開關(guān)穩(wěn)壓電源E題設(shè)計分析專項方案國賽一等獎

開關(guān)穩(wěn)壓電源<E題）摘要本系統(tǒng)以Boost升壓斬波電路為關(guān)鍵，以MSP430單片機(jī)為主控制器和PWM信號發(fā)生器，依據(jù)反饋信號對PWM信號做出調(diào)整，進(jìn)行可靠閉環(huán)控制，從而實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。系統(tǒng)輸出直流電壓30V～36V可調(diào)，能夠經(jīng)過鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整，最大輸出電流達(dá)成2A，電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率低，DC-DC變換器效率達(dá)成93.97%。能對輸入電壓、輸出電壓和輸出電流進(jìn)行測量和顯示。系統(tǒng)特色：1）輸出電壓反饋采取“同時采樣”方法，能有效避免電壓尖峰對信號檢測影響。2）采取多個有效方法降低系統(tǒng)電磁干擾<EMI），增強(qiáng)電磁兼容性<EMC）。3）含有完善、可靠保護(hù)功效，如：過流保護(hù)、反接保護(hù)、欠壓保護(hù)、過溫保護(hù)、防開機(jī)“浪涌”電流保護(hù)等，確保了系統(tǒng)可靠性。方案論證DC-DC主回路拓?fù)浞桨敢婚g接直流變流電路：結(jié)構(gòu)圖1-1所表示，能夠?qū)崿F(xiàn)輸出端和輸入端隔離，適合于輸入電壓和輸出電壓之比遠(yuǎn)小于或遠(yuǎn)大于1情形，但因為采取數(shù)次變換，電路中損耗較大，效率較低，而且結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。圖1-1間接直流變流電路方案二Boost升壓斬波電路：拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖1-2所表示。開關(guān)開通和關(guān)斷受外部PWM信號控制，電感L將交替地存放和釋放能量，電感L儲能后使電壓泵升，而電容C可將輸出電壓保持住，輸出電壓和輸入電壓關(guān)系為UO=(ton+toff>，經(jīng)過改變PWM控制信號占空比能夠?qū)?yīng)實現(xiàn)輸出電壓改變。該電路采取直接直流變流方法實現(xiàn)升壓，電路結(jié)構(gòu)較為簡單，損耗較小，效率較高。圖1-1間接直流變流電路圖1-2圖1-2Boost升壓斬波電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)綜合比較，我們選擇方案二?？刂品椒皩崿F(xiàn)方案方案一利用PWM專用芯片產(chǎn)生PWM控制信號。此法較易實現(xiàn)，工作較穩(wěn)定，但不易實現(xiàn)輸出電壓鍵盤設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整。方案二利用單片機(jī)產(chǎn)生PWM控制信號。讓單片機(jī)依據(jù)反饋信號對PWM信號做出對應(yīng)調(diào)整以實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出。這種方案實現(xiàn)起來較為靈活，能夠經(jīng)過調(diào)試針對本身系統(tǒng)做出配套優(yōu)化。不過系統(tǒng)調(diào)試比較復(fù)雜。在這里我們選擇方案二。系統(tǒng)總體框圖圖1-3系統(tǒng)總體框圖提升效率方法及實現(xiàn)方案圖1-3系統(tǒng)總體框圖Boost升壓斬波電路中開關(guān)管選擇：電力晶體管<GTR）耐壓高、工作頻率較低、開關(guān)損耗大；電力場效應(yīng)管<PowerMOSFET）開關(guān)損耗小、工作頻率較高。從工作頻率和降低損耗角度考慮，選擇電力場效應(yīng)管作為開關(guān)管。選擇適宜開關(guān)工作頻率：為降低開關(guān)損耗，應(yīng)盡可能降低工作頻率；為避免產(chǎn)生噪聲，工作頻率不應(yīng)在音頻內(nèi)。綜合考慮后，我們把開關(guān)頻率設(shè)定為20kHz。Boost升壓電路中二極管選擇：開關(guān)電源對于二極管開關(guān)速度要求較高，可從快速恢復(fù)二極管和肖特基二極管中加以選擇。和快速恢復(fù)二極管相比，肖特基二極管含有正向壓降很小、恢復(fù)時間更短優(yōu)點，但反向耐壓較低，多用于低壓場所?？紤]到降低損耗和低壓應(yīng)用實際，選擇肖特基二極管?？刂齐娐芳氨Ｗo(hù)電路方法：控制電路采取超低功耗單片機(jī)MSP430，其工作電流僅280μA；顯示采取低功耗LCD；控制及保護(hù)電路電源采取了降低功耗方法，具體實現(xiàn)見附錄圖2，單片機(jī)由低功耗穩(wěn)壓芯片HT7133單獨供電。電路設(shè)計和參數(shù)計算Boost升壓電路器件選擇及參數(shù)計算Boost升壓電路包含驅(qū)動電路和Boost升壓基礎(chǔ)電路，圖2-1所表示。圖2-圖2-SEQ圖表\*ARABIC1Boost升壓電路(a>PWM驅(qū)動電路<b）Boost升壓基礎(chǔ)電路開關(guān)場效應(yīng)管選擇選擇導(dǎo)通電阻小IRF540作為開關(guān)管，其導(dǎo)通電阻僅為77mΩ<VGS=10V,ID=17A）。IRF540擊穿電壓VDSS為55V，漏極電流最大值為28A<VGS=10V，25°C），許可最大管耗PCM可達(dá)50W，完全滿足電路要求。PWM驅(qū)動電路器件選擇單片機(jī)I/O口輸出電壓較低、驅(qū)動能力不強(qiáng)，我們使用專用驅(qū)動芯片IR2302。其導(dǎo)通上升時間和關(guān)斷下降時間分別為130ns和50ns，能夠?qū)崿F(xiàn)電力場效應(yīng)管高速開通和關(guān)斷。IR2302還含有欠壓保護(hù)功效。肖特基二極管選擇選擇ESAD85M-009型肖特基二極管，其導(dǎo)通壓降小，經(jīng)過1A電流時僅為0.35V，而且恢復(fù)時間短。實際使用時為降低導(dǎo)通壓降將兩個肖特基二極管并聯(lián)。電感參數(shù)計算電感值計算：其中，m是脈動電流和平均電流之比取為0.25，開關(guān)頻率f=20kHz,輸出電壓為36V時，LB=527.48μH，取530μH。電感線徑計算：最大電流IL為2.5A，電流密度J取4A/mm2，線徑為d,則由得d=0.892mm,工作頻率為20kHz,需考慮趨膚效應(yīng)，制作中采取多線并繞方法，既不過流使用，又避免了趨膚效應(yīng)造成漆包線有效面積減小。電容參數(shù)計算其中，ΔUO為負(fù)載電壓改變量，取20mV,f=20kHz,UO=36V時,CB=1465μF,取為μF，實際電路中用多只電容并聯(lián)實現(xiàn)，減小電容串聯(lián)等效電阻<ESR），起到減小輸出電壓紋波作用，愈加好地實現(xiàn)穩(wěn)壓。輸出濾波電路設(shè)計和參數(shù)計算<見附錄）控制電路設(shè)計和參數(shù)計算單片機(jī)依據(jù)電壓設(shè)定值和電壓反饋信號調(diào)整PWM控制信號占空比，實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，同時，單片機(jī)和采樣電路相結(jié)合，將為系統(tǒng)提供過流保護(hù)、過熱保護(hù)、過壓保護(hù)等方法，并實現(xiàn)輸出電壓、輸出電流和輸入電壓測量和顯示。PWM信號占空比當(dāng)U2=15V，UO=36V時，UIN=1.2*U2-2V=16V，最大值DMAX=0.556；當(dāng)U2=21V，UO=30V時，UIN=1.4*U2-2V=27.4V，最小值DMIN=0.087系統(tǒng)對于單片機(jī)A/D采樣精度要求：題目中最高精度要求為0.2%，欲達(dá)成這一精度，A/D精度要達(dá)成1/500，即最少為9位A/D，MP430內(nèi)置A/D為12位，只要合理設(shè)定測量范圍，完全能夠達(dá)成題目標(biāo)精度要求。保護(hù)電路設(shè)計和參數(shù)計算過流保護(hù)(共三級>輸入過流保護(hù)在直流輸入端串聯(lián)一支保險絲<250V，5A），從而實現(xiàn)過流保護(hù)。輸出過流保護(hù)輸出端串接電流采樣電阻RTEST2，材料選擇溫漂小康銅絲。電壓信號需放大后送給單片機(jī)進(jìn)行A/D采樣。過流故障解除后，系統(tǒng)將自動恢復(fù)正常供電狀態(tài)。逐波過流保護(hù)逐波過流保護(hù)在每個開關(guān)周期內(nèi)對電流進(jìn)行檢測，過流時強(qiáng)行關(guān)斷，預(yù)防場效應(yīng)管燒壞。具體實現(xiàn)電路見附錄圖5<a）?？紤]到MOS管開通時尖鋒電流可能使逐波過流保護(hù)電路誤動作，加入如附錄圖5<b）所表示電路。反接保護(hù)反接保護(hù)功效由二極管和保險絲實現(xiàn)，電路如附錄圖3<a）。過熱保護(hù)經(jīng)過熱敏電阻檢測場效應(yīng)管溫度，溫度過高時關(guān)斷場效應(yīng)管。防開機(jī)“浪涌”保護(hù)用NTC電阻實現(xiàn)了對開機(jī)浪涌電流抑制，見附錄圖3<a）。場效應(yīng)管欠壓保護(hù)利用IR2302欠壓保護(hù)功效，對其電源電壓進(jìn)行檢測，使場效應(yīng)管嚴(yán)格工作在非飽和區(qū)或截止區(qū)，預(yù)防場效應(yīng)管進(jìn)入飽和區(qū)而損壞。數(shù)字設(shè)定及顯示電路設(shè)計分別經(jīng)過鍵盤和LCD實現(xiàn)數(shù)字設(shè)定和顯示。鍵盤用來設(shè)定和調(diào)整輸出電壓；輸出電壓、輸出電流和輸入電壓量值經(jīng)過LCD顯示。電路接口見附錄。效率分析及計算<U2=18V,輸出電壓UO=36V,輸出電流IO=2A）DC-DC電路輸入電壓UIN=1.2*U2-2V=19.6V，信號占空比D≈1-UIN/UO=0.456，輸入電壓有效值IIN=IO/<1-D）=3.676A，輸出功率PO=UO*IO=72W下面計算電路中損耗P損耗：Boost電路中電感損耗：其中，DCR1為電感直流電阻，取為50mΩ，代入可得PDCR1=0.68WBoost電路中開關(guān)管損耗開關(guān)損耗PSW=0.5*UIN*IIN<tr+tf）*f其中，tr是開關(guān)上升時間，為190ns,tf是開關(guān)下降時間，為110ns,f是開關(guān)頻率，為20kHz,代入可得PSW=0.2160W導(dǎo)通損耗其中，導(dǎo)通電阻RDSON=77mΩ，電流感應(yīng)電阻RSNS取0.1Ω，代入得PC=1.23W肖特基二極管損耗流過二極管電流值和輸出電流I0相等，則二極管損耗其中，IO=2A,取二極管壓降VD為0.35V，代入可得PD=0.7W兩只采樣電阻上總損耗為0.9W<計算過程見附錄2）其它部分損耗約為0.8W，具體計算過程見附錄2。綜上，電路中總損耗功率P損耗=4.5WDC-DC變換器效率η=PO/<PO+P損耗）=94%系統(tǒng)特色：1．輸出電壓反饋采取“同時采樣”方法，有效地避免了電壓尖峰對信號檢測影響。軟件濾波可降低毛刺干擾，但不能從根本上減小干擾?！巴瑫r采樣”法是依據(jù)開關(guān)毛刺可估計性<集中在開關(guān)瞬間，連續(xù)時間不超出2μS），在開關(guān)管動作后2μS再采樣，避免采到毛刺，提升了反饋信號正確度和穩(wěn)定度。2．采取多個方法降低系統(tǒng)電磁干擾<EMI），如：開關(guān)頻率較低，降低了EMI；單片機(jī)內(nèi)部時鐘源－壓控震蕩器<DCO）采取了‘抖頻’技術(shù)，使EMI能量分散在各個頻率點上，降低了EMI峰值；產(chǎn)生PWM信號時也使用了‘抖頻’技術(shù)，即實現(xiàn)了用較少位數(shù)PWM產(chǎn)生較多控制階數(shù)，又降低了EMI。3．含有多重保護(hù)方法，確保了系統(tǒng)高可靠性。軟件設(shè)計<關(guān)鍵步驟圖圖3-1所表示）圖3-1關(guān)鍵步驟圖圖3-1關(guān)鍵步驟圖程序說明:本程序關(guān)鍵經(jīng)過鍵盤設(shè)定輸出電壓值,利用PI算法控制PWM占空比，實現(xiàn)電壓穩(wěn)定輸出.而且為了降低干擾,軟件采取同時采樣方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采樣,這么就能夠避免采樣到毛刺,進(jìn)行錯誤判定,造成輸出電壓不穩(wěn),再依據(jù)部分其它反饋采樣值進(jìn)行調(diào)整,確保系統(tǒng)能夠安全可靠穩(wěn)定工作。系統(tǒng)測試及結(jié)果分析測試使用儀器<如表4.1所表示）表4.1測試使用儀器設(shè)備序號名稱、型號、規(guī)格數(shù)量備注1FLUKE15B萬用表4美國福祿克企業(yè)2TDGC-2接觸調(diào)壓器<0.5KVA）1上海松特電器3KENWOODCS-4125示波器1帶寬20MHz測試方法<連接圖4-1所表示）圖4-1測試連接圖圖4-1測試連接圖測試數(shù)據(jù)電壓調(diào)整率SU測試<測試條件：IO=2A，UO=36V）U2=15V時，UO1=35.98V；U2=21V時，UO2=36.13V。電壓調(diào)整率SU=<UO2-UO1）/UO1=0.42%。負(fù)載調(diào)整率SI測試<測試條件：U2=18V，UO=36V）IO=0A時，UO3=36.29V；IO=2A時，UO4=36.04V。負(fù)載調(diào)整率SI=<UO3-UO4）/UO3=0.69%。DC-DC轉(zhuǎn)換器效率η測試<測試條件：IO=2A，UO=36V，U2=18V）UIN=19.5V，IIN=3.88A；UO=36.00V，IO=1.975A。DC-DC轉(zhuǎn)換器效率η=UOIO/UINIIN=93.97%。測試結(jié)果分析測試數(shù)據(jù)和設(shè)計指標(biāo)比較<如表4.2所表示）表4.2測試數(shù)據(jù)和設(shè)計指標(biāo)比較測試工程基礎(chǔ)要求發(fā)揮要求電路測試結(jié)果輸出電壓可調(diào)范圍30V-36V實現(xiàn)最大輸出電流2A實現(xiàn)電壓調(diào)整率≤2％≤0.2%0.42%負(fù)載調(diào)整率≤5％≤0.5%0.69%輸出噪聲電壓峰峰值≤1VPP1.8VPPDC-DC變換器效率≥70%≥85%93.97%過流保護(hù)動作電流2.5±0.2A故障排除后自動恢復(fù)動作電流2.53A，能夠自動恢復(fù)。輸出電壓設(shè)定和步進(jìn)調(diào)整步進(jìn)1V，測量和顯示電壓電流實現(xiàn)，步進(jìn)可達(dá)0.1V。其它完整可靠保護(hù)電路產(chǎn)生偏差原因?qū)π实冗M(jìn)行理論分析和計算時，采取是器件參數(shù)經(jīng)典值，但實際器件參數(shù)含有顯著離散性，電路性能很可能所以無法達(dá)成理論分析值。電路制作工藝并非理想，會增加電路中損耗。改善方法使用性能愈加好器件，如換用導(dǎo)通電阻更小電力MOS管，采取低阻電容。使用軟開關(guān)技術(shù)，深入減小電力MOS管開關(guān)損耗；采取同時式開關(guān)電源方案，用電力MOS管替換肖特基二極管以減小損耗；優(yōu)化軟件控制算法，深入減小電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率。結(jié)論本電路結(jié)構(gòu)簡單，功效齊全，性能優(yōu)良，除部分指標(biāo)外均達(dá)成并超出了題目要求。保護(hù)電路完善，使用更安全。使用同時采樣技術(shù)和多個抗EMI技術(shù)使得本電路愈加環(huán)境保護(hù)。因為時間擔(dān)心，任務(wù)較為繁重，本電路還有不足之處，如輸出紋波偏大等。這些全部是以后我們努力和改善方向。附錄1電路原理圖圖1開關(guān)穩(wěn)壓電源電路圖1開關(guān)穩(wěn)壓電源電路圖圖2單片機(jī)最小系統(tǒng)圖3保護(hù)電路圖3保護(hù)電路<a）輸入保護(hù)電路<b）過熱保護(hù)電路圖4輸出過流保護(hù)電路圖4輸出過流保護(hù)電路圖5逐波過流保護(hù)電路圖5逐波過流保護(hù)電路附錄2效率計算完整過程電路中關(guān)鍵損耗已在正文中進(jìn)行了計算，下面給出其它部分損耗計算過程：Boost電路中電容損耗輸出電流有效值代入數(shù)據(jù)得IO-RMS=2.069A而電容損耗等效串聯(lián)電阻ESR取為10mΩ，代入得PCO1=0.0428W輸出濾波電路損耗：電容損耗計算方法和求PCO1相同，可求得PCO2=0.0428W電感損耗其中，DCR2為電感直流電阻，取為50mΩ，又IO=2A，代入可得PDCR2=0.20WPWM驅(qū)動部分損耗驅(qū)動芯片IR2302靜態(tài)損耗為12mW<可忽略）IR2302驅(qū)動電路動態(tài)損耗其中，導(dǎo)通控制電壓UGSON=12V，場效應(yīng)管輸入電容CQON=1.7nF,f=20kHz，代入計算得P驅(qū)動=2.45mW<可忽略）因為設(shè)計實現(xiàn)時較多考慮到降低功耗，控制電路和檢測保護(hù)電路功耗全部較小，總體估算為0.5W。過流保護(hù)采樣電阻上損耗其中，IO=2A，RTE