調(diào)制信號(hào)。將ua和ub分別與正側(cè)和負(fù)側(cè)三角載波相比較來(lái)生成PWM信號(hào)。其調(diào)制原理為:其中,i=a,b;uc+和uc-分別為正側(cè)載波和負(fù)側(cè)載波信號(hào)。由于對(duì)稱(chēng)性,傳統(tǒng)CBPWM算法在開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi),當(dāng)ua≥0時(shí),出現(xiàn)的冗余狀態(tài)為(10)和(0-1),且作用時(shí)間相等;當(dāng)ua<0時(shí),出現(xiàn)的冗余狀態(tài)為(01)和(-10),作用時(shí)間也相等。由式(7)可知,此調(diào)制算法不能改變中點(diǎn)電流io的大小。根據(jù)式(9),因?yàn)樨?fù)載的不平衡,無(wú)論中點(diǎn)電位是否平衡,傳統(tǒng)CBPWM算法都無(wú)法調(diào)節(jié)冗余狀態(tài)的作用時(shí)間來(lái)使其維持平衡。為了通過(guò)調(diào)節(jié)冗余狀態(tài)的作用時(shí)間來(lái)有效地控制中點(diǎn)電位和減小開(kāi)關(guān)損耗,本節(jié)引入CBPWM-VOI算法。注入電壓補(bǔ)償分量uz后,新合成的a相和b相調(diào)制信號(hào)ua*和ub*可以表示為:圖2、圖3分別給出了調(diào)制信號(hào)在區(qū)域范圍內(nèi)時(shí),單相三電平脈沖整流器CBPWM-VOI算法示意圖。從圖2和圖3中可以看出當(dāng)-1≤u*ab≤0時(shí),出現(xiàn)的冗余狀態(tài)為(01)和(-10),注入電壓補(bǔ)償分量后,其作用時(shí)間T(01)和T(-10)可以分別表示如式(13)、(14)所示。當(dāng)-0.5≤u*ab≤0時(shí),有:當(dāng)-1≤u*ab<-0.5時(shí),有:由式(13)、(14)可知,注入電壓補(bǔ)償分量uz后,冗余狀態(tài)的作用時(shí)間不再相等。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率遠(yuǎn)大于調(diào)制信號(hào)的頻率時(shí),在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi),交流側(cè)輸入電流iN可以等效為一恒定值。則根據(jù)伏秒平衡原理,聯(lián)立式(7)、(13)、(14)可以得出-1≤u*ab≤0時(shí)的中點(diǎn)電流:當(dāng)0<u*ab≤0.5時(shí),有:當(dāng)0.5<u*ab≤1時(shí),有:同理聯(lián)立式(7)、(16)、(17)可以得出0<u*ab≤1時(shí)的中點(diǎn)電流為:3電壓補(bǔ)償分量的設(shè)計(jì)及展開(kāi)注入的中點(diǎn)電流io一部分用于平衡由于負(fù)載不平衡引起的電流im即為中點(diǎn)電流的基本分量io1,一部分用于調(diào)節(jié)兩電容電壓差即為微調(diào)分量io2。注入的電壓補(bǔ)償分量也有相應(yīng)的2個(gè)分量:基本分量uz1和微調(diào)分量uz2。為了有效調(diào)節(jié)兩電容電壓差來(lái)控制中點(diǎn)電位,在任意時(shí)刻,必須滿(mǎn)足以下控制原則:對(duì)式(9)進(jìn)行微分處理并聯(lián)立式(21)可得:將式(24)代入式(23)可得:為了有效地調(diào)節(jié)兩電容上的電壓差,根據(jù)式(25)可以將uz2設(shè)計(jì)為:其中,K為比例系數(shù)。根據(jù)式(22)和式(26)可得出電壓補(bǔ)償分量表達(dá)式:由圖2和圖3可知,為了使調(diào)制信號(hào)在線(xiàn)性調(diào)制范圍內(nèi),注入電壓補(bǔ)償分量后新合成的調(diào)制信號(hào)必須滿(mǎn)足條件:。由此可知uz應(yīng)該在圖4所示的外圍大正方形內(nèi)。但是當(dāng)-0.5<u*ab<0.5時(shí),為了滿(mǎn)足中點(diǎn)電位控制的需求,可能會(huì)出現(xiàn)ua*和ub*符號(hào)相同的情況,則CBPWM-VOI的輸出狀態(tài)就會(huì)存在狀態(tài)(11)與(00)之間的切換,此時(shí)在同一時(shí)刻三電平脈沖整流器發(fā)生了4次開(kāi)關(guān)切換,即存在開(kāi)關(guān)切換次數(shù)大的問(wèn)題。為了避免這種情況的發(fā)生,在設(shè)計(jì)電壓補(bǔ)償分量時(shí),將其取值限制在圖4中的陰影區(qū)域內(nèi)。圖4中陰影部分的邊界值為滿(mǎn)足CBPWM-VOI在線(xiàn)性調(diào)制區(qū)域內(nèi)的電壓補(bǔ)償分量的極限值,此邊界值定義為uzL。根據(jù)圖4,可以求得:為了將式(28)各個(gè)分段區(qū)域統(tǒng)一表達(dá),作如下定義:根據(jù)式(29)的定義,式(28)可表示為:當(dāng)兩電容電壓平衡時(shí),u1=u2=Ud/2,uz2=0。在交流側(cè)的一個(gè)周期內(nèi)iN可等效為其有效值IN,則根據(jù)式(27),uz可等效為:若出現(xiàn)負(fù)載嚴(yán)重不平衡的極端情況,為了達(dá)到中點(diǎn)電位平衡的控制要求,需要注入的中點(diǎn)電流值很大,可能會(huì)出現(xiàn)的情況,此時(shí)uz已達(dá)到其邊界值的最大值,由于邊界值的條件約束,uzL不可能一直取其最大值,注入的uz不能達(dá)到理論值,中點(diǎn)電位不能達(dá)到平衡。交流側(cè)電壓有效值為UN,由系統(tǒng)交流側(cè)與直流側(cè)功率相等,可求得交流側(cè)電流有效值:定義等效負(fù)載不平衡度σ:將式(33)、(34)代入式(32),可得的條件為:根據(jù)式(35)可以知道,當(dāng)?shù)刃ж?fù)載不平衡度σ≥2Ud/UN時(shí),系統(tǒng)已經(jīng)無(wú)法控制中點(diǎn)電位達(dá)到平衡。4試驗(yàn)和試驗(yàn)結(jié)果4.1中點(diǎn)電位控制程序仿真為了驗(yàn)證本文所設(shè)計(jì)的CBPWM-VOI調(diào)制算法的有效性和可行性,首先進(jìn)行了單相三電平脈沖整流器及其控制系統(tǒng)的計(jì)算機(jī)仿真研究。仿真系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如下:整流器輸出功率450W;交流側(cè)電壓有效值UN=80V;交流側(cè)電感LN=5mH;直流側(cè)電容C1=C2=4.4mF;直流側(cè)電壓給定值Ud=150V;總負(fù)載電阻R1+R2=50Ω;開(kāi)關(guān)頻率為fs=2.5kHz;系統(tǒng)在0.8s時(shí)切入中點(diǎn)電位控制程序。圖5給出了R1=20Ω、R2=30Ω時(shí)交流側(cè)輸入電壓uN和電流iN仿真波形,從圖中可以看出交流側(cè)電壓和電流很好地實(shí)現(xiàn)了同相位,即整流器單位功率因數(shù)運(yùn)行。圖6給出了4種不同負(fù)載不平衡度情況下,注入電壓補(bǔ)償分量值的分布情況(縱軸電壓量為標(biāo)幺值)。圖7給出了2種負(fù)載不平衡度情況下,直流側(cè)兩電容電壓仿真波形圖。從圖6中可以看出,負(fù)載不平衡度σ值越大,所注入的電壓補(bǔ)償分量值越接近其邊界值。從圖7中可以看出,σ值越大,加入中點(diǎn)電位控制程序前兩電容電壓偏差越大;σ值較小時(shí),中點(diǎn)電位能很快地達(dá)到平衡;當(dāng)σ值達(dá)到式(35)的條件時(shí),圖6中電壓補(bǔ)償分量取其邊界值注入,并且從圖7可看出此時(shí)中點(diǎn)電位不能達(dá)到平衡,與理論分析一致。4.2兩電容電壓波形圖和中點(diǎn)電位平衡為了進(jìn)一步驗(yàn)證負(fù)載不平衡情況下,本文中點(diǎn)電位控制方法的可行性和有效性,在小功率樣機(jī)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試。實(shí)驗(yàn)時(shí)負(fù)載電阻取R1=20Ω、R2=30Ω,圖8給出了交流側(cè)輸入電壓uN和電流iN、整流橋輸入端uab的實(shí)驗(yàn)波形,可見(jiàn)整流器實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)運(yùn)行。圖9給出了直流側(cè)兩電容電壓實(shí)驗(yàn)波形,驗(yàn)證了該控制方法能快速地實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡。為了驗(yàn)證理論推導(dǎo)中電壓補(bǔ)償分量注入值的正確性,圖10給出了當(dāng)其他條件與上一步實(shí)驗(yàn)條件相同、而注入的電壓補(bǔ)償分量取值為uz=uz1/2+uz2時(shí),直流側(cè)兩電容電壓波形圖。從圖中可以看出,當(dāng)注入的電壓補(bǔ)償分量沒(méi)有達(dá)到理論值時(shí),中點(diǎn)電位不能達(dá)到平衡。這驗(yàn)證了uz理論值計(jì)算的正確性,也從側(cè)面驗(yàn)證了式(35)的推導(dǎo)。5仿真結(jié)果和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證本文以單相三電平脈沖整流器為研究對(duì)象,針對(duì)負(fù)載不平衡情況下,在深入分析CBPWM-VOI算法的基礎(chǔ)上,提出了一種能適用于負(fù)載不平衡情況下的中點(diǎn)電位控制方法。通過(guò)理論推導(dǎo),給出了電壓補(bǔ)償分量的設(shè)計(jì)方法。研究了需要注入的電壓補(bǔ)償分量與負(fù)載不平衡度的關(guān)系:負(fù)載不平衡度越大,需要注入的電壓補(bǔ)償分量值越接近其邊界值。得出了當(dāng)負(fù)載不平衡度滿(mǎn)足一定條件時(shí)系統(tǒng)無(wú)法控制中點(diǎn)電位達(dá)到平衡的結(jié)論,為負(fù)載不平衡的系統(tǒng)設(shè)計(jì)提供理論支撐。仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該控制方法的有效性和電壓補(bǔ)償分量理論值計(jì)算的正確性。其中,k為積分常數(shù),由初始狀態(tài)的兩電容電壓差決定。從式(9)可看出中點(diǎn)電流io和im能影響兩電容的電壓差,而im由兩電容各自的電壓和負(fù)載決定,不能在控制系統(tǒng)中直接調(diào)節(jié),因此在控制系統(tǒng)中只能通過(guò)合理控制io的變化來(lái)控制中點(diǎn)電位的平衡。在電容C的值不變的情況下,可以調(diào)節(jié)io的開(kāi)關(guān)狀態(tài)(SaSb)只有(10)、(01)、(0-1)、(-10)這4種模式,其中(10)和(0-1)以及(0