畢業(yè)設計（論文）-基于DSP的變頻電源的設計

PAGEPAGE1目錄:TOC\o"1-3"摘要 IAbstract II1緒論 11.1本文主要內(nèi)容 11.2控制芯片概述 11.2.1DSP芯片 11.2.2電源設計 41.3數(shù)字變頻電源的分類及優(yōu)點 62單相SPWM變頻電源工作原理 72.1整流技術 72.1.1變頻電源的工作原理 72.2.2濾波器 102.3SPWM基本原理 132.4數(shù)字控制系統(tǒng)設計 162.4.1PI調(diào)節(jié)器 162.4.2PID調(diào)節(jié)器 172.4.3控制方案 183單相SPWM方式變頻電源系統(tǒng)組成 223.1主電路 223.2驅動電路 223.3檢測電路 233.3.1電壓檢測 233.3.2電流檢測 244數(shù)字控制的實現(xiàn)方法 254.1主電路流程圖 254.2中斷程序流程圖 264.3PI調(diào)節(jié)流程圖 274.4本章小結 285系統(tǒng)參數(shù)設計 295.1參數(shù)設計 295.1.1中頻變壓器TR 295.1.2串聯(lián)諧振電容 316總結 32參考文獻 33附圖：系統(tǒng)總電路圖 34附錄：系統(tǒng)源程序 36致謝 52基于DSP的變頻電源的設計摘要隨著新型電力電子器件和數(shù)字信號處理器的飛速發(fā)展，數(shù)字控制的逆變電源應用日益廣泛。因為數(shù)字控制相對于模擬控制有著顯著的優(yōu)點:簡化了硬件電路設計，克服了模擬電路中參數(shù)溫度漂移的問題，控制靈活且易實現(xiàn)先進控制等，使得所設計的電源產(chǎn)品不僅性能可靠，且易于大批量生產(chǎn)，從而降低了開發(fā)周期。因此，數(shù)字化控制電源已成為當今開關電源產(chǎn)品設計的潮流。本文采用Ti公司的TMS320LF2407A的控制芯片和IGBT為核心來設計數(shù)字式逆變電源調(diào)節(jié)器，以取代現(xiàn)有的以晶閘管為功率元件的模擬控制的逆變電源調(diào)節(jié)器。本設計論文介紹了一種基于DSP芯片的全數(shù)字控制單相變頻電源的設計，隨著變頻調(diào)速技術的不斷發(fā)展，變頻器的應用越來越廣泛，變頻器除了具有卓越的調(diào)速性能之外，還有顯著的節(jié)能作用，是企業(yè)技術改造和產(chǎn)品更新?lián)Q代的理想調(diào)速裝置。本論文提出了一種數(shù)字控制的單相逆變器結構，詳細論述了系統(tǒng)的參數(shù)設計，整流工作的基本工作原理，逆變的基本原理及SPWM正弦脈沖寬度調(diào)制?；贒SP的數(shù)字控制技術能大大改善產(chǎn)品的一致性，同時增加了控制的柔性，提高了整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。關鍵詞：數(shù)字控制,DSP,SPWM調(diào)制AbstractWiththerapiddevelopmentofthenewpowerelectronicdevicesandthedigitalsignalprocessors,digitalcontrolinvertersarewidelyused.Becauseithassignificantadvantagescomparedwiththeanalogcontrol.Simplifyhardwarecircuitsdesign,overcometheparametersoftemperaturedriftintheanalogcircuits,flexiblycontrolandeasilyrealizetheadvancedcontrolandsoon.Itmakespowerproductsdesignednotonlyreliablebutalsoeasytomakethemassproduction,andreducesthedevelopmentcycle.Therefore,digitalcontrolpowerhasbecomethetrendofswitchingpowerproductdesignfromnowon.Thepaperdesignsadigitalcontrolsystemofthesingle-phaseinverterbasedonsinewidthmodulatewithTicompanyTMS320LF2407controlchipsandtheIGBTswitches.ThisdesignpaperintroducedonekindbasedontheDSPchipentirenumericalcontrolsingle-phasefrequencychangerdesign,alongwiththefrequencyconversionvelocitymodulationtechnologyunceasingdevelopment,thefrequencychangerapplicationismoreandmorewidespread,thefrequencychangerbesideshastheremarkablevelocitymodulationperformance,butalsohastheremarkableenergyconservationfunction,istheenterprisetechnologicaltransformationsandtheproductrenewalidealspeeder.Thepresentpaperproposedonekindofnumericalcontrolsingle-phaseinversionstructure,indetailelaboratedthesystemparameterdesign,therectificationworkbasicprincipleofwork,thecontravariantbasicprincipleandtheSPWMsinepulsewidthmodulation.CangreatlyimprovetheproductbasedontheDSPnumericalcontroltechnologytheuniformity,simultaneouslyincreasedthecontrolflexibility,enhancedtheoverallsystemstabilityandthereliability.KEYWARDS:Entirnumericalcontrol,DSP,PWMsinepulsewidthmodulation1緒論變頻器是運動控制系統(tǒng)中的功率變換器。當今的運動控制系統(tǒng)包含多種學科的技術領域，總的發(fā)展趨勢是：驅動的交流化，功率變換器的高頻化，控制的數(shù)字化、智能化和網(wǎng)絡化。因此，變頻器作為系統(tǒng)的重要功率變換部件，提供可控的高性能變壓變頻的交流電源而得到迅猛發(fā)展。變頻節(jié)電器是近幾年發(fā)展起來的一種新型節(jié)能產(chǎn)品，對于各種交流電機設備，配備專用的變頻器后，可以使原電機的能源利用率大大提高，從而達到節(jié)電之目的。在能源日益緊張的今天，變頻器作為交流調(diào)速的一種主要手段，以其極強的可靠性和抗干擾能力，在工業(yè)生產(chǎn)中得到了越來越廣泛的應用，具有廣闊的市場潛力。因此，研究本課題具有很強的現(xiàn)實可行性。本文就變頻器的原理作了簡單的介紹。1.1本文主要內(nèi)容近年來，通信網(wǎng)絡、計算機、過程控制系統(tǒng)和自動化生產(chǎn)線得到了廣泛地使用，這就大大地增加了人們對全數(shù)字變頻電源的需求。故選取全數(shù)字變頻電源作為畢業(yè)設計有一定的實用意義。本文所研究的是全數(shù)字單相變頻電源要求將三相380V，頻率為50Hz的交流電變?yōu)檩敵鰹殡妷侯l率可變的交流電源。正常工作時，若負載發(fā)生變化，該變頻電源具有自動調(diào)節(jié)輸出電壓和頻率使其維持不變的功能。本次畢業(yè)設計輸入端接入三相380V頻率為50Hz的交流電，通過整流，逆變，變頻，變壓器的降壓變?yōu)?0~250V頻率范圍為40Hz~1000Hz交流電，并采用了閉環(huán)調(diào)節(jié)技術，可以對電壓和頻率進行調(diào)節(jié)。本系統(tǒng)除了主電路外，還采用了許多附屬電路，本文著重分析了驅動和檢測電路的工作原理。1.2控制芯片概述1.2.1DSP芯片采用高性能靜態(tài)氧化物半導體技術，使得供電電壓降為3.3V，減少了功耗；基于TMS320C2xxDSP的CPU核，保證與TMS320系列DSP代碼兼容。1.DSP內(nèi)核CPU中具有32位CALU、32位ACC、16*16位并行乘法器可產(chǎn)生32位乘積、8個輔助寄存器ARX，CPU時鐘高達20MHZ，指令周期為20MIPS。2.內(nèi)部存儲器為544*16位片內(nèi)RAM、16K*16位片內(nèi)FlashMemory、224K*16位最大尋址范圍；程序控制為四級流水線操作、八級硬件堆棧和3個XINT、PDPINT、RESET、NMI等六個外部中斷。3.事件管理器的能力為：3個通用16位硬件定時器，具有六種工作模式；12路比較/PWM通道，包括三相六路SPWM口，可實現(xiàn)空間矢量控制；3個帶死區(qū)功能的全比較單元，死區(qū)時間可編程；3個單比較單元；4個捕捉單元/正交解碼脈沖單元（CAP/QEP單元）。4.外圍功能模塊為：兩路8通道A/D轉換器、基于PLL的時鐘單元、Watchdog單元、SCI和SPI通訊接口、28個可編程多路復用I/O口；可擴展的外部存儲器總共192K字空間；64K字程序存儲器空間；64K字數(shù)據(jù)存儲器空間；64K字I/O尋址空間。需要說明的是TMS320LF240xDSP是定點l6位芯片，存儲數(shù)據(jù)的最小單位是16位的字，每個地址(包括程序地址、數(shù)據(jù)地址及I／O地址)所存的數(shù)據(jù)都是16位。DSP采用程序空間和數(shù)據(jù)空間完全分開的哈佛(Havard)結構，允許同時取指令和操作數(shù)，而且允許在程序空間和數(shù)據(jù)空間之間相互傳遞數(shù)據(jù)，即改進的哈佛結構。TMS320LF240xDSP的CPU核心具有獨立的內(nèi)部數(shù)據(jù)和程序總線結構。數(shù)據(jù)和程序總線分為6條l6位的總線，分別為：PAB，程序地址總線，為讀寫程序空間提供地址；DRAB，數(shù)據(jù)讀地址總線，為讀數(shù)據(jù)空間提地址；DWAB，數(shù)據(jù)寫地址總線，為寫數(shù)據(jù)空間提供地址；PRDB，從程序空間向CPU傳送代碼、立即操作數(shù)和表信息的程序讀總線；DRDB，從數(shù)據(jù)空間向中央算術邏輯單元(CALU)和輔助寄存器算術單元(ARAU)傳送數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)讀總線；DWEB，可以傳送數(shù)據(jù)到程序空間和數(shù)據(jù)空間的數(shù)據(jù)寫總線。數(shù)據(jù)讀地址總線(DRAB)和數(shù)據(jù)寫地址總線(DWAB)是相互獨立的地址總線，CPU在相同的機器周期內(nèi)可以同時進行數(shù)據(jù)讀寫操作。TMS320LF240xDSP流水線具有四個獨立的階段：取指令、指令譯碼、取操作數(shù)以及指令執(zhí)行。一般情況下，取指令占用PAB和PRDB；指令譯碼不占用任何程序和數(shù)據(jù)總線；取操作數(shù)占用DRAB和DRDB；指令執(zhí)行包括將執(zhí)行結果寫回數(shù)據(jù)存儲器，將占用DWAB和DWEB?？梢姡琓MS320LF240xDSP獨特的總線結構大大減少了流水線沖突，極大提高了指令的運行速度。圖1-1芯片總體結構圖圖1-1是芯片總體結構圖。DSP總體結構有許多獨特的地方：一是采用多組總線結構實現(xiàn)并行處理機制，允許CPU同時進行程序指令和存儲數(shù)據(jù)的訪問；二是采用獨立的累加器和硬件乘法器，使得復雜的乘法運算能快速進行；三是累加器和乘法器分別連接了比例移位器，使得許多復雜運算或者運算后的定標能在一條指令中完成；四是有豐富的尋址方式，可方便靈活地編程：五是有完善的片內(nèi)外設，可以構成完整的單片系統(tǒng)。其總體結構包括總線結構、中央處理單元、存儲器與I/O空間以及片內(nèi)外設。由于擁有上述優(yōu)越的特點，使DSP芯片具有快速的計算速度和完善的控制能力，能夠實現(xiàn)各種不同類型的復雜控制算法，從而達到很好的性能要求。本設計采用的控制器為TI公司的DSP芯片TMS320LF2407，其產(chǎn)生PWM信號的原理為：由單獨的定時器產(chǎn)生載波周期，當前需調(diào)制的數(shù)值與最大的調(diào)制數(shù)值相減，其差作為比較對象，不斷地與定時器的計數(shù)器的值進行比較。當兩個值匹配時，相關的輸出就發(fā)生跳變（從低到高或從高到低）。這樣就產(chǎn)生了輸出脈沖，它的開啟（或關閉）時間與被調(diào)制的數(shù)值成正比，改變調(diào)制數(shù)值，相關引腳上輸出的脈沖信號的寬度也隨之改變。1.2.2電源設計TMS320LF2407A工作電壓是3.3V，而系統(tǒng)中許多常用外圍器件主要工作電壓通常是5V，因此以TMS320LF2407A為核心構成應用系統(tǒng)必然是一個混合電壓系統(tǒng)。系統(tǒng)中不僅要求有3.3V電源，還要求有5V電源。設計目標就是減少所需電源數(shù)目，并減少產(chǎn)生這些電源電壓所需器件數(shù)目。為了減少多電源所需額外器件數(shù)目，不少廠家提供了產(chǎn)生多種電壓芯片。同時，隨著技術不斷進步，將會出現(xiàn)更多低電壓器件，從而逐漸消除對多電源要求和產(chǎn)生這些電源花費和復雜性。對于TMS320LF2407A應用系統(tǒng)而言，首先要解決就是3.3V電源問題。解決3.3V電源通常有以下幾種方案。1.電阻分壓利用電阻分壓方法，其原理如圖1-2所示。其成本比較低并且結構簡單，可以作為一種應急方案。但是，該電路實際輸出電壓顯然要小于3.3V，并且隨著負載變化，輸出電壓也會產(chǎn)生波動。此外，這種電路無功功耗也比較大。圖1-2電阻分壓2.直接采用電源模塊考慮到開關電源設計復雜性，一些公司推出了基于開關電源技術低電壓輸出電源模塊。這些模塊可靠性和效率都很高，電磁輻射小，而且許多模塊還可以實現(xiàn)電源隔離。這些電源模塊使用方便，只需增加很少外圍元件，但是價格比較昂貴。3.利用線性穩(wěn)壓電源轉換芯片線性穩(wěn)壓芯片是一種最簡單電源轉換芯片，基本上不需要外圍元件。但是傳統(tǒng)線性穩(wěn)壓器，如LM317，要求輸入電壓比輸出電壓高2V或者更大，否則就不能夠正常工作。因此對于5V輸入，輸出并不能夠達到3.3V。面對低壓電源需求，許多電源芯片公司推出了低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)。這種電源芯片壓差只有1.3V~0.2V，可以實現(xiàn)5V轉3.3V要求。LDO所需外圍器件數(shù)目少、使用方便、成本較低、紋波小、無電磁干擾。例如，TI公司TPS73xx系列就是TI公司為配合DSP而設計電源轉換芯片，其輸出電流可以達到500mA，且接口電路非常簡單，只需接上必要外圍電阻，就可以實現(xiàn)電源轉換。該系列分為固定電壓輸出芯片和可調(diào)電壓輸出芯片，但這種芯片通常效率不是很高。綜合幾種電源優(yōu)缺點，DSP系統(tǒng)采用LDO芯片TPS7333。此芯片是TI公司專門為3.3V低壓系統(tǒng)設計，它是固定輸出3.3V，且有上電產(chǎn)生DSP系統(tǒng)復位所需信號。此外它輸出電流可達幾百毫安，輸出功率完全能夠滿足系統(tǒng)所需。具體電路如圖1-3所示。圖1-3產(chǎn)生3.3V電源電路其中+5V的電壓是有H7805AE三端穩(wěn)壓IC產(chǎn)生，它的正向輸出電壓+5V，電壓誤差范圍（“A”表示正負誤差3%），即4.50~5.00~5.15V。電路圖如1-4所示。圖1-4H7805AE應用電路1.3數(shù)字變頻電源的分類及優(yōu)點根據(jù)有無直流環(huán)節(jié)而將高壓變頻器分為兩大類：1.無直流環(huán)節(jié)的變頻電源，即交—交變頻電源；2.有直流環(huán)節(jié)的變頻器稱為交—直—交變頻電源，其中直流環(huán)節(jié)采用大電感以抑制電流脈動的變頻器稱為電流源型變頻器；直流環(huán)節(jié)采用大電容以抑制電壓波動的變頻器則稱為電壓源型變頻器。電流源型變頻器又可以分為：器（LCI）；——采用自關斷器件（GTO或SGCT）的變頻電源。電壓源型變頻器則可以分為：——功率器件串聯(lián)二電平直接高壓變頻電源；——采用IGCT或HV－IGBT的三電平變頻電源；——采用LV－IGBT的單元串聯(lián)多電平變頻電源。變頻器是利用電力半導體器件的通斷作用將工頻電源變換為另一頻率的電能控制裝置。其優(yōu)點如下：1)采用數(shù)字控制方案，使得許多高級，復雜的算法有可能通過數(shù)字控制器件來實現(xiàn)。相對于傳統(tǒng)的應用廣泛的PID控制器，在上個世紀，人們提出許多高級的，復雜的控制策略以滿足用戶對工業(yè)控制特性的越來越高的要求。其中應用比較成功的有模糊控制，神經(jīng)網(wǎng)絡控制，無差拍控制，自適應控制等。這些新型的控制策略，與傳統(tǒng)的PID控制策略一起使用，可以取長補短，有效的提高系統(tǒng)的性能。2)采用數(shù)字控制方案，可以有效的提高電源的一致性，克服模擬控制帶來的產(chǎn)品性能分散性。應用模擬控制，不可避免的要碰到原器件參數(shù)分散的問題，而這些問題都是設計者無法避免的。只有在設計時不斷的調(diào)整系統(tǒng)參數(shù)來盡量減小參數(shù)分散性對系統(tǒng)性能的影響。使用數(shù)字控制，可以很容易的提高產(chǎn)品的一致性。3)數(shù)字控制器件失效率低，可靠性高。構成的系統(tǒng)可靠性較模擬系統(tǒng)要高。2單相SPWM變頻電源工作原理本次設計單相SPWM變頻器在其工作中，首先是將380V的三相交流進行整流，然后采用SPWM技術對整流后的直流電進行逆變，利用中頻變壓器降壓后給負載供電。下文就運用到的原理做一些簡單的敘述。2.1整流技術當整流負載容量較大，或要求直流電壓脈動較小時，應采用三相整流電路，其交流側由三相電源供電。三相可控整流電路中，最基本的是三相半波可控整流電路，應用最廣泛的是三相橋式全控整流電路，本節(jié)就三相橋式全控整流電路進行分析。三相橋式原理圖如圖2-1所示，習慣將其中陰極連接在一起的3個晶閘管（VT1，VT3，VT5）稱為共陰極組；陽極連接在一起的3個晶閘管（VT4，VT6，VT2）稱為共陽極組。此外，習慣上希望晶閘管按從1到6的順序導通，為此將晶閘管按圖的順序編號，以下首先分析其工作情況。2.1.1變頻電源的工作原理圖2-1三相橋式全控整流電路本次畢業(yè)設計整流部分采用的是晶閘管，所以我們著重分析其在自然換相點處換相，即在a=0時的工作情況。由圖2-2知變壓器二次繞組相電壓與線電壓波形的對應關系看出，各自然換相點既是相電壓的交點，同時又是線電壓的交點。從相電壓的波形看，以變壓器二次側的中點n為參考點，共陰組晶閘管導通時，整流輸出電壓Ud1為相電壓在正半周的包絡線；共陽極導通時，整流輸出電壓Ud2為相電壓在負半周的包絡線，總的整流輸出電壓Ud=Ud1-Ud2是兩條包絡線間的差值。將其對應到線電壓波形上，即為線電壓在正半周的包絡線。圖2-2電壓電路波形直接從線電壓波形看，由于共陰極組中處于通態(tài)的晶閘管對應的是最大的相電壓，而共陽極中處于通態(tài)的晶閘管對應的最小的相電壓，輸出整流電壓Ud為線電壓在正半周期包絡線。為了說明各晶閘管的工作情況，將波形中的一個周期等分為6段，每段為60度,如圖2-2，6個晶閘管的導通順序為VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6。2.2逆變工作原理2.2.1逆變器方波輸出工作原理圖2-3電壓型單相全橋逆變電路的等效電路圖2-3是電壓型單相全橋逆變電路的等效電路，其中全控型開關器件Q1、Q7同時通、斷；Q3、Q5Q1（Q7）與Q3（Q5）圖2-3電壓型單相全橋逆變電路的等效電路如果在期間，Q1、Q7有門極驅動信號，Q3、Q5截止，=+E。在期間，Q3、Q5有門極驅動信號，Q1、Q7截止，=-E。因此輸出電壓是180°寬的方波電壓，幅值為E。圖2-4(a)所示180°方波輸出電壓瞬時值、有效值分別為：（2-1）（2-2）其基波分量有效值可表示為：（2-3）純電阻負載時電流是與電壓同相的方波，如圖2-4(b)所示。純電感負載時電流是三角波：在期間，，線性上升；在期間,，線性下降；在期間，雖然Q1、Q7有驅動信號，Q3、Q5阻斷，但為負值，負值只能經(jīng)D1、D7流回電源。故只在t≥T0/4，以后由于Q1、Q7仍有驅動信號，，且線性上升直到t=T0/2，所以Q1、Q7僅在期間導電，電源向電感供電。同理在期間是D3、D5導電；Q3、Q5僅在期間導電，如圖2-4(c)所示。對于純電感負載，（2-4）因此其負載電流峰值為：當負載為電阻－電感性負載（RL）時，亦可求得瞬時負載電流的表達式為：（2-5）式中電壓基波峰值（2-6）n次諧波阻抗（2-7）相角（2-8）電阻、電感性（RL）負載時，基波電流為：（2-9）（2-10）圖2-4方波逆變器電壓、電流波形是電流滯后電壓的相位角。圖2-4方波逆變器電壓、電流波形圖2-4(d)為RL負載時的基波電流。如果負載電流瞬時值為圖2-4(d)的波形，在期間，Q1、Q7有驅動信號，但為負值，且Q3、Q5截止，因此D1、D7導通，，故直流電源輸入電流為負值；在期間，為正值，Q1、Q7有驅動信號導通，；在期間，Q3、Q5有驅動信號但此期間仍為正值，且Q1、Q7截止，故D3、D5導通，所以、，直到，。然后在期間Q3、Q5導通。圖2-4(e)是R-L負載時直流電源輸入電流的波形。2.2.2濾波器為了抑制高次諧波我用到了濾波器，濾波器又分無源濾波器和有源濾波器。1.無源濾波器主要由電容器、電抗器、有時還包括電阻等無源元件組成，對某次諧波或其以上次諧波形成低阻抗通路,以達到抑制高次諧波的目的。目前用于工程實際的濾波器種類有:各階次單調(diào)諧濾波器、雙調(diào)諧濾波器、二階寬頻帶與三階寬頻帶高通濾波器等。1)單調(diào)諧濾波器。一階單調(diào)諧濾波器的優(yōu)點是濾波效果好,結構簡單(見圖2-5a);缺點是電能損耗比較大,但隨著品質(zhì)因數(shù)的提高而減少,同時又隨諧波次數(shù)的減少而增加。二階單調(diào)諧濾波器,當品質(zhì)因數(shù)在50以下時,基波損耗可減少20%～50%,屬于節(jié)能型,濾波效果等效。三階單調(diào)諧濾波器(見圖2-5c)是損耗最小的濾波器,但組成比較復雜,投資較高,用于電弧爐系統(tǒng)中,二次濾波器選用三階濾波器較好,其它次諧波選用二階調(diào)諧濾波器。2)高通(寬頻帶)濾波器。一般用于某次及以上次的諧波抑制(見圖2-5b)。例如在電弧爐系統(tǒng)中采用高通濾波器時,通過參數(shù)調(diào)整,可對5次及以上諧波形成低阻抗通路,這樣對高次諧波就起到濾波作用。圖2-5各種無源濾波器的結構圖2.有源濾波器雖然無源濾波器具有投資少、效率高、結構簡單及維護方便等優(yōu)點,在現(xiàn)階段廣泛用于配電網(wǎng)中,但由于濾波特性受系統(tǒng)參數(shù)影響較大,只能消除特定的幾次諧波,而對某些次諧波會產(chǎn)生放大作用,甚至產(chǎn)生諧振現(xiàn)象等因素,隨著電力電子技術的發(fā)展,人們將濾波研究方向逐步轉向有源濾波器，有源濾波器不僅能夠補償各圖2-6有源濾波次諧波,還可以抑制電壓閃變現(xiàn)象,補償無功功率,具有再適應功能,可自動跟蹤補償變化的諧波,具有高度可控性和快速響應等特點。另外,增加整流變壓器二次側的相數(shù),采用多相整流的整流裝置,可以有效消除次數(shù)低的諧波。還可以通過改善供電環(huán)境,如設法加大系統(tǒng)的短路容量,提高諧波源負荷的供電電壓等級,有專門線路為諧波源負荷供電措施。在本次設計中我用到的是LC濾波器。圖2-7帶LC濾波器的逆變器由于逆變橋輸出的并不是用戶所需要的正弦波，而是包含很多諧波的正負方波，所以通常逆變電路輸出端要接LC低通濾波器濾除階次較高的諧波，將接近正弦的電壓供給負載，如圖2-7所示。圖2-7帶LC濾波器的逆變器若逆變電路輸出的n次諧波()有效值為，則經(jīng)LC濾波器衰減以后輸出到負載的n次諧波電壓近似為（2-11）適當?shù)剡x擇LC使n次諧波容抗遠小于感抗：<<，，即諧振頻率，則（2-12）（2-12）式表明逆變電路輸出端的n次諧波電壓經(jīng)LC濾波器后要衰減倍。諧波階次越高，經(jīng)同一LC濾波器衰減后它對負載的影響越小。2.2.1節(jié)中單相逆變器輸出電壓均為180°寬的方波交流電壓。其輸出電壓中基波電壓數(shù)值只由輸入電壓唯一確定，而且輸出電壓中除基波外含有大量的諧波，對其中的三、五、七等低階次諧波若采用LC濾波器去衰減，則必須有LC數(shù)值很大的濾波器，因為要濾除n次諧波必須，即，，諧波階次n低，要求L、C的諧振頻率低，要求L、C數(shù)值很大。這不僅使濾波器龐大，而且過大的電感有負載電流流過時還會引起較大的基波電壓降，過大的電容C又會使通過電容的基波電流較大。逆變器輸出電壓的控制就是要使輸出電壓的基波分量大小可控，輸出電壓波形中含有的諧波成分小且最低階次的諧波階次高，這樣僅用較小的LC濾波器即可起到很好的濾波效果。在實際應用中，很多負載都希望逆變器的輸出電壓（電流）、功率以及頻率能夠得到有效和靈活的控制，以滿足實際應用中各種各樣的要求。例如，異步電動機的變頻調(diào)速就需要逆變器的輸出電壓和頻率都能改變，并實現(xiàn)電壓、頻率的協(xié)調(diào)控制。對于全數(shù)字控制變頻器，則要求在輸入電壓和負載變化情況下頻率可變。于是滿足上述要求的正弦脈寬調(diào)制得到了廣泛的應用。2.3SPWM基本原理采樣控制理論中有一個重要結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。PWM控制技術就是以該結論為理論基礎，對半導體開關器件的導通和關斷進行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的規(guī)則對各脈沖的寬度進行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。SPWM（SinusoidalPWM）法是一種比較成熟的、目前使用較廣泛的PWM法。SPWM法就是以上述結論為理論基礎，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區(qū)間內(nèi)的面積相等，通過改變調(diào)制波的頻率和幅值則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。各種PWM控制策略，特別是正弦脈寬調(diào)制SPWM控制已在逆變技術中得到廣泛應用。在DC/DC、AC/DC、AC/AC變換中，PWM控制技術也是一種很好的控制方案并已得到廣泛的應用。目前，SPWM主要有單極性正弦脈寬調(diào)制（SSPWM）、雙極性正弦脈寬調(diào)制（BSPWM）、單極倍頻正弦脈寬調(diào)制等幾種方式。圖2-9中給出了雙極性SPWM調(diào)制原理，其中調(diào)制參考波為幅值為的正弦波，其頻率就是輸出電壓基波頻率。高頻載波為雙極性三角波，幅值為，頻率為。無論在的正半周還是負半周，當瞬時值時，Q1、Q7導通，Q3、Q5截止，于是逆變器輸出電壓；當瞬時值時，Q1、Q7截止，而Q3、Q5導通，于是逆變器輸出電壓。因此可以得到輸出電壓的波形：圖2-8用SPWM電壓等效正弦電壓它在正負半周中都有多個正、負脈沖電壓，故稱這種PWM控制為雙極性正弦脈沖寬度調(diào)制。這種調(diào)制方式下，載波比，每半個周波中正脈沖和負脈沖共有N個。若固定三角載波頻率，改變，即可改變輸出交流電壓基波的頻率（）；若固定載波比N，改變?nèi)禽d波頻率，則也可改變輸出交流電壓基波的頻率。另外，電壓調(diào)制系數(shù)，固定三角載波電壓幅值，改變正弦調(diào)制參考波的幅值，即改變調(diào)制比，則將改變與兩波形的交點，從而改變每個脈沖電壓的寬度，改變中基波和諧波的數(shù)值。可以證明，如果載波比N足夠大，調(diào)制比，則基波電壓幅值，輸出電壓基波最大時其有效值只能達到，即。對比180°寬的方波交流電壓，其基波有效值由公式（2-3）式可知為，可見雙極性正弦脈沖寬度調(diào)制SPWM改善輸出電壓波形的代價是犧牲了直流電壓利用率，即輸出電壓的基波電壓從減小到0.707。頻譜分析表明：PWM脈沖電壓具有與理想正弦電壓相一致的基波分量，而其最圖2-10單極倍頻SPWM調(diào)制原理圖圖2-9雙極性SPWM調(diào)制原理圖E0E0E0-E圖2-10單極倍頻SPWM調(diào)制原理圖圖2-9雙極性SPWM調(diào)制原理圖E0E0E0-E在全數(shù)字變頻器系統(tǒng)中，逆變橋工作在單極倍頻SPWM工作方式，單極倍頻SPWM調(diào)節(jié)原理如圖2-10所示。圖中依次分別為：SPWM驅動信號形成示意圖、逆變器第一態(tài)，且有一定的死區(qū)限制（死區(qū)時間內(nèi)二者都不導通），Q5、Q7組成另一個橋臂，互為交替互補通斷狀態(tài)，有相同的死區(qū)限制。Q1和Q5的觸發(fā)信號相位相差π角度，這就形成了單極倍頻工作方式。與雙極性電壓開關電路相比，其輸出諧波頻率是開關頻率的兩倍，諧波分量小，易于濾除。死區(qū)的設置是為了防止因Q1、Q3或Q5、Q7同時導通而形成橋臂直流短路故障。如果在四個開關橋臂輸出電壓的波形、逆變器第二橋臂輸出電壓的波形、橋式逆變器輸出電壓的SPWM波形?？刂七^程中，Q1、Q3組成一個橋臂互為交替互補通斷狀態(tài)器件Q1~Q7的柵極和發(fā)射極間加上按正弦脈沖寬度調(diào)制（SPWM）的高頻信號，那么逆變橋輸出電壓即是SPWM電壓波形。2.4數(shù)字控制系統(tǒng)設計Boost模式中以輸出電壓作為反饋信號構成單閉環(huán)控制系統(tǒng)。電壓單閉環(huán)的典型控制框圖如圖2-11所示。圖2-11中，電壓環(huán)控制器Gv可根據(jù)控制系統(tǒng)的要求選擇P，PI，PID等不同形式；PWM環(huán)節(jié)將控制器輸出與鋸齒波相比較輸出為脈沖占空比鋸齒波幅值為1，則圖2-11電壓型單閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖PWM環(huán)節(jié)的傳函可以用單位1表示。穩(wěn)定工作的開關電源輸出除了受的控制外，還與和負載大小有關。這里可以把輸入電壓看成是一個擾動，因此輸出將只受給定信號的影響，而不受的影響?？刂茖ο鬄長C濾波器及其所接阻性負載R，對應的傳函Ho為輸出濾波器傳遞函數(shù)：或（2-13）這里顯然HO為典型的二階系統(tǒng)傳遞函數(shù)形式。按照歸一化的思想，設。2.4.1PI調(diào)節(jié)器在圖2-11中，電壓反饋取為單位負反饋即，若電壓環(huán)控制器Gv采用PI調(diào)節(jié)器，其傳遞函數(shù)可表示為：（2-14）其中根據(jù)上述取值可以得到閉環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)：（2-15）為使閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定，通常選。對于一個實際系統(tǒng)，一旦LC參數(shù)設計好之后值隨之確定。可首先確定保證系統(tǒng)閉環(huán)穩(wěn)定的值，然后再由式（2-14）計算相應的值，這樣可以快速確定PI調(diào)節(jié)器中和這兩個參數(shù)值。在歸一化的情況下，則式(2-15)可寫成：（2-16）則其閉環(huán)函數(shù)：（2-17）其閉環(huán)特征方程為=0根據(jù)Hurwitz判據(jù)，使系統(tǒng)穩(wěn)定的充要條件是即，而與關系如圖2-12所示。ξξKp圖2-12與的關系示意圖從圖2-12可知，對于控制對象來說為保證閉環(huán)控制穩(wěn)定性，當阻尼比小時，PI控制器的Kp可以選擇較小的值，這時穩(wěn)態(tài)精度將較大，當阻尼比大時，Kp應選擇較大的值，但穩(wěn)態(tài)精度將降低。另一方面，Kp的取值還應確保在諧振峰處的增益不超過0dB。2.4.2PID調(diào)節(jié)器若控制器采用PID控制器，文獻提出了對于逆變系統(tǒng)根據(jù)其性能指標的要求進行零極點配置的方法。PI控制作用影響低頻段，增大低頻增益并改善靜態(tài)精度，PI控制器的作用如同相位滯后補償器。而PID控制器是一個滯后—超前控制器，不僅可以增大相位超前角并改善系統(tǒng)穩(wěn)定性，而且也增大了系統(tǒng)的帶寬，因此響應速度加快。本文則通過圖形分析法來確定PID調(diào)節(jié)器的參數(shù)。PID調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)可表示為：（2-18）則開環(huán)傳遞函數(shù)為：（2-19）顯然此時的開環(huán)傳遞函數(shù)中有2個零點需要確定，其中一個零點可以設置為對應于輸出LC濾波器的諧振角頻率處，在歸一化設計中=1。這樣設計的好處在于能夠近似對消掉控制對象中的大的慢性環(huán)節(jié)，提高開環(huán)的截止頻率，加快動態(tài)響應。另一個零點則置于第一個零點約1/3頻率處，為主極點。同時選擇適當?shù)腒p值可以的使系統(tǒng)的諧振峰值不超過20dB，開環(huán)截止頻率比PI調(diào)節(jié)器時要高得多，因此動態(tài)響應也要快很多。2.4.3控制方案本文所設計的變壓變頻電源輸出基波頻率及電壓變化范圍較寬，輸出頻率為40Hz~1KHz，輸出電壓30~250V，選擇合適的控制策略才能使整個輸出范圍內(nèi)的THD較小。逆變器控制策略有很多，如重復控制、無差拍控制、電壓電流雙環(huán)控制和瞬時值內(nèi)環(huán)平均值外環(huán)控制等。本文采用了外環(huán)為平均值環(huán)、內(nèi)環(huán)為瞬時值控制獲得快速的動態(tài)性能，保證輸出畸變率較低，外環(huán)使得各個頻率段的輸出電壓具有較高的精度，并通過采用DSPTMS320F240全數(shù)字控制得以實現(xiàn)。VVVF電源結構框圖如圖2-13所示。單相正弦波輸入電壓經(jīng)Boost環(huán)節(jié)變成540V穩(wěn)定的直流輸入，逆變部分采用全橋結構。圖2-13VVVF電源結構框圖全數(shù)字控制器控制電路以電機控制專用的DSP芯片TMS320F240為核心，采用內(nèi)環(huán)瞬時值環(huán)、外環(huán)平均值環(huán)的雙環(huán)控制。內(nèi)環(huán)速度比外環(huán)快，在正弦給定的情況下，瞬時值內(nèi)環(huán)反饋能使電壓波形盡量接近正弦波，以減小輸出電壓畸變率。外環(huán)為平均值環(huán)，采用PI調(diào)節(jié)器，速度較慢。有了平均值外環(huán)，可以保證輸出電壓有較高的精度?？刂葡到y(tǒng)設計系統(tǒng)的控制圖如圖2-14所示圖中E——直流母線電壓——PWM環(huán)節(jié)等效增益為輸出濾波器網(wǎng)絡。輸出電壓經(jīng)整流濾波及比例環(huán)節(jié)和參考電壓相比較，誤差信號經(jīng)外環(huán)PI調(diào)節(jié)器乘以參考標準正弦波作為內(nèi)環(huán)參考給定。輸出電壓經(jīng)比環(huán)節(jié)比例和內(nèi)環(huán)參考相比較，誤差信號經(jīng)內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器得到了內(nèi)環(huán)的輸出，控制逆變電源輸出參考給定。內(nèi)環(huán)設計內(nèi)環(huán)被控系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：（2-20）圖中曲線1為被控系統(tǒng)波特圖，為濾波器的轉折頻率。內(nèi)環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器，圖中曲線2為PI調(diào)節(jié)器的特性，轉折頻率等于，這樣，補償后的開環(huán)傳遞函數(shù)為：（2-21）波特圖如圖2-15所示：其中為穿越頻率。補償后，系統(tǒng)在低頻以-20dB下降，保證了有較高的低頻開環(huán)增益，在高頻以-40dB下降，較好的抑制了開關頻率分量及高頻擾動。在實際中，尤其在輕載或空載時，不能選擇過大，過大且靠近時，系統(tǒng)會出現(xiàn)不穩(wěn)定。根據(jù)主電路參數(shù)L=360uH,C=2.2uh,=,取6280rad/s。各參數(shù)見表1。安徽理工大學畢業(yè)設計表2-1RL360uHC2.2uFK11Kpwm1/200E400外環(huán)設計：外環(huán)為平均值環(huán)，也使用PI調(diào)節(jié)器，當輸出和參考電壓有誤差時，通過PI校正內(nèi)環(huán)的參考給定，使得輸出電壓跟隨參考電壓。PI校正可以保證輸出和參考無靜差。設計時選擇PI校正器為（0.0909+5.709）/s，對應的轉折頻率為=62.8rad/s,穿越頻率=6.28rad/s。3單相SPWM方式變頻電源系統(tǒng)組成本章是全文的重點，單相SPWM方式變頻器系統(tǒng)由主電路，驅動電路，檢測電路組成。同時對一些參數(shù)做簡單的推算。3.1主電路主電路見附圖，實驗接入380V，頻率三相為50Hz的交流電，經(jīng)過三相橋式整流變?yōu)橹绷麟?，其大小按照式td(t)=1.35Ucosa1.4U。其中U為線電壓，a為觸發(fā)角。因為采用的是自然換相，故a=0即整流后的直流電壓平均值為=540V，考慮到輸入三相電有10%的波動，所以Uo=500V~560V。圖中F1為保險絲，R1為限流電阻，防止沖擊電流對IGBT的損害；JS11S為電子式時間繼電器（圖中用線圈代替），其作用是減小電容充電電流；L1，L3為共模濾波器；HL1，HL3為電流霍爾，其作用為檢測主電路的電流值，將電流反饋到PI調(diào)節(jié)器上進行比較保護；U1為電壓霍爾，作用類似電流霍爾，只是反饋的是電壓值而已。直流電壓經(jīng)L1濾波后，采用SPWM技術控制的四個IGBT進行逆變，輸出的交流電經(jīng)過變壓器變壓后，采用LC濾波器進行濾波，輸出30~250V，頻率可變的交流電。3.2驅動電路圖3-1驅動電路IGBT的驅動信號是由驅動電路發(fā)出的，其電路圖為上圖，現(xiàn)就四個驅動電路中的一個做介紹，其他的三個類似，只是編號不同而已。M57962L中的13腳分別接DSP芯片中的PWM1（另外的三個分別接PWM2，PWM3，PWM4），即DSP中的第56號引腳，14號接地。1，6號引腳分別接驅動電源。并且M57962L采用的是低電壓驅動即14，13號引腳接光耦二極管，14號因為接低電平，只有13腳輸入負電位才能驅動M57962L，這樣做的優(yōu)點在于防止出現(xiàn)干擾，當出現(xiàn)干擾波形時，采用低電平驅動的M57962L不能驅動。采用負電平驅動時G1，E1兩端電壓為輸入電壓（24V），與穩(wěn)壓管Z2（9.1V）之差即等于15V，當出現(xiàn)正電壓時，不能驅動M57962L，所以兩端電壓為穩(wěn)壓管Z2電壓-9V。3.3檢測電路本次設計中需要用到一些檢測電路，如：電壓霍爾，電流霍爾，下面就其作簡單介紹。3.3.1電壓檢測圖3-2電壓霍爾電壓檢測采用電壓霍爾，電壓霍爾是并聯(lián)在主電路中的，用來檢測電壓其原理圖為圖3-2，其原副邊電流之比為1：2.5，輸出電壓檢測220V對應4.4V，當原邊采用10K電阻時P=U*U/R=220*220/10000=4.84W一般的功率電阻的功率值最大在3W。故10K電阻過小，取20K得Io=220/2000=11mA，P=U*U/R=220*220/2000=2.4KW符合要求，副邊電流為I1=11*2.5=27.5mA由歐姆定律得R=U/I=4.4V/27.5mA2K故副邊電阻取2K電阻.3.3.2電流檢測圖3-3電流霍爾電流檢測采用電流霍爾，電流霍爾是串聯(lián)在主電路中的,用來檢測電流,其原理圖為圖3-3。因為主電路的電流大約在60A,由原副比為1000:1，得副邊電流大約為60mA,故電阻R1=U/I=12/0.06=200歐姆。故功率電阻為200/3W電阻。4數(shù)字控制的實現(xiàn)方法本章為設計中的數(shù)字部分，向DSP輸入程序實現(xiàn)數(shù)字化處理。下圖列出了控制芯片DSP與外圍設備的連接框圖，其中電壓檢測用到電壓霍爾，電流檢測用到電流霍爾，頻率的設定實現(xiàn)了變頻。隨后列出了一些程序流程圖，包括主程序流程圖，中斷程序流程圖，PI調(diào)節(jié)程序流程圖，顯示程序流程圖。DSP與外圍設備連接框圖如圖4-1所示：圖4-1DSP與外圍設備連接框圖4.1主電路流程圖主電路流程圖如圖4-2所示：圖4-2主電路流程圖4.2中斷程序流程圖中斷程序流程圖如圖4-3所示：圖4-3中斷程序流程圖4.3PI調(diào)節(jié)流程圖PI調(diào)節(jié)流程圖如圖4-4所示：圖4-4PI調(diào)節(jié)流程圖4.4本章小結DSP的運用實現(xiàn)了數(shù)字化處理，較模擬信號數(shù)字化的優(yōu)點不言而喻，本章列出了一些流程圖，其中主程序采用寄存器下溢方式調(diào)用中斷程序處理信號，中斷程序又為PI調(diào)節(jié)提供前提條件，它既得到了給定值又通過電流，電壓霍爾獲得了反饋值，最后調(diào)用了PI調(diào)節(jié)程序。PI調(diào)節(jié)程序的作用實現(xiàn)了系統(tǒng)的閉環(huán)控制，實現(xiàn)了電壓的穩(wěn)定。頻率的調(diào)節(jié)實現(xiàn)方式類似電壓調(diào)節(jié)，通過采樣獲得頻率的當前值，當外部信號發(fā)出改變頻率時，將反饋到的信號，傳輸?shù)紻SP芯片中，DSP通過程序改變基波頻率，從而實現(xiàn)頻率的改變。5系統(tǒng)參數(shù)設計本章就單相SPWM變頻器的重要參數(shù)進行推算。5.1參數(shù)設計本文所研究的是全數(shù)字單相變頻器要求將三相380V，頻率為50Hz的交流電變?yōu)檩敵鰹?20V頻率可變的交流電源。正常工作時，若負載發(fā)生變化，該變頻器具有自動調(diào)節(jié)輸出電壓和頻率使其維持不變的功能，其性能指標如下所述：1.輸入交流電壓：380V10%。2.輸出交流電壓：30~250V頻率范圍為40Hz~1000Hz交流電。3.輸出功率：5kW，=0.8。4.穩(wěn)態(tài)性能：穩(wěn)態(tài)電壓變化不大于2%，穩(wěn)態(tài)頻率變化不大于1%。輸出電壓的總諧波畸變率THD5%,單次諧波畸變率3%。5.動態(tài)性能：動態(tài)電壓變化不大于10%，動態(tài)頻率變化不大于2%?；謴蜁r間小于1秒。6.整機效率：85%。5.1.1中頻變壓器TR額定負載時變壓器輸出的有功電流為：.（5-1）采用無功負載電容補償后，變壓器輸出的無功電流為：（5-2）變壓器副邊電流的最大值為：（5-3）變壓器輸出容量為（5-4）據(jù)此可選400Hz一級品硅鋼鐵芯CD4080160，鐵芯基本參數(shù)為：鐵芯截面積：窗口面積：雖然變壓器原邊串有濾波電感，但還是有一定的諧波電流流過變壓器的原邊繞組。變壓器的鐵耗與流過繞組的電流頻率有關，頻率越高，鐵耗越大。因此變壓器的工作磁密應選低些。若選取磁通密度為高斯，則變壓器副邊繞組匝數(shù)為：匝（5-5）可取匝（左右線包各繞48匝，再串成96匝）。在確定變壓器的變比時，必須保證在最低輸入電壓時仍能使輸出電壓達到額定值。變壓器輸出220VAC的峰值為325V，考慮到變壓器付方繞組電壓降，副方電壓峰值設為。直流輸入電壓最低為540V，扣除兩個IGBT管壓降5V，并考慮死區(qū)效應的影響，即輸入電壓有10%的波動，最低輸入直流電壓為。為改善逆變器突加負載時的動態(tài)性能，設穩(wěn)態(tài)時逆變器最大占空比為，取變壓器的電壓調(diào)整率為5%，因此變壓器變比為：（5-6）在不過分加大IGBT所流過電流的情況下，為進一步提高逆變器在低直流母線電壓帶非線性負載時波形校正的能力，可選取變比為：（5-7）因此變壓器原邊繞組匝數(shù)為：匝（鐵芯左右各繞60，再串成120匝）（5-8）由于變壓器除基波電流外還有諧波電流流過，考慮集膚效應，為減小變壓器的銅耗，選取導線的電流密度為。副邊導線截面積為，因此副邊繞組可選用1.85×10的扁平銅導線繞制。又由于變壓器原邊電流的最大值為：，原邊導線截面積，因此副邊繞組可選用13扁平銅導線繞制。最后可對變壓器的窗口占用系數(shù)進行核算，實際的窗口占用系數(shù)為（5-9）因此上述設計符合繞制的工藝要求。電感上的視在功率為，可選用400Hz一級品硅鋼鐵芯CD3264100，鐵芯基本參數(shù)為：鐵芯截面積：：（5-10）考慮集膚效應，選取導線的電流密度為，導線截面積為，因此可選用1.6×10的扁平銅導線繞制。5.1.2串聯(lián)諧振電容將折算到原邊得根據(jù)實測，變壓器原方漏感為，串聯(lián)諧振電容為（5-11）上承受的交流電壓為（5-12）實際上取，采用11個的CBB48-2型電容并聯(lián)而成。在串聯(lián)諧振電路工作時，隨著諧波頻率的增加，的感抗迅速增大，的容抗迅速減小。高頻時的作用可忽略不計，因此串聯(lián)諧振電容的引入對LC濾波器的高頻濾波特性影響不大。此外電容還有隔直作用，防止變壓器因直流偏磁而飽和。安徽理工大學畢業(yè)設計6總結隨著信息處理技術的不斷發(fā)展，社會對節(jié)能的重視和需要，尤其是計算機的廣泛應用和Internet的迅猛發(fā)展，對數(shù)字控制技術的要求也越來越高。本文敘述的核心是一個恒壓變頻的變頻器，在論文中，我參閱了大量的文獻資料，盡量做到對問題的闡述系統(tǒng)、全面，并加入了一些我的理解和認識。具體地說，本文所作的主要工作有：1.詳細分析了整流，逆變的工作原理，以及已在逆變技術中得到廣泛應用的正弦脈寬調(diào)制SPWM控制技術，還就采用LC濾波器后，諧波進行了分析。2.對設計中所采用的電路，如主電路，驅動電路，檢測電路等。給予一定的說明，因篇幅的限制一些電路例如復位電路，起停電路，顯示電路沒有做過多的說明。同時就電路的參數(shù)及電路中所用到的器件功能有一定的說明。3.設計采用的是數(shù)字控制，所以在論文中，列出了主要程序流程圖，中斷程序為PI調(diào)節(jié)程序提供了前提，而PI調(diào)節(jié)是全文的中心也是全文的難點，它不但穩(wěn)定了電壓，同時可以變頻。4.文章還就設計中所采用的器件參數(shù)進行推算，為器件的選擇提供了理論依據(jù)。雖然本文對在單相SPWM全數(shù)字變頻器的設計中取得了一定的成果，但是由于時間和精力有限，所涉及到的研究工作還做得很不夠，還有很多工作在今后值得繼續(xù)研究。參考文獻[1]陳伯時.電力傳動自動控制系統(tǒng).北京:機械工業(yè)出版社,1997.[2]吳守箴.電氣傳動的脈寬調(diào)制控制技術第二版[M],2003.[3]江思敏.TMS320LF24OXDSP硬件開發(fā)教程.北京:機械T-業(yè)出版社,2003.[4]何昆.基于DSP的PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)的研究,2002.[5]呂成剛.基于DSP的變頻調(diào)速系統(tǒng),2002.[6]王兆安.電力電子技術第四版[M].北京:機械工業(yè)出版社,2001.[7]李志民.同步電動機調(diào)速系統(tǒng)[M].北京:機械工業(yè)出版社,2001.[8]虞東海,顏鋼鋒.基于DSP的變頻調(diào)速矢量控制系統(tǒng).電氣傳動,2003,VOL.33N04:2021.[9]陳伯時.交流調(diào)速系統(tǒng)[M].北京:機械工業(yè)出版社,1999.[10]郭必勝.矢量控制變頻器的研制,2003.[11]張燕賓.SPWM變頻調(diào)速應用技術第二版[M].北京:機械工業(yè)出版社,2002.[12]吳忠智,吳加林.變頻器應用手冊（第2版）[M].機械工業(yè)出版社,2002.[13]韓安榮,通用變頻器及其應用[M].機械工業(yè)出版社,2000,1.[14]劉和平,嚴利平,張學鋒,卓清鋒.TMS320LF240xDSP結構原理及應用（第一版）.北京：北京航空航天大學出版社,2002.[15]章云,謝莉萍,熊紅艷.DSP控制器及其應用,第一版.機械工業(yè)出版社,2001.[16]CasiniD.,MarchesoniM.,etal.SlidingModeMultilevelControlforImprovedPerformancesinPowerConditioningSystems[J].IEEETrans.OnPE,1995,10(4):453－463.[17]TexasInstruments,“TMS320C24xDSPControllers,CPU,System,andInstructionSet,ReferehceSetVolumeⅠ”,1997.[18]TexasInstruments,“TMS320C24xDSPControllers,PerpheralLibraryandSpecificDevices,ReferenceSetvolumeⅡ”,1997.附圖：系統(tǒng)總電路圖附錄：系統(tǒng)源程序本例載波頻率為20KHz，或載波周期為50μs。DSP晶振10MHz，內(nèi)部4倍頻，時鐘頻率為40MHz，計數(shù)周期為25ns。假設調(diào)制波頻率由外部輸入（1～50Hz），并轉換成合適的格式（本例為Q4格式）。調(diào)制系數(shù)M為0～0.9。死區(qū)時間1.6μs。最小刪除脈寬3μs。主程序的工作是根據(jù)輸入的調(diào)制波頻率計算N、2N和M值。定時器采用連續(xù)增減計數(shù)方式。利用下溢中斷，每個載波周期都產(chǎn)生一次中斷，在每次中斷都根據(jù)以下公式分別計算出下一個載波周期的三個比較值。并比較正負脈寬是否小于3μs，如果小于3μs則刪除該脈沖。本例中的常數(shù)：π倍載波周期：π5010-6228=42166秒，Q28格式載波頻率：20000Hz2=40000Hz，Q1格式；定時器周期值：50μs/2/25ns=1000個計數(shù)周期；調(diào)制系數(shù)對調(diào)制波頻率的比例系數(shù)：0.9/50=0.018221=37749，Q21格式；最小正脈寬：3μs/25ns=120個計數(shù)周期；最小負脈寬：47μs/25ns=1880個計數(shù)周期；弧度換算成度系數(shù)：360/2π24=917，Q4格式；2π/3212=8579弧度，Q12格式；4π/3212=17157弧度，Q12格式；2π212=25736弧度，Q12格式；.INCLUDE"240X.H";寄存器地址;以下定義變量.BSSTEMP,1;中間變量.BSSTEMP1,1;中間變量.BSSTEMP2,1;中間變量.BSSTEMP3,1;中間變量.BSSTEMP4,1;中間變量.BSSTEMP5,1;中間變量.BSSTEMP6,1;中間變量.BSSK_,1;第K個采樣點.BSSPITC,1;π乘載波周期=42166,Q28格式.BSSF2M,1;調(diào)制系數(shù)對調(diào)制波頻率的比例系數(shù),Q21格式.BSST_HALF,1;T_carr/2的定時器計數(shù)脈沖個數(shù),Q0格式.BSSF_CARR,1;載波頻率,Q1格式.BSSPMIN,1;最小正脈寬(脈沖個數(shù)),Q0格式.BSSPMAX,1;最小負脈寬(脈沖個數(shù)),Q0格式.BSSF_MODU,1;調(diào)制波頻率,Q4格式.BSSN_,1;每個調(diào)制波周期的載波脈沖數(shù),Q0格式.BSSKMAX,1;2N,Q0格式;CONTEXT段,定義保護現(xiàn)場數(shù)據(jù)區(qū)ST0_SAVE.USECT".CONTEXT",1;狀態(tài)寄存器ST0保存單元ST1_SAVE.USECT".CONTEXT",1;狀態(tài)寄存器ST1保存單元ACCH.USECT".EXTCONT",1;ACC高字保存單元ACCL.USECT".EXTCONT",1;ACC低字保存單元P_HI.USECT".EXTCONT",1;P寄存器高字保存單元P_LO.USECT".EXTCONT",1;P寄存器低字保存單元T_SAVE.USECT".EXTCONT",1;T保存單元;定義主向量段.SECT".VECTORS";定義主向量段RESETB_C_INT0;地址0000H，復位，優(yōu)先級1INT1BPHANTOM;地址0002H，INT1，優(yōu)先級4INT2B_C_INT2;地址0004H，INT2，優(yōu)先級5INT3BPHANTOM;地址0006H，INT3，優(yōu)先級6INT4BPHANTOM;地址0008H，INT4，優(yōu)先級7INT5BPHANTOM;地址000AH，INT5，優(yōu)先級8INT6BPHANTOM;地址000CH，INT6，優(yōu)先級9RESERVEDBPHANTOM ;地址000EH，測試，優(yōu)先級10SW_INT8BPHANTOM ;地址0010H，自定義軟中斷SW_INT9BPHANTOM ;地址0012H，自定義軟中斷SW_INT10BPHANTOM ;地址0014H，自定義軟中斷SW_INT11BPHANTOM ;地址0016H，自定義軟中斷SW_INT12BPHANTOM ;地址0018H，自定義軟中斷SW_INT13BPHANTOM ;地址001AH，自定義軟中斷SW_INT14BPHANTOM ;地址001CH，自定義軟中斷SW_INT15BPHANTOM ;地址001EH，自定義軟中斷SW_INT16BPHANTOM ;地址0020H，自定義軟中斷TRAP BPHANTOM ;地址0022H，TRAP矢量NMI BPHANTOM ;地址0024H，NMI，優(yōu)先級3EMU_TRAPBPHANTOM ;地址0026H，仿真Trap，優(yōu)先級2SW_INT20BPHANTOM ;地址0028H，自定義軟中斷SW_INT21BPHANTOM ;地址002AH，自定義軟中斷SW_INT22BPHANTOM ;地址002CH，自定義軟中斷SW_INT23BPHANTOM ;地址002EH，自定義軟中斷SW_INT24BPHANTOM ;地址0030H，自定義軟中斷SW_INT25BPHANTOM ;地址0032H，自定義軟中斷SW_INT26BPHANTOM ;地址0034H，自定義軟中斷SW_INT27BPHANTOM ;地址0036H，自定義軟中斷SW_INT28BPHANTOM ;地址0038H，自定義軟中斷SW_INT29BPHANTOM ;地址003AH，自定義軟中斷SW_INT30BPHANTOM ;地址003CH，自定義軟中斷SW_INT31BPHANTOM ;地址003EH，自定義軟中斷;定義子向量段.SECT".PVECS";定義子向量段PVECTORS B PHANTOM ;偏移地址0000H B PHANTOM ;偏移地址0001H B PHANTOM ;偏移地址0002H B PHANTOM ;偏移地址0003H B PHANTOM ;偏移地址0004H B PHANTOM ;偏移地址0005H B PHANTOM ;偏移地址0006H B PHANTOM ;偏移地址0007H B PHANTOM ;偏移地址0008H B PHANTOM ;偏移地址0009H B PHANTOM ;偏移地址000AH B PHANTOM ;偏移地址000BH B PHANTOM ;偏移地址000CH B PHANTOM ;偏移地址000DH B PHANTOM ;偏移地址000EH B PHANTOM ;偏移地址000FH B PHANTOM ;偏移地址0010H B PHANTOM ;偏移地址0011H B PHANTOM ;偏移地址0012H B PHANTOM ;偏移地址0013H B PHANTOM ;偏移地址0014H B PHANTOM ;偏移地址0015H B PHANTOM ;偏移地址0016H B PHANTOM ;偏移地址0017H B PHANTOM ;偏移地址0018H B PHANTOM ;偏移地址0019H B PHANTOM ;偏移地址001AH B PHANTOM ;偏移地址001BH B PHANTOM ;偏移地址001CH B PHANTOM ;偏移地址001DH B PHANTOM ;偏移地址001EH B PHANTOM ;偏移地址001FH B PHANTOM ;偏移地址0020H B PHANTOM ;偏移地址0021H B PHANTOM ;偏移地址0022H B PHANTOM ;偏移地址0023H B PHANTOM ;偏移地址0024H B PHANTOM ;偏移地址0025H B PHANTOM ;偏移地址0026H B PHANTOM ;偏移地址0027H B PHANTOM ;偏移地址0028H B WXM ;偏移地址0029H B PHANTOM ;偏移地址002AH B PHANTOM ;偏移地址002BH B PHANTOM ;偏移地址002CH B PHANTOM ;偏移地址002DH B PHANTOM ;偏移地址002EH B PHANTOM ;偏移地址002FH B PHANTOM ;偏移地址0030H B PHANTOM ;偏移地址0031H B PHANTOM ;偏移地址0032H B PHANTOM ;偏移地址0033H B PHANTOM ;偏移地址0034H B PHANTOM ;偏移地址0035H B PHANTOM ;偏移地址0036H B PHANTOM ;偏移地址0037H B PHANTOM ;偏移地址0038H B PHANTOM ;偏移地址0039H B PHANTOM ;偏移地址003AH B PHANTOM ;偏移地址003BH B PHANTOM ;偏移地址003CH B PHANTOM ;偏移地址003DH B PHANTOM ;偏移地址003EH B PHANTOM ;偏移地址003FH B PHANTOM ;偏移地址0040H B PHANTOM ;偏移地址0041H;以下是主程序.TEXT;系統(tǒng)初始化程序_C_INT0SETCINTM;禁止中斷CLRCCNF;B0為數(shù)據(jù)存儲區(qū)LDP#224SPLK#0000000000000100B,SCSR1;4倍頻,CLKOUT40MHzSPLK#68H,WDCR;不用看門狗LDP#225LACCMCRAOR#0FC0H;設置PWM1-6引腳SACLMCRA;中斷初始化程序LDP#0SPLK#0FFH,IFR;清所有系統(tǒng)中斷標志SPLK#00000010B,IMR;開INT2中斷LDP#232SPLK#0FFFH,EVAIFRA;清事件管理器A所有中斷標志SPLK#0FH,EVAIFRBSPLK#0FH,EVAIFRCSPLK#0200H,EVAIMRA;開T1下溢中斷SPLK#0,EVAIMRB;屏蔽所有中斷SPLK#0,EVAIMRC;屏蔽所有中斷;初始化事件管理器A程序SPLK#1000,T1PR;T1周期值=1000SPLK#1000,CMPR1;占空比初值0%SPLK#1000,CMPR2SPLK#1000,CMPR3SPLK#0000011001100110B,ACTRA;引腳PWM1,3,5高有效,2,4,6低有效SPLK#01F4H,DBTCONA;死區(qū)時間1*32*50ns=1.6uμsSPLK#1000001000000000B,COMCONA;允許比較,下溢重載SPLK#0000100001000010B,T1CON;連續(xù)增減計數(shù)方式,預分頻=1CLRCINTM;開總中斷;變量初始化LDP#5SPLK#0,K_;K=0SPLK#42166,PITC;π*T_carr=42166,Q28格式SPLK#37749,F2M;F-M轉換系數(shù),Q21格式SPLK#1000,T_HALF;T_carr/2的定時器計數(shù)脈沖個數(shù),Q0格式SPLK#40000,F_CARR;載波頻率,Q1格式SPLK#120,PMIN;最小正脈寬(脈沖個數(shù)),Q0格式SPLK#1880,PMAX;最小負脈寬時的最大正脈寬,Q0格式;-主循環(huán)CYCLELDP#5LACCF_MODU,13;調(diào)制波頻率,Q4格式SACHTEMP;右移3位,Q1格式LACCF_CARR;載波頻率,Q1格式RPT#15SUBCTEMP;計算N=F_carr/F_moduSACLN_;保存N,Q0格式LACCN_,1;2NSACLKMAX;保存,Q0格式LTF2M;F-M轉換系數(shù)37749,Q21格式MPYF_MODU;Q4格式PACSACHM_;保存M,Q9格式BCYCLE;循環(huán);假中斷子程序PHANTOMRET;假中斷;T1下溢中斷處理子程序_C_INT2SST#ST0,ST0_SAVE;保存現(xiàn)場ST0SST#ST1,ST1_SAVE;保存ST1LDP#5SACHACCHSACLACCL;保存ACCSPHP_HISPLP_LO;保存PMPY#1;P<=TSPLT_SAVE;保存TLDP#224LACCPIVR,1;讀偏移地址ADD#PVECTORS;子向量表首地址BACCWXMLDP#232SPLK#0200H,EVIFRA;清中斷標志LDP#5LTPITC;π*T_carr=42166,Q28格式MPYK_;Q0格式PAC;計算K*π*T_carrSACHTEMP1;保存乘積,Q12格式LTTEMP1MPYF_MODU;乘調(diào)制波頻率,Q4格式PAC;計算K*π*T_carr*T_moduRPT