模塊4 牽引變流器《列車電力傳動與控制》教學課件

《列車電力傳動與控制》?精品課件合集第X章XXXX模塊4

牽引變流器第4章牽引變流器

4.1兩電平式牽引變流器

4.2三電平式牽引變流器

4.3變流器的設計2024/8/224第4章牽引變流器牽引變流器是交流傳動系統(tǒng)的核心部件，能夠?qū)崿F(xiàn)四象限運行，滿足列車牽引、制動需要。牽引變流器的基本功能是，把來自接觸網(wǎng)或其它交流電源的交流電壓，最終變換為頻率、幅值可調(diào)的三相交流電壓，供給交流牽引電動機，將電能轉(zhuǎn)換為機械能，輸出轉(zhuǎn)矩驅(qū)動動輪旋轉(zhuǎn)，在輪軌間產(chǎn)生牽引力或制動力，使列車運行。在列車電力傳動系統(tǒng)中，由于受調(diào)速范圍的限制，只能采用交-直-交流傳動控制技術(shù)。交-直-交流傳動控制由兩部分組成，即網(wǎng)(電源)側(cè)整流器控制和電動機(負載)側(cè)逆變器控制。2024/8/225交-直-交流傳動系統(tǒng)變流器由網(wǎng)側(cè)整流器、直流中間環(huán)節(jié)、電動機側(cè)逆變器及控制裝置組成。整流器的作用是把來自接觸網(wǎng)的單相交流電壓或同步發(fā)電機產(chǎn)生的三相交流電壓變換為直流。直流中間環(huán)節(jié)由濾波電容器或電感組成，其作用是儲能和濾波。逆變器的作用是將中間環(huán)節(jié)平直的直流電，通過一定的控制策略，變換為頻率、電壓可調(diào)的三相脈沖交流電，供給交流牽引電動機，進行能量轉(zhuǎn)換驅(qū)動列車。牽引變流器根據(jù)中間直流環(huán)節(jié)濾波元件的不同，可分為電壓型和電流型兩種。電壓型變流器直流中間環(huán)節(jié)的儲能器采用電容器，向逆變器輸出的是恒定的直流電壓，相當于恒壓源；電流型變流器直流中間環(huán)節(jié)的儲能器采用電感，相當2024/8/226于恒流源，向逆變器輸出的是恒定的直流電流。

在交-直-交流傳動系統(tǒng)中，牽引變流器與牽引電動機之間互為電源，又互為負載。牽引電動機一般為異步電動機。在牽引工況，若從負載端來看變流器可分為電壓型和電流型兩種。由于電壓型變流器相對于電流型變流器具有較大的優(yōu)勢，所以在現(xiàn)代軌道列車交流傳動領(lǐng)域大多都采用電壓型逆變器。電流型變流器只為同步電動機供電或在一些城市、市郊軌道運輸裝備中使用。交流傳動內(nèi)燃機車等自備能源的列車，變流器由不可控整流器和PWM逆變器組成，動力制動一般采用電阻制動。電力機車/EMU牽引變流器由網(wǎng)側(cè)整流器和電動機側(cè)逆變器兩部分組成，無論是網(wǎng)側(cè)的整流器還是電動機側(cè)的逆變器2024/8/227都屬于開關(guān)電路，電路中開關(guān)器件的周期性通斷，從根本上破壞了交流電壓、電流的正弦波形和連續(xù)性，在電壓、電流中產(chǎn)生了高次諧波，不僅給污染了電網(wǎng)，而且使電動機運行性能惡化，諧波電流產(chǎn)生的脈動轉(zhuǎn)矩將使電動機產(chǎn)生振動、噪音，影響穩(wěn)定運行。減小諧波分量最為有效的方式是牽引變流器采用PWM控制。從負載來看可分為電壓型和電流型兩種。由于電壓型變流器相對于電流型變流器具有較大的優(yōu)勢，所以在現(xiàn)代軌道列車交流傳動領(lǐng)域大多都采用電壓型逆變器。電壓型變流器的驅(qū)動，一般采用“四象限脈沖整流器＋中間直流電路＋電壓型逆變器＋異步牽引電動機”的方式。2024/8/228根據(jù)逆變器輸出交流側(cè)相電壓的可能取值情況，將電壓型逆變器分為兩電平式和三電平式。二電平式逆變器，可以把直流中間環(huán)節(jié)的正極電位或負極電位接到電動機上去；三電平式逆變器，除了把直流中間環(huán)節(jié)的正極或負極電位送到電動機上去以外，還可以把直流中間環(huán)節(jié)的中點電位送到電動機上去，含有較少的諧波，其輸出波形得到了改善，但需要更多的器件。在交流傳動領(lǐng)域，當中間電路直流電壓時，主電路中變流器通常采用兩電平式電路；當時，宜采用三電平式電路結(jié)構(gòu)。2024/8/2294.1兩電平式牽引變流器在交-直-交流傳動電力機車/EMU系統(tǒng)，典型的兩電平式牽引變流器電路，主要由兩電平式四象限脈沖整流器、中間直流電壓回路和兩電平式PWM逆變器組成，由牽引變壓器的二次繞組供電，電路結(jié)構(gòu)如圖4—1所示。在交-直-交流傳動電力機車/EMU中，電源側(cè)變流器采用四象限調(diào)節(jié)整流器（4qc），它通過PWM斬波控制方法，可以調(diào)節(jié)從電網(wǎng)輸入的電流相位，使所取電流波形接近正弦波形，并能在廣泛的負載范圍內(nèi)，使列車的功率因數(shù)接近于或達到1，電網(wǎng)只提供有功電能，對減小通訊信號的諧波干2024/8/2211擾和充分利用電網(wǎng)的傳輸功率方面都具有很重要的意義。另外，四象限變流器能很方便地實現(xiàn)牽引和再生制動之間的能量轉(zhuǎn)換，能取得顯著的節(jié)能效果。四象限脈沖整流器將來自牽引繞組的單相交流電壓變換成直流電，通過濾波儲能元件建立穩(wěn)定的中間直流電壓。逆變器把中間回路直流電壓變成幅值和頻率可調(diào)的三相交流電壓，供給異步牽引電動機。在起動階段，逆變器按脈寬調(diào)制模式進行控制，恒壓頻比輸出。當逆變器輸出達到規(guī)定值(基頻)后，轉(zhuǎn)入方波控制模式。有時在逆變器和異步牽引電動機之間串入平波電抗器，用以抑制起動過程中電動機電流的諧波分量，改善轉(zhuǎn)矩脈動狀況并減少損耗。起動完成后，通過2024/8/2212接觸器把它短接。當列車進行再生制動時，整個系統(tǒng)的工作原理及方式?jīng)]有發(fā)生什么變化，主電路結(jié)構(gòu)也不發(fā)生任何變化。為了使牽引電動機能夠進入發(fā)電機狀態(tài)，控制系統(tǒng)應使異步牽引電動機工作在負的轉(zhuǎn)差頻率下。在交流傳動電力機車發(fā)展的初期，為保證電氣制動的可靠性和安全性，還裝有制動電阻和轉(zhuǎn)換開關(guān)。如果電網(wǎng)不能接受再生能量或網(wǎng)側(cè)整流器發(fā)生故障，應立即在無電流狀態(tài)下接入制動電阻。2024/8/22134.1.1兩電平式四象限脈沖整流器1.工作原理在傳統(tǒng)的變流技術(shù)中，幾乎全部采用平波電抗器來達到使直流量平直的目的。在由單相交流電網(wǎng)供電時，是以電網(wǎng)提供無功功率、引起波形畸變?yōu)榇鷥r，完成了交-直流變換。一個理想的交--直流變流器，應該在直流側(cè)提供平直的直流電流和直流電壓，而僅從交流電網(wǎng)吸取有功功率。從原理上講，這種裝置可以由一個無儲能部分的變流器和一個分離的儲能器組成。

為了在交流供電網(wǎng)中既保持較高的功率因數(shù),又獲得平整的直流量,變流器的變比必須能夠通過調(diào)制技術(shù)隨時加以2024/8/2214改變，而必要的儲能器作為簡單的串聯(lián)或并聯(lián)諧振電路，與直流側(cè)負載并聯(lián)或串聯(lián)?，F(xiàn)在能夠通過不同的方法，使變流器的變比在許多可能的變比值之間進行有級變換，或者在僅有的兩個值（1和0）之間頻繁變換。后者可由脈寬調(diào)制技術(shù)來實現(xiàn)。電壓型四象限脈沖整流器的基本原理如圖5--2所示，儲能器與直流側(cè)負載并聯(lián)。如果變流器的電壓變比為,即調(diào)制電壓與之關(guān)系

(4—1)設電源電壓為，將其代入式(4-1)，并令k=Um/udc，則電壓比為(4--2)2024/8/2216

在理想情況下，變流器中既沒有損耗，也沒有儲能，所以按功率平衡的概念，可得出從而可求得電流比為若供電網(wǎng)中的交流電流波形為正弦波，且相位與交流電壓相同，那么交流電流應表示為。在理想變流器的前提下，其直流功率和交流功率的平均值應當相等，即(4--3)(4--4)2024/8/2217考慮到式（4--2），得到交流電流的幅值為所以，變流器的直流側(cè)電流可通過式（4--4）求得由關(guān)系式，可求得流過儲能器的電流為由式(4--7)可知，儲能器所接受的電流是正弦波電流，其頻率為供電頻率的2倍，幅值恰好等于直流側(cè)負載電流，(4--5)(4--6)(4--7)2024/8/2218而加在該儲能器上的電壓是一個純直流電壓。所以，對于這個作為儲能器的電抗二端網(wǎng)絡來說，加在其上的直流電壓不會產(chǎn)生電流，而流過2倍網(wǎng)頻的交流電流也不會在其端子上引起電壓。顯然,最簡單的電容器和電抗器串接的諧振電路能滿足這些特性的要求,其諧振頻率必須等于2倍的電網(wǎng)頻率。從以上的分析可以看出，倘若設計的變流器，其電流變比符合式（4--4）的要求，按正弦規(guī)律變化，它與具有2倍網(wǎng)頻的電容--電抗串聯(lián)諧振儲能器一起，將構(gòu)成理想的交--直流變流器，既保證了直流側(cè)直流量平整的要求，又滿足了交流側(cè)畸變和無功功率盡可能小的要求。至于變流器的電流變比

按正弦規(guī)律變化的要求，可2024/8/2219以類似于PWM逆變器的思路，通過脈寬調(diào)制的辦法來實現(xiàn)。如果逆變器是把輸入的直流電壓通過脈寬調(diào)制技術(shù)變換成正弦波形的輸出電壓，那么，在理想的交—直流變流器中，則是在輸出直流電流（亦即直流電壓）的情況下，通過脈寬調(diào)制來保證交流電流為正弦形，并與交流電壓同相，即同相位。

這種由變流器和并聯(lián)儲能器構(gòu)成，并按PWM方式工作，把交流能量變換為直流能量的裝置，稱為脈沖整流裝置。電壓型脈沖整流器在保證電源電流不發(fā)生畸變并與電源電壓保持同相位的同時，其輸出端提供恒定、平整的直流電壓，而輸出直流電流的大小與負載特性有關(guān)。2024/8/2220

2.脈沖整流器主電路分析脈沖整流器是利用電抗器的儲能，達到整流、升壓、穩(wěn)壓的目的，四象限脈沖整流器能夠做到網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1，并能實現(xiàn)電能的反饋。圖4--3所示為電壓型四象限脈沖整流器電路。為牽引繞組的漏電感，忽略牽引繞組電阻。四象限脈沖整流器可以看成是由兩象限電路插入另外一個開關(guān)支路而構(gòu)成的，因為電感

接受的無功功率，是由直流側(cè)提供而不是從交流電源取得，

和

應當是同相位的,

也就是說，變流器必須具有反饋的能力。四象限脈沖整流器能夠執(zhí)行脈寬調(diào)制和能量變換，即整流或反饋兩方面功能。這種整流器能夠在輸入電壓和電流平面的所有四象限2024/8/2222中工作。作為電力牽引用的變流器，相應地能夠?qū)崿F(xiàn)牽引、制動狀態(tài)下前進、后退四種工況。電力機車/EMU交-直-交流傳動系統(tǒng)，網(wǎng)側(cè)采用四象限脈沖整流器，構(gòu)成交-直部分。負載側(cè)采用三相逆變器，形成直-交部分。中間環(huán)節(jié)為支撐電容和二次波濾波環(huán)節(jié)。四象限脈沖整流器的突出優(yōu)點是網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)高，可達到1，等效諧波干擾電流小。兩點式脈沖整流器主電路元件可用兩個理想開關(guān)SA、SB等效，其開關(guān)函數(shù)可表示為2024/8/2224由于上下橋臂不允許同時導通，控制各開關(guān)支路的導通或關(guān)斷，即可實現(xiàn)脈寬調(diào)制和能量變換。在實現(xiàn)脈寬調(diào)制時，us的取值有和0三種電平，即電源電流或者被轉(zhuǎn)送到直流回路(

)，同時使直流電壓連接到交流電壓側(cè)(

);或者通過變流器將電源短路()，同時也將變流器的輸入電壓（調(diào)制電壓）短接（

）。在開關(guān)等效電路中,有效的開關(guān)組合有四種邏輯關(guān)系,即

SASB=00，01，10，11調(diào)制電壓us

可表示為：

us=（SA—SB）Ud根據(jù)開關(guān)的開閉狀態(tài)，整流器有三種工作模式：2024/8/2225

(1)模式1----SASB=00/11

在模式1下,下橋臂開關(guān)元件或上橋臂開關(guān)元件全部導通,此時us=0，由支撐電容Cd

向負載供電。牽引變壓器二次繞組端電壓uN

直接加在漏電感LN上，對漏電感LN充、放電：當uN

>0時，D1與T3導通或T2與D4導通，電源電流iN

上升，電源給漏電感LN

儲存能量；當uN

<0時，D3與T1導通或T4與D2導通，電源電流iN下降，漏電感LN

開始釋放能量，回饋給電源。

(2)模式2----SASB

=01

在模式2下，us=

-Ud

，T1、T4同時關(guān)斷，由D3、D2或T2、T3導通形成回路。2024/8/2226當uN

>0時，電源電流iN

上升，電源和直流環(huán)節(jié)(負載)共同給漏電感LN儲存能量；當uN

<0時，電源電流iN下降，漏電感LN開始釋放能量，供給直流環(huán)節(jié)(負載)并同時回饋給電源。

(3)模式3----

SASB

=10在模式3下，us=Ud

，T2、T3同時關(guān)斷，由D1、D4或T1、T4導通形成回路。當uN

>0時，電源電流iN下降，電源和漏電感共同向直流環(huán)節(jié)提供能量，即變流器工作在整流狀態(tài)。當uN

<0時，電源電流iN上升，直流環(huán)節(jié)向漏電感共同提供能量，并同時回饋給電源，即變流器工作在逆變狀態(tài)。2024/8/2227在實現(xiàn)能量變換時，電源電流究竟是以正的或負的符號流到直流回路(

或

)，還是直流電壓以負的或正的符號接到交流側(cè)（

或

），究竟是工作在整流還是逆變反饋狀態(tài)，這要看是哪些開關(guān)支路處于導通狀態(tài)。根據(jù)對3種工作模式的分析，不難發(fā)現(xiàn)：

全控橋中相同位置處不同性質(zhì)的元件導通時，電源處于短路狀態(tài)。全控橋中對角位置處的相同性質(zhì)元件導通時，工作在能量傳遞狀態(tài)。若T1-T4或T3-T2導通，工作在逆變反饋狀2024/8/2228態(tài)，由負載向電源回送電能；若D1-D4或D3-D2導通，工作在整流狀態(tài)，由電源向負載（直流環(huán)節(jié)）供電。由脈沖整流器等效電路可知：

根據(jù)不同的控制模式，可能的取值應為，故在漏電感

上的電壓降可取三種不同的值：(4--8)2024/8/2229由于電源側(cè)存在回路電感（或牽引變壓器的漏電抗）,因而可使中間直流電壓高于由整流二極管D1-D4所產(chǎn)生的最大可能的整流電壓，即,為牽引繞組電壓的峰值。當時，觸發(fā)T2，那么變壓器副邊繞組通過T2-D4短接。由于變壓器具有相當大的短路阻抗(對于50Hz接觸網(wǎng)，通常短路阻抗）,所以電流上升率是有限的。若使T2-D4重新關(guān)斷，那么變壓器電流經(jīng)由D1和D4流入中間回路，產(chǎn)生升壓斬波的結(jié)果，使得在較低的變壓器副邊繞2024/8/2230組電壓下，能夠得到較高的中間回路直流電壓Ud

。對于us<0(負半波)也有類似的情況。通過對uN、iN

及us的關(guān)系分析，兩點式電壓型脈沖整流器共有12種工作狀態(tài)。其中，iN

us=0，電源短接；iN

us>0，整流狀態(tài)；iN

us＜0，逆變狀態(tài)。表4--1列出了脈沖整流器所有可能的工作狀態(tài)。從中還可以看出交流電源、附加電抗器（一般為變壓器漏抗）和直流側(cè)回路之間的能量轉(zhuǎn)移關(guān)系。在表4--1中，無論是牽引工況還是再生制動工況，各自都被分為6種狀態(tài)。每種狀態(tài)的能量轉(zhuǎn)換關(guān)系是互不相同的。與每種狀態(tài)對應的等效電路如圖4--4所示。UNiNUsULN導通器件iN

變化工作狀態(tài)能量傳遞電路>0>00UNT3D1/T2D4

電源短接UN→LNb,c+UdUN－UdD1D4

整流UN＋LN→Udd--UdUN＋UdT2T3

逆變UN＋Ud→LNa<00UNT1D3/T4D2

電源短接LN→UNf,g+UdUN－UdT1T4

逆變Ud

→UN＋LNe--UdUN＋UdD2D3

整流LN→UN＋Udh<0>00UNT3D1/T2D4

電源短接LN→UNb,c+UdUN＋UdD1D4

整流LN→UN＋Udd--UdUN－UdT3T2

逆變Ud→UN＋LNa<00UNT1D3/T4D2

電源短接UN→LNf,g+UdUN＋UdT1T4

逆變UN＋Ud→LNe--UdUN－UdD2D3

整流UN＋LN→Udh

電壓型四象限脈沖整流器的工作狀態(tài)表4--1

2024/8/2234如果把一臺機車上的幾組四象限整流器錯開相位進行斬波，比如四組四象限整流器相互位移900，可成倍地提高接觸網(wǎng)上的等效斬波頻率，進一步改善接觸網(wǎng)的性能。所以脈沖整流不同于一般的整流電路，它是一種交直流斬波升壓電路，其輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調(diào)節(jié)，若要向低調(diào)節(jié)將會使電路性能惡化，以至不能工作。與此同時，通過調(diào)制，可使直流電壓在電源回路的兩端產(chǎn)生工頻交流正弦電壓。通過對相位和幅值的控制，可以達到電源側(cè)回路內(nèi)電流與同相位，即基波相位移系數(shù)等于1，同時由于調(diào)制的頻率足夠高或者電感足夠大，可使電流畸變系數(shù)接近于1，這樣就可使功率因數(shù)接近于1。2024/8/2235必須指出，在有限的調(diào)制開關(guān)頻率和電感之下，除了基波外，還包括高次諧波。因此，整流電流除了直流分量和二倍網(wǎng)頻交流分量外，還包括更高次諧波電流分量。同時，在接觸網(wǎng)中同樣存在高次諧波分量，所以接觸網(wǎng)的功率因數(shù)總是略小于1。脈沖整流器的等值電路與相量圖，如圖4—6a所示。脈沖整流器工作在牽引、制動狀態(tài)下的基波向量圖，如圖4—6b、c、d所示。相量圖中忽略了電阻壓降。由四象限脈沖整流器的等效電路可知：

(4--9)2024/8/2237(4—9a)式中----變壓器短路阻抗電壓的標幺值，牽引變壓器一般取0.3～0.35。

----整流器的調(diào)制度

，一般取。

----直流側(cè)輸出電壓。由式(4—9a)計算可得到由此可見，整流器輸出直流電壓與變壓器牽引繞組輸出電壓成正比關(guān)系，與整流器的調(diào)制度成反比關(guān)系。(4—9b)電壓型PWM整流器電路是升壓整流電路，其輸出直流電壓可以從交流電源電壓峰值附近向高調(diào)節(jié)，若向低調(diào)節(jié)會使電路惡化，甚至不能工作。

由式(4—9)和向量圖可知，由與方向之間的關(guān)系可以判定四象限整流器的工作狀態(tài)。當與方向一致時，為整流狀態(tài)，與方向相反時，為逆變狀態(tài)。從表4--1四象限整流器工作狀態(tài)表可以看出整流狀態(tài)有四個，而實際在列車中，只需要第一象限和第三象限的整流狀態(tài)，而逆變只需要第二象限和第四象限的逆變狀態(tài)。兩點式脈沖整流器控制采用SPWM調(diào)制，整流器每個橋臂電路的控制方法是由三角形載波與正弦調(diào)制波的交點來決定橋臂中上下兩個元件的換流時刻。二個橋臂的正弦調(diào)制波調(diào)制方式相同、相位差為180°。3.兩電平脈沖整流器PWM控制原理理想電子開關(guān)的狀態(tài)選擇，通過PWM過程中調(diào)制波與載波間的相互關(guān)系產(chǎn)生，在調(diào)制波與載波交點時刻控制電路中開關(guān)元件的通斷，按照A、B兩端分別產(chǎn)生相應的開關(guān)狀態(tài)值。A、B兩端的調(diào)制信號相位應相反，而載波信號相位相同，也可共用一個載波信號。調(diào)制方式如圖4-7所示。當A端調(diào)制波urA>uc，電子開關(guān)SA=1，否則SA=0。當B端調(diào)制波urB>uc，電子開關(guān)SB=1，否則SB=0。兩電平脈沖整流器PWM波形如圖4-8所示。2024/8/2241

4.中間直流儲能環(huán)節(jié)在交-直-交流變流器中，儲能器是聯(lián)接四象限脈沖整流器和負載端逆變器之間的紐帶，一般稱之為中間回路。它不僅起到穩(wěn)定中間環(huán)節(jié)直流電壓的作用，而且還承擔著與前后兩級變流器進行無功功率交換和諧波功率交換的作用。電壓型脈沖四象限變流器中間直流環(huán)節(jié)由兩個部分組成：一個是相應于2倍電網(wǎng)頻率的串聯(lián)諧振電路(也可以取消)，另一個是濾波電容器（支撐電容器）和過電壓限制電路。(1)二次諧波濾波電路2024/8/2242分析四象限整流器的工作過程，可知如下三點：其一，因為串聯(lián)諧振電路對2倍網(wǎng)頻調(diào)諧，所以二次諧波電流從這個諧振電路流過，而直流分量流入負載。其二，2倍網(wǎng)頻的串聯(lián)諧振電路的無功功率，來自與漏電感的功率交換，因而降低了電源瞬時功率的脈動分量。其三，電源的感性無功功率需要一個容性的無功功率來加以平衡，所以，從電源側(cè)來看，四象限整流器可以用一個可變電容C和一個可變電阻RL的并聯(lián)電路來等效。可變電容代表其與漏感LN交換無功功率的那個部分，而RL代表不同負載所要求的有功功率。2024/8/2243由脈沖整流器輸出的電流中含有大量的高次諧波，其中二次諧波對系統(tǒng)性能的影響最大。二次串聯(lián)諧振電路的作用就是消除二次諧波,有必要對二次諧波產(chǎn)生的機理進行分析。交流電源供給的瞬時功率

（4--10）其中包含了一個恒定分量和一個以2倍電源頻率脈動的交變分量。變壓器漏電抗上的瞬時功率應為變流器輸入瞬時功率為按照理想變流器的概念，根據(jù)能量守恒原理，即有iN(t)us(t)=idc(t)Ud

，可計算變流器輸出電流（4--11）（4--12）（4--13）2024/8/2245由此可見，變流器的輸出電流由兩部分構(gòu)成，其中直流分量流入負載，幅值為的二次諧波電流分量從串聯(lián)諧振電路流過，并吸收漏電抗產(chǎn)生的無功功率，可降低電源瞬時功率的脈動。在選擇串聯(lián)諧振電路的電感和電容值時，除了考慮很大的諧振電流可能在電容器上產(chǎn)生過電壓的危險外，還必須要考慮電抗器的結(jié)構(gòu)尺寸與電感值。持續(xù)電流與最大電流有關(guān)，而電容器的結(jié)構(gòu)尺寸與電容值、最大電壓以及充電損耗有關(guān)。一般而言，在條件滿足時，可以先選定較大容量的電容器，再選取電感器。所以，適當、合理選擇參數(shù)，將有助于減少總費用。

2024/8/2246(2)支撐電容器在理想情況下，特別是當負載純粹是一個電阻時，并不需要另外一個儲能器。因為反映漏感和四象限整流器之間無功功率變換的二次諧波電流從串聯(lián)諧振電路上流過，而流到負載上去的是一個純直流分量。但是實際上，由于以下原因，在脈沖整流器的輸出端，或者說在中間回路中，由電容器構(gòu)成的另一個儲能器是必不可少的，這是因為：在脈寬調(diào)制過程中，首先要與脈沖整流器、逆變器交換無功功率和諧波功率，同時還與異步電動機交換無功功率。其次，由于串聯(lián)諧振回路中實際存在著電阻，二次諧波電流并非全部通過串聯(lián)諧振電路，而是由串聯(lián)諧振電路和支撐電2024/8/2247容器分流。所以，從這個角度來說，支撐電容器也承擔著一部分與變壓器漏感交換無功功率的任務。支撐電容作為儲能器，支撐中間回路電壓使其保持穩(wěn)定。如果這個電容器太小，變流器的控制將變得相當困難。因為控制稍有一點誤差，中間回路的電壓就會出現(xiàn)很大的波動。由于中間回路與兩端變流器之間存在著復雜的能量交換過程，迄今還沒有簡單實用的方法來選擇合適的支撐電容器的值。但可以通過系統(tǒng)仿真，并按照以下準則來判定經(jīng)驗取值的正確性。這些準則包括：a.對中間回路直流電壓保持穩(wěn)定，峰--峰波動值不超過規(guī)定的允許值。2024/8/2248b.中間回路直流電流連續(xù)，其值不超過規(guī)定的許可值。c.中間回路的損耗應保持最小。d.所選擇的電容器的參數(shù)不會影響整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性。e.應當成功地抑制逆變器和電機中發(fā)生的暫態(tài)過程，保持系統(tǒng)穩(wěn)定。需指出，在實際應用中，若中間回路的電容器選擇不合理，其高頻電流可能對通信和信號系統(tǒng)產(chǎn)生電磁干擾。在交-直-交流傳動系統(tǒng)中實施電氣制動時，反饋到直流環(huán)節(jié)的能量將通過四象限整流器全部回饋到電網(wǎng)上去。而當列車出現(xiàn)打滑、空轉(zhuǎn)或者從受電弓處網(wǎng)壓中斷等情況時，中間直流環(huán)節(jié)可能出現(xiàn)瞬時過電壓。為了防止過電壓對變流器2024/8/2249造成損壞，在中間環(huán)節(jié)設置有瞬時過電壓限制電路，也稱之為過壓保護斬波電路，如圖4--3中被虛線框的T5-D5-R1-D6部分。該電路由IGBT元件T5和限流電阻R1構(gòu)成，這是一種多次重復式的保護電路。當有過電壓出現(xiàn)時，T5導通，直流回路的能量經(jīng)限流電阻R1放電和釋放，消除過電壓。對于直-交傳動模式(地鐵、輕軌由直流電網(wǎng)供電)，制動時反饋到電網(wǎng)的電能可被運行在同一電網(wǎng)上的其它列車消耗掉。當其它列車不能完全消耗制動再生能量時，制動能量會使直流電網(wǎng)電壓升高，若電壓升高過多時可能會損壞變流器。因此，在此模式下的直流環(huán)節(jié)需要設置電阻制動，通過電阻來消耗制動能量，以獲得持續(xù)穩(wěn)定的制動力。

2024/8/2250

(3)中間直流環(huán)節(jié)電壓的穩(wěn)壓控制四象限脈沖整流器控制，普遍采用瞬態(tài)直接電流控制和電壓相量控制兩種方法。而比較起來，瞬態(tài)電流控制具有更好的瞬態(tài)特性，并且在電網(wǎng)電壓發(fā)生畸變的情況下，四象限整流器輸入電流的畸變也很小。因此實際應用中大多數(shù)都采用瞬態(tài)電流控制策略。我國“中原之星”電動車組和“奧星”電力機車、CRH2動車組都曾采用瞬態(tài)電流控制的方法。瞬態(tài)直接電流控制其控制原理框圖如圖4—9所示。它主要由電壓、電流傳感器，電壓、電流調(diào)節(jié)器，比較器、函數(shù)發(fā)生器、運算器和SPWM控制器等組成。其數(shù)學表達式為：鎖相環(huán)時鐘發(fā)生器2024/8/2252式中——PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)；——中間直流側(cè)電壓給定值；——中間直流環(huán)節(jié)電壓和電流；——比例放大系數(shù)；——網(wǎng)側(cè)電壓的較頻率。瞬態(tài)電流控制的基本思想：為達到使中間直流環(huán)節(jié)電壓（4--14）2024/8/2253恒定控制之目的，需將實時檢測到的中間直流電壓Ud與給定值比較，若時，PI調(diào)節(jié)器的輸出增加,使脈沖整流器的輸入電流增加，達到增加Ud的目的。當時，調(diào)節(jié)過程則反之。實時檢測電網(wǎng)的電壓與電流值，按照式（4—14）構(gòu)成運算電路，輸出為參考電壓信號，即調(diào)制信號us，在這個調(diào)制信號中包含了相位角和幅值的信息。該調(diào)制信號與三角載波進行SPWM調(diào)制，生成PWM信號以驅(qū)動開關(guān)器件。根據(jù)瞬態(tài)電流控制原理圖可知，瞬態(tài)電流控制為電壓與電流的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。當某一參數(shù)發(fā)生變化時，控制系統(tǒng)具有自動校正調(diào)節(jié)功能，

最終將其達到穩(wěn)態(tài)平衡。2024/8/22544.1.2兩電平式逆變器逆變器與整流器相反，是將直流電變成交流電的裝置。逆變器可分為無源逆變和有源逆變，若交流側(cè)接負載則為無源逆變器；若交流側(cè)接電網(wǎng)為有源逆變。交-直-交型變流器由交-直變換和直-交變換兩部分組成。直-交變換就是逆變器，如干電池、蓄電池和太陽能電池等直流電源向交流負載供電時，需要依靠逆變器進行變換。交流異步電動機調(diào)速、不間斷電源、感應加熱電源等電力電子裝置的核心部分，就是逆變電路。牽引逆變器的作用是把中間直流電壓變換成三相交流電壓,為異步牽引電動機提供頻率和幅值可調(diào)的三相交流電源,2024/8/2255同時通過調(diào)節(jié)三相輸出電壓波形控制牽引電動機的磁通和轉(zhuǎn)矩。因此,異步牽引電動機的驅(qū)動性能主要取決于逆變器的控制。提高逆變器的開關(guān)頻率,實現(xiàn)高動態(tài)性能控制技術(shù)(如磁場定向矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制)，有利于異步牽引電動機體現(xiàn)其優(yōu)秀的牽引性能。牽引逆變器一般均采用電壓型，按照輸出特性，分為六階波型和PWM型。PWM型按輸出電平數(shù)的不同，可分為兩點平（兩點式）和三電平（三點式）兩種。2024/8/2256

1.三相電壓型逆變器(六階波型)(1)逆變器電路結(jié)構(gòu)

逆變器一般接成三相橋式電路，以便輸出三相交流變頻電源。

三相逆變器電路由6個全控開關(guān)元件T1～T6構(gòu)成，如圖4—10所示。在每個周期中，控制各個器件輪流導通和關(guān)斷，可在輸出端得到三相交流電壓。改變開關(guān)管導通和關(guān)斷的時間，即可得到不同的輸出頻率。(2)輸出電壓波形及等效電路在同一橋臂，上、下兩元件之間互相換相，這時每個開關(guān)元件在一個周期中導通180°電角度，其它各相也是如此,只不過三相對應元件相差120°電角輪流導通，使T1-T6各元2024/8/2258件每隔60°電角輪換導通，在每一時刻都有三個開關(guān)元件同時導通?？赡苁巧厦嬉粋€橋臂下面兩個橋臂，也可能是上面兩個橋臂下面一個橋臂，每次換流都是在同一相上下兩個橋臂之間進行，即縱向換流。各開關(guān)元件的導通情況和電壓波形如圖4--11所示。

對于A相，當橋臂1導通時，

；當橋臂4導通時，。即的波形是幅值為的方波。B、C相的情況與A相類似，其波形、與相同，只是在相位上依次相差1200。負載上承受的線電壓、相電壓可按下式計算：假設負載中點o與直流電源假想中點N之間的電壓為,2024/8/2259則各相負載的相電壓分別為將上式各項相加，經(jīng)整理可計算出的波形也是方波，但其頻率為頻率的3倍，幅值為其1/3，即為

。其波形如圖4—11g所示。利用上述關(guān)系，可做出各相負載上的相電壓uAo、uBo、uCo波形，如圖4—11d~f所示。2024/8/2260負載線電壓可按下式計算出：其波形如圖4—11h~j所示，各線電壓波形相同，只是在相位上依次互差1200。若將每一時刻逆變器各元件的開關(guān)情況以一等效(元件開通時認為短路，元件斷開時認為斷路)電路表示，也很容易得到任一時刻的相、線電壓，從而繪出相、線電壓波形。三相異步電動機作為逆變器的負載，其各相繞組等效阻抗總是對稱的，則有。根據(jù)各開關(guān)元件在一個周期的導通情況，可做出相應地等效電路，如圖4-12所示。例如:在0～60°范圍內(nèi)，T1、T5、T6同時導通，T2、T3、T4同時關(guān)斷，此時電動機繞組等效阻抗中的與并聯(lián)，再與相串聯(lián)。阻抗、上的相電壓應相等，即2024/8/2263

相應阻抗上的相電壓為

由圖4-11可見，在每個周期內(nèi)，相電壓波形由六個階梯狀波形組成（常稱六階波）。這種六階波是在開關(guān)元件按180°導通角導通,使負載電位在正負兩個180°寬的矩形波的條件下獲得的。

當逆變器按照六階波方式輸出時,其相電壓波形為六階波、線電壓為矩形波,都不是異步電動機工作所要求的正弦階段0~600600~12001200~18001800~24002400~30003000~3600導通元件T1、T5、T6T1、T6、T2T1、T3、T2T3、T4、T2T3、T5、T4T5、T4、T6等效電路相電壓uAoUd

/32Ud/3Ud

/3-Ud

/3-2Ud/3-Ud

/3uBo-2Ud/3-Ud

/3Ud

/32Ud/3Ud

/3-Ud

/3uCoUd

/3-Ud

/3-2Ud/3-Ud

/3Ud

/32Ud/3線電壓uABUd

Ud

0-Ud-Ud0uBC-Ud0Ud

Ud

0-UduCA0-Ud-Ud0UdUd

1800導通型逆變器在各階段的等效電路與輸出電壓

表4--22024/8/2265波,但從六階波的變化趨勢來看已基本上接近于正弦波,在一定條件下(頻率較高時)可以向異步電動機供電。但需注意：采用開關(guān)型逆變器對異步電動機供電時,六階波相電壓對異步電動機的運行性能影響較大,使用時要特別關(guān)注這一點!根據(jù)逆變器輸出相電壓的六階波形和線電壓的矩形波形，利用富氏級數(shù)對相電壓和線電壓進行諧波分析，可以求出對應電壓的有效值，即式中,，k為自然數(shù)。輸出相電壓的有效值UA0、基波幅值和有效值分別為：通過諧波分析，可見逆變器的輸出中，不論相電壓還是線電壓，除基波外還包含了許多高次諧波。這些高次諧波將對異步電動機的穩(wěn)定運行產(chǎn)生不良影響。在180°導通型逆變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開關(guān)元件同時導通而引起直流側(cè)電源短路，要求采取“先斷后通”的原則，在關(guān)與開的元件之間留有一個短暫的時間間隔，形成一個死區(qū)時段，即先給應關(guān)斷的元件施加關(guān)斷信號，待其關(guān)斷后流出一定的時間裕量，然后再給相應欲導通

輸出線電壓的有效值UAB、基波幅值和有效值分別為的元件施加開通信號。死區(qū)時段的長短應按照元件的開關(guān)速度具體確定，元件的開關(guān)速度越快，所留的死區(qū)時段將越短。(3)輸出電流波形逆變器的負載是異步電動機，屬電感性負載。當逆變器以六階波電壓對電動機供電時，其電流波形在負載電感的作用下將趨于平滑，其平滑程度將與六階波電壓的頻率有關(guān)。

當電壓頻率較高時，異步電動機定子繞組電感對電流的滯后作用相對突出，因此將獲得接近正弦形的電流波形，如圖4—13(a)所示。這樣便可大大消除階梯狀電壓波形帶來的不利影響，可使異步電動機正常運行。當電壓頻率較低時，六階波電壓波形延續(xù)時間相對變長，繞組電感只能在電壓階躍變化的一個較短暫時間內(nèi)對電流起滯后作用，電流波形將與電壓波形接近，如圖4-10(b)所示。頻率愈低，電流波形也愈接近六階波，其中的高次諧波電流成分也愈多，必將增大異步電動機的附加轉(zhuǎn)矩和損耗，惡化異步電動機的運轉(zhuǎn)性能，并對通訊發(fā)生干擾。在超低頻狀態(tài)下按六階波對異步電動機供電時,它不能滿足電動機的拖動要求,需要采用其他的供電方式來解決。2024/8/2270

2.電壓型兩電平式三相PWM逆變器電壓型兩電平式三相逆變器主電路由六個帶無功反饋二極管的全控型開關(guān)元件T1～T6組成，可以認為它是由三個單相半控橋逆變器電路組合而成，如圖4—14a所示。為了分析方便，將直流電源Ud

看成是由兩個Ud

/2電源串聯(lián)而成的，這樣可產(chǎn)生一個假想的中點“N”。逆變器電路采用雙極性調(diào)制方式，a、b、c三相的PWM控制共用一個三角形載波uc，調(diào)制信號ura、urb、urc依次相差三分之一周期。三相控制規(guī)律相同，以a相為例進行分析。當ura>uc時，給上橋臂開關(guān)元件T1以導通信號、下橋臂開關(guān)元件T4以關(guān)斷信號，則a相相對于直流電源假想中點N的2024/8/2272輸出電壓uaN

=Ud

/2。當ura<uc時，給T4以導通信號，給T1以關(guān)斷信號，則有uaN

=-Ud

/2。T1和T4的驅(qū)動信號始終是互補的，當給T1（T4）施加導通信號時，可能是T1（T4）導通，也可能是二極管D1（D4）續(xù)流導通，這要由感性負載中電流的方向來決定。根據(jù)輸出波形圖可看出：相對直流電源假想中點N的各相電壓波形，都只有兩種電平，即Ud

/2、-Ud

/2。

線電壓uab=uaN

–ubN

。線電壓可有三種電平，即Ud/2、-Ud/2、0。當開關(guān)元件T1和T6導通時，uab=ud

；當T3和T4導通時，uab=-ud

；當開關(guān)元件T1和T3或T4和T6導通時，uab=0.負載相電壓可按下式計算得到：其中這樣，逆變器輸出的相電壓PWM波形由、和0共五種電平組成。

在電壓型PWM控制的逆變器中，同一相上下兩個橋臂的驅(qū)動信號都是互補的，但實際上為了防止上下兩個橋臂直通而造成短路，需要在上下兩橋臂通斷切換時留一小段上下橋臂同時施加關(guān)斷信號的時間區(qū)域，即死區(qū)時段，以確?！跋葦嗪笸ā薄Ｋ绤^(qū)時段的長短主要由開關(guān)元件的關(guān)斷時間來決定。死區(qū)時段的存在將會給輸出波形帶來一定的影響，使波形可能稍微偏離正弦波形，產(chǎn)生一定的諧波。2024/8/22754.1.3內(nèi)燃機車牽引變流器內(nèi)燃機車為自備電源的機車，柴油機驅(qū)動三相同步發(fā)電機產(chǎn)生三相交流電，按照恒功率方式供給變流器。牽引變流器由不可控三相橋式整流器、中間直流環(huán)節(jié)和電壓型三相逆變器組成。中間直流環(huán)節(jié)通過支撐電容進行濾波、穩(wěn)壓。逆變器一般為兩電平逆變器。內(nèi)燃機車交流傳動也屬于交-直-交流傳動系統(tǒng)，由于電能供給方式不同，與外接電源恒電壓供電的交流傳動系統(tǒng)相比較，在交-直部分存在差異，區(qū)別在于整流器采用不可控整流器，中間環(huán)節(jié)儲能器只設支撐電容器，僅與逆變器負載交換無功能量和諧波功率。直-交部分與其它傳動系統(tǒng)相同。2024/8/22774.2三電平式牽引變流器四象限變流器最初采用二點式(如德國的E120型機車)，從上世紀90年代以來，國外電力機車(動車組)上開始采用三電平式(如瑞士460型機車、日本新干線E2-1000)。三電平式四象限變流器電網(wǎng)電流波形更接近于正弦波形,比二電平式四象限變流器具有更好的輸出性能與可靠性。三電平式牽引變流器電路結(jié)構(gòu)如圖4--17所示，它主要由三電平式脈沖整流器、中間直流環(huán)節(jié)和中點嵌位型三電平式逆變器等幾部分組成。四象限脈沖整流器是交-直-交流傳動電力機車(或EMU)的電源側(cè)變流器，在牽引時作為整流器，在再生制動時作為2024/8/2278逆變器。它在牽引或再生制動工況下應能滿足以下三點:保證直流中間環(huán)節(jié)的電壓恒定；交流電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1；電網(wǎng)電流波形接近正弦波形。三電平式逆變器由開關(guān)元件IGBT組成三相逆變橋，每個橋臂由兩個全控型開關(guān)元件串聯(lián)構(gòu)成，這兩個開關(guān)都反向并聯(lián)了二極管。兩個串聯(lián)開關(guān)元件的中點通過嵌位二極管和直流側(cè)支撐電容的中點相連接。逆變器將直流電逆變成頻率可調(diào)的矩形波交流電。當逆變器通電時，瞬時沖擊電流較大。為了保護電路元件，加限流電阻，延時一段時間后，通過控制電路使開關(guān)K閉合，將限流電阻短路。

2024/8/22804.2.1三電平式四象限脈沖整流器三電平式脈沖整流器由8個IGBT元件組成兩相整流橋，作用是將單相交流電變換為直流電，如圖4—18所示。由、組成二次濾波裝置。支撐(濾波)電容濾除整流后的電壓紋波，并在負載變化時保持電壓平穩(wěn)。支撐電容在電路中被分為相串聯(lián)的兩部分，工作時需要控制兩電容器電壓的均衡。

三電平式牽引變流器的中間儲能環(huán)節(jié)和兩電平式牽引變流器的作用及選取方法相同。

1.主電路的結(jié)構(gòu)及工作模式為了分析方便，定義了兩個三點式電子開關(guān)SA、SB，來2024/8/2282代替開關(guān)元件將主電路簡化，圖4--19為三點式四象限脈沖整流器的等效主電路結(jié)構(gòu)簡圖。圖中為支撐電容，、分別為2次諧波濾波支路的電感和電容。

直流中間環(huán)節(jié)相串聯(lián)的兩支撐電容，可使開關(guān)SA與SB得到、

、0三種電平，分別用1、-1、0表示。

根據(jù)SA與SB所取開關(guān)狀態(tài)的不同，A、B兩點間的調(diào)制電壓us

可以有9種組合方式，對應著主電路有9種工作模式，如表4--3所示。

短路短路整流逆變充電放電充電放電短路工作狀態(tài)短路短路逆變整流放電充電放電充電短路工作狀態(tài)能量傳遞反向?qū)ɑ芈纺芰總鬟f正向?qū)ɑ芈稵32-T31-D41-D42T42-T41-D31-D320-1-19D22-D21-T11-T12D12-D11-T21-T220+1+18D21-D22-D41-D42T42-T41-T21-T22-Ud+1-17T32-T31-T11-T12D12-D11-D31-D32+Ud-1+16T32-D62-D41-D42T42-T41-D52-T22-Ud/20-15T32-T31-D51-T12T42-D61-D31-D32+Ud/2-104D22-D21-D51-T12T42-D61-T21-T22-Ud/2+103T32-D62-T11-T12D12-D11-D52-T22+Ud/20+12T32-D62-D51-T12T42-D61-D52-T220001UN<0UN>0UsSBSA模式序號三電平式脈沖整流器的開關(guān)狀態(tài)表表4—3UN→LNUN→Cd1Cd1→UNCd1→UNUN→Cd1UN→Cd2Cd2→UNCd2→UNUN→Cd2UN→UdUd

→UNUd

→UNUN→UdUN→LNLN→UNUN→LNLN→UNLN→UN2024/8/2285(1)模式1---SA=0、SB=0開關(guān)元件T42，T22，T32，T12導通，T11、T41、T21、T31關(guān)斷，網(wǎng)側(cè)調(diào)制電壓us=0。當UN

>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路

T42-D61-D52-T22，正向網(wǎng)側(cè)電流iN

增大，uN

向網(wǎng)側(cè)電感LN供電。當UN

<0時,通過T32-D62-D51-T12構(gòu)成電流通路，反向電流減小，

uN

向網(wǎng)側(cè)電感LN反向供電。此模式下，網(wǎng)側(cè)電源向電感進行正、反向供電，與負載之間沒有能量傳遞。在負載側(cè)，支撐電容Cd1、Cd2通過負載電流進行放電。2024/8/2286(2)模式2---SA=1、SB=0開關(guān)元件T11、T12、T22、T32導通，T41、T42、T21、T31關(guān)斷，us=Ud

/2。當UN

>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路D12-D11-D52-T22。若

UN

>Ud

/2（或UN<Ud

/2）時，網(wǎng)側(cè)電流iN

增大（或減?。?，并向支撐電容Cd1進行充電，支撐電容Cd2通過負載電流進行放電。當UN

<0時，開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成反向電流通路T32-D62-T11-T12。支撐電容Cd1向網(wǎng)側(cè)電源放電(反向充電)，支撐電容Cd2通過負載電流進行放電。2024/8/2287(3)模式3---SA=0，SB=1開關(guān)元件T12、T42、T21、T22導通，T11、T41、T31、T32關(guān)斷，us

=-Ud

/2。當UN>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路T42-D61-T21-T22，支撐電容Cd1通過正向網(wǎng)側(cè)電流進行放電，支撐電容Cd2通過負載電流進行放電。當UN<0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路D22-D21-D51-T12。當反向電源電壓大于(或小于)Ud

/2時，網(wǎng)側(cè)電流iN

將減小(或增大)，反向網(wǎng)側(cè)電流將對支撐電容Cd1進行充電，而支撐電容Cd2通過負載電流進行放電。2024/8/2288(4)模式4---SA=0、SB=-1開關(guān)元件T12、T42、TT31、T32導通，T11、T41、T21、T22關(guān)斷，網(wǎng)側(cè)電壓us=Ud

/2。當UN>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路T42-D61-D31-D32。如果正向電源電壓UN大于(或小于)Ud

/2，網(wǎng)側(cè)電流將增大(或減小)，對支撐電容Cd2充電，與此同時Cd1通過負載電流放電。當UN<0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成反向電流通路T32-T31-D51-T12，支撐電容Cd2向電源放電，而Cd1通過負載電流放電。2024/8/2289(5)模式5---SA=-1、SB=0開關(guān)元件T41、T42、T22、T32導通，T11、T12、T21、T31關(guān)斷，us=-Ud/2。當UN>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路T42-T41-D52-T22，支撐電容Cd2通過正向電流向電源放電，而Cd1通過負載電流放電。當UN<0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成反向電流通路T32-D62-D41-D42。當反向電源電壓大于(或小于)Ud/2時，反向網(wǎng)側(cè)電流將對支撐電容Cd2進行充電，而支撐電容Cd1

通過負載電流進行放電。2024/8/2290(6)模式6---SA=1、SB=-1開關(guān)元件T11、T12、T31、T32導通，T41、T42、T21、T22關(guān)斷，us=

Ud

。當UN>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路D12-D11-D31-D32，網(wǎng)側(cè)電流對支撐電容Cd1、Cd2充電，并向負載端提供電能，即工作在整流狀態(tài)。當UN<0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成反向電流通路T32-T31-T11-T12，支撐電容Cd1、Cd2

向網(wǎng)側(cè)電源放電，負載通過反向電流向網(wǎng)側(cè)傳遞能量，即工作在逆變狀態(tài)。2024/8/2291(7)模式7---SA=-1、SB=1開關(guān)元件T41、T42、T21、T22導通，T11、T12、T31、T32關(guān)斷，us=-Ud

。當UN>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路T42-T41-T21-T22，支撐電容Cd1、Cd2

通過網(wǎng)側(cè)電流放電，負載端向網(wǎng)側(cè)電源輸出電能，即工作在逆變狀態(tài)。當UN<0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成反向電流通路D21-D22-D41-D42

，網(wǎng)側(cè)反向電流對支撐電容Cd1、Cd2

充電，并向負載端提供電能，即工作在整流狀態(tài)。2024/8/2292(8)模式8---SA=1、SB=1開關(guān)元件T11、T12、T21、T22導通，T41、T42、T31、T32關(guān)斷，us=0，網(wǎng)側(cè)電源被整流器短路。當UN>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路D12-D11-T21-T22，網(wǎng)側(cè)電源被整流器短路，電流增大，電源只向網(wǎng)側(cè)電感供電，與負載端沒有能量傳遞。支撐電容Cd1、Cd2通過負載電流進行放電。當UN<0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成反向電流通路D22-D21-T11-T12，網(wǎng)側(cè)反向電流只向網(wǎng)側(cè)電感反向供電(電感放電)，與負載端沒有能量傳遞。支撐電容Cd1、Cd2通過負載電流進行放電。2024/8/2293(9)模式9---SA=-1、SB=-1開關(guān)元件T41、T42、T31、T32導通，T11、T12、T21、T2關(guān)斷，us=0，網(wǎng)側(cè)電源被整流器短路。當UN>0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成正向電流通路T42-T41-D31-D32

，網(wǎng)側(cè)電源被整流器短路，電流增大，電源只向網(wǎng)側(cè)電感供電，與負載端沒有能量傳遞。支撐電容Cd1、Cd2

通過負載電流進行放電。當UN<0時，由開關(guān)元件及反饋二極管構(gòu)成反向電流通路T32-T31-D41-D42

，網(wǎng)側(cè)反向電流只向網(wǎng)側(cè)電抗反向供電(電感放電)，與負載端沒有能量傳遞。支撐電容Cd1、Cd2

通過負載電流進行放電。2024/8/2294通過對三電平式脈沖整流器九種工作模式的分析，可以得出如下結(jié)論：

us=0，三種模式(模式1、8、9)，網(wǎng)側(cè)電源被整流器短路，電源只與網(wǎng)側(cè)電感進行能量傳遞，網(wǎng)側(cè)電壓uN

的正向（反向），電流iN

增大（減?。瑢﹄姼羞M行正（反）向供電。網(wǎng)側(cè)電源與負載端沒有能量傳遞關(guān)系。支撐電容通過負載電流向負載放電。

us=Ud

/2，兩種模式(模式2、4)，網(wǎng)側(cè)電源與支撐電容Cd1或Cd2之間進行能量傳遞。網(wǎng)側(cè)電壓uN

的正向?qū)χ坞娙軨d1或Cd2進行充電；uN

的反向由支撐電容Cd1或Cd2放電。

us=-Ud

/2，兩種模式(模式3、5)，網(wǎng)側(cè)電源與支撐電容2024/8/2295Cd1

或Cd2

之間進行能量傳遞。網(wǎng)側(cè)電壓uN

的正向?qū)χ坞娙軨d1

或Cd2

進行放電；uN

的反向由支撐電容Cd1

或Cd2

充電。

us=Ud

/-Ud

，兩種模式(模式6/7)，網(wǎng)側(cè)電源與負載之間進行能量傳遞，整流器工作在整流或逆變狀態(tài)。在模式6的正向通路與模式7的反向通路，網(wǎng)側(cè)電源向負載供電，整流器工作在整流狀態(tài)；在模式6的反向通路與模式7的正向通路，負載向網(wǎng)側(cè)電源饋電，整流器工作在逆變(再生)狀態(tài)。從開關(guān)元件工作情況(取值)來看：

SA=SB，網(wǎng)側(cè)電源被整流器短路，。

，電源與Cd1

或Cd2

交換能量，。SA=-SB，網(wǎng)側(cè)電源與負載之間傳遞能量，。2.三電平式整流器PWM控制原理四象限整流器各橋臂元件的開關(guān)狀態(tài)采用正弦調(diào)制波與三角波相交的方法，則在A、B端可獲得正弦脈寬調(diào)制的電壓波形。為了減小諧波，A端與B端的調(diào)制波和載波在相位上均分別相差180°，載波的正向和負向也相差180°，調(diào)制方式如圖4-20所示。2024/8/2297三電平脈沖整流器等效電子開關(guān)的狀態(tài)由對應的載波信號與調(diào)制信號的相互位置而定，其狀態(tài)值按式（4-27）給定條件確定。三電平脈沖整流器在PWM控制方式下，輸入端調(diào)制電壓的調(diào)整波形，如圖4-21所示。調(diào)制電壓存在五種電平，即、、0電平。圖4-21三電平脈沖整流器PWM控制調(diào)制波形2024/8/2299

3.三電平式整流器調(diào)節(jié)過程由表4--3可見,在牽引或再生工況下，、各對應一種導通回路。、

各對應兩種導通回路，而

則對應著三種導通回路。

根據(jù)脈沖整流器等效電路，若忽略與us的高次諧波，只考慮其基波與us1

,則有調(diào)整的幅值和相位，即可使在四個象限內(nèi)隨意變化。牽引時與同相，再生制動時與反相，功率因數(shù)接近1。四象限脈沖變流器的就是按照這一基本原理工作、調(diào)節(jié)控制的。2024/8/22100牽引及制動工況的調(diào)節(jié)過程分析如下：

(1)牽引工況設系統(tǒng)原穩(wěn)定運行于A點(參見圖4--22)，此時與同相，兩者的夾角

，功率因數(shù)為1。當負載增加時，直流中間環(huán)節(jié)電壓瞬時下降，同時的幅值也下降，系統(tǒng)工作點由

點移至點運行，導致

(假定順時針方向為正，下同)，通過控制電路調(diào)整的幅值及相位角，使它們逐步增大，可使工作點由調(diào)整到點，此時恢復到與同相，同時,輸入電流也相應地增加。若負載減小，瞬時上升，的幅值也瞬時上升，系統(tǒng)2024/8/22102由點移至點運行，導致，通過控制電路調(diào)整的幅值及相角

，使其減小，可將調(diào)整到點，此時恢復到與同相位，同時

，輸入電流也相應地減小。(2)再生工況設系統(tǒng)原穩(wěn)定運行于A點，此時與相位相反，即、。再生工況時的調(diào)解過程如圖4--23所示。當再生反饋能量增加時，瞬時上升，使得幅值也瞬時上升，系統(tǒng)由A點移至點運行，將導致

。通過控制回路調(diào)整的幅值及，可使調(diào)整到2024/8/22103點，此時，與反相，同時，表明反饋到電網(wǎng)的電流增加，以平衡再生反饋能量的增加。若再生反饋能量減小時，瞬時下降，將導致的幅值也瞬時下降，系統(tǒng)由A點移至點運行，將出現(xiàn)。通過調(diào)整的幅值及相位角，可使調(diào)整到點。此時與之間的相位又恢復到，同時

，表明反饋到電網(wǎng)的電流減小，以平衡再生反饋能量的減小。由以上分析可見，導致瞬時上升的情況有兩種，一是牽引工況負載減小，另一是再生工況反饋能量增加。前者要求減?。ㄖ附^對值，下同），而后者要求增大?？刂?024/8/22104時為了使后續(xù)電壓型逆變器穩(wěn)定工作，需保持穩(wěn)定，故需采用電壓閉環(huán)控制，通過求出偏差的絕對值，用以控制，式中為基準值，為實測值。牽引時，再生制動時

。牽引工況負載減小時，下降，控制使之減??；再生工況反饋能量增加時，上升，控制使之增大。反之同理。2024/8/22105

與兩電平式PWM整流電路相比，三電平式整流器PWM調(diào)制波的主要優(yōu)點：一是對于同樣的基波與諧波要求而言，開關(guān)頻率低得多，從而可以大幅度降低開關(guān)損耗；二是每個主開關(guān)器件關(guān)斷時所承受的電壓僅為直流側(cè)電壓的一半，因此這種電路特別適合于高電壓大容量的應用場合。不過三電平式PWM可逆整流器的缺點也是顯而易見的，一方面其主電路拓撲使用功率開關(guān)器件較多，另一方面，控制也比兩電平式復雜，尤其是需要解決中點電位平衡問題。2024/8/221064.2.2三電平式牽引逆變器三電平式逆變器的電路圖如圖4-24所示。其主電路采用兩主管串聯(lián)與中點帶箝位二極管的方案，可使主管耐壓值降低一半。主管一般采用IGBT或IPM等新型全控元件。由圖4--24可見，每相橋臂的四個主管有三種不同的通斷組合，對應三種不同的輸出電位。以A相為例，與導通為模式1，接通P，輸出電壓為

；與導通為模式2，接通o，輸出電壓為0；與導通為模式3，接通N，輸出電壓為

。三點式逆變器要求主管與不2024/8/22108能同時導通，并且和、和控制脈沖是互反的。此外，為了防止同一相上下兩橋臂的開關(guān)元件同時導通而引起直流側(cè)電源短路，電壓型逆變器中上述主管通斷轉(zhuǎn)換必須遵循先斷后通的原則，即先給應關(guān)斷的元件關(guān)斷信號，待其關(guān)斷后留一定的時間裕量，然后再給應導通的元件發(fā)出開通信號，在兩者之間留出一個短暫的死區(qū)時間，死區(qū)時間的長短由開關(guān)元件的開關(guān)速度來定。

從一相的輸出波形來看，它有兩種工作方法：一種只有一塊寬度可隨控制角調(diào)節(jié)的矩形脈沖波，或稱為單脈沖方式，另一種是有多個不同寬度的脈沖波組成，常稱脈寬調(diào)制PWM方式，如圖4—25(a)、(b)所示。這兩種輸出電壓波形的基波分量，前者可通過改變控制角來調(diào)節(jié)，而后者用脈寬調(diào)制PWM方式來改變。對于三相對稱負載，采用單脈沖方式改變控制角時