任務(wù)二∶調(diào)幅的包絡(luò)檢波和相干解調(diào)性能仿真比較.

1、matlab通信仿真設(shè)計(jì)課程設(shè)計(jì)指導(dǎo)書 使用班級：光纖通信071、無線通信071課程設(shè)計(jì)地點(diǎn)：信息樓c207 2009年11月課程設(shè)計(jì)題目1：調(diào)幅廣播系統(tǒng)的仿真設(shè)計(jì)模擬幅度調(diào)制是無線電最早期的遠(yuǎn)距離傳輸技術(shù)。在幅度調(diào)制中，以聲音信號控制高頻率正弦信號的幅度，并將幅度變化的高頻率正弦信號放大后通過天線發(fā)射出去，成為電磁波輻射。波動的電信號要能夠有效地從天線發(fā)送出去，或者有效地從天線將信號接收回來，需要天線的等效長度至少達(dá)到波長的1/4。聲音轉(zhuǎn)換為電信號后其波長約在151500km之間，實(shí)際中不可能制造出這樣長度和范圍的天線進(jìn)行有效信號收發(fā)。因此需要將聲音這樣的低頻信號從低頻率段搬移到較高頻率段上

2、去，以便通過較短的天線發(fā)射出去。人耳可聞的聲音信號通過話筒轉(zhuǎn)化為波動的電信號，其頻率范圍為2020khz。大量實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，人耳對語音的頻率敏感區(qū)域約為3003400hz，為了節(jié)約頻率帶寬資源，國際標(biāo)準(zhǔn)中將電話通信的傳輸頻帶規(guī)定為3003400hz。調(diào)幅廣播除了傳輸聲音以外，還要播送音樂節(jié)目，這就需要更寬的頻帶。一般而言，調(diào)幅廣播的傳輸頻率范圍約為1006000hz。任務(wù)一：調(diào)幅廣播系統(tǒng)的仿真。采用接收濾波器analog filter design模塊，在同一示波器上觀察調(diào)幅信號在未加入噪聲和加入噪聲后經(jīng)過濾波器后的波形。采用另外兩個(gè)相同的接收濾波器模塊，分別對純信號和純噪聲濾波，利用統(tǒng)計(jì)模塊計(jì)算

3、輸出信號功率和噪聲功率，繼而計(jì)算輸出信噪比，用disply顯示結(jié)果。實(shí)例1：對中波調(diào)幅廣播傳輸系統(tǒng)進(jìn)行仿真，模型參數(shù)指標(biāo)如下。1.基帶信號：音頻，最大幅度為1?；鶐y試信號頻率在1006000hz內(nèi)可調(diào)。2.載波：給定幅度的正弦波，為簡單起見，初相位設(shè)為0，頻率為5501605hz內(nèi)可調(diào)。3.接收機(jī)選頻放大濾波器帶寬為12khz，中心頻率為1000khz。4.在信道中加入噪聲。當(dāng)調(diào)制度為0.3時(shí)，設(shè)計(jì)接收機(jī)選頻濾波器輸出信噪比為20db，要求計(jì)算信道中應(yīng)該加入噪聲的方差，并能夠測量接收機(jī)選頻濾波器實(shí)際輸出信噪比。仿真參數(shù)設(shè)計(jì)：系統(tǒng)工作最高頻率為調(diào)幅載波頻率1605khz，設(shè)計(jì)仿真采樣率為最高工

4、作頻率的10倍，因此取仿真步長為相應(yīng)的仿真帶寬為仿真采樣率的一半，即設(shè)基帶測試正弦信號為m(t)=acos2ft，載波為c(t)=cos2fct，則調(diào)制度為ma的調(diào)制輸出信號s(t)為容易求出，s(t)的平均功率為設(shè)信道無衰減，其中加入的白噪聲功率譜密度為n0/2，那么仿真帶寬(-w，w)內(nèi)噪聲樣值的方差為設(shè)接收選頻濾波器的功率增益為1，帶寬為b，則選頻濾波器輸出噪聲功率為因此，接收選頻濾波器輸出信噪比為所以信道中的噪聲方差為根據(jù)上面的公式，編程計(jì)算出噪聲的方差，并將方差值和其它已知值作為仿真系統(tǒng)的參數(shù)。中波調(diào)幅廣播傳輸系統(tǒng)仿真的參考模型(ex1_1.mdl)如圖1-1所示。圖1-1中波調(diào)幅廣

5、播傳輸系統(tǒng)仿真參考模型接收通道濾波器用analog filter design模塊實(shí)現(xiàn)，可設(shè)置為2階帶通的。為了能夠測量輸出信噪比，以參數(shù)完全相同的另外兩個(gè)濾波器模塊分別對純信號和純噪聲濾波，最后利用統(tǒng)計(jì)模塊計(jì)算輸出信號功率和噪聲功率，繼而計(jì)算輸出信噪比，通過display顯示。任務(wù)二：調(diào)幅的包絡(luò)檢波和相干解調(diào)性能仿真比較。根據(jù)通信理論，以解調(diào)輸出信噪比衡量的同步相干解調(diào)性能總是優(yōu)于包絡(luò)檢波性能。在輸入高信噪比條件下，包絡(luò)檢波接近同步相干解調(diào)的性能，而隨著輸入信噪比逐漸降低，包絡(luò)檢波性能也逐漸變壞，當(dāng)輸入信噪比下降到某一值時(shí)，包絡(luò)檢波輸出信噪比將急劇下降，這種現(xiàn)象稱為包絡(luò)檢波的門限效應(yīng)。實(shí)例2

6、：以實(shí)例1為傳輸模型，在不同輸入信噪比條件下仿真測量包絡(luò)檢波解調(diào)和同步相干解調(diào)對調(diào)幅波的解調(diào)輸出信噪比，觀察包絡(luò)檢波解調(diào)的門限效應(yīng)。圖1-2所示的仿真模型(ex2.mdl)用于測量包絡(luò)檢波的門限效應(yīng)，發(fā)送的調(diào)幅波參數(shù)以及仿真步進(jìn)與實(shí)例1相同。首先，調(diào)幅信號通過awgn信道后，分別送入包絡(luò)檢波器和同步相干解調(diào)器。包絡(luò)檢波器由saturation模塊來模擬具有單向?qū)ㄐ阅艿臋z波二極管，模塊的上下門限分別設(shè)置為inf和0。同步相干所使用的載波是理想的，直接從發(fā)送端載波引入。兩解調(diào)器后接的低通濾波器相同。解調(diào)后的兩路信號送到示波器顯示，同時(shí)送入信噪比測試模塊，即圖中的子系統(tǒng)snr detection，

7、其內(nèi)部如圖1-3所示。在snr detection模塊中，輸入的兩路解調(diào)信號通過濾波器將信號和噪聲近似分離，以分別計(jì)算信號和噪聲分量的功率，進(jìn)而計(jì)算信噪比。兩個(gè)帶通濾波器參數(shù)相同，其中心頻率為1000hz，帶寬為200hz，對應(yīng)于發(fā)送基帶測試信號頻率，其輸出近似視為純信號分量。兩個(gè)帶阻濾波器參數(shù)也相同，其中心頻率為1000hz，帶寬為200hz，其輸出可近似為信號中的噪聲分量。之后，通過零階保持模塊將信號離散化，再由buffer模塊和方差模塊計(jì)算出信號和噪聲的功率，buffer緩沖區(qū)長設(shè)置為1.6051e+005個(gè)樣值，這樣將在0.01s內(nèi)進(jìn)行一次統(tǒng)計(jì)計(jì)算。最后，由分貝轉(zhuǎn)換模塊db conve

8、rsion和fcn函數(shù)模塊計(jì)算出兩解調(diào)器的輸出信噪比。計(jì)算輸出display顯示的同時(shí)，也送入工作空間，以便能夠編程作出兩解調(diào)性能曲線，to workspace模塊設(shè)置為只將最后一次仿真結(jié)果以數(shù)組(array)格式送入工作空間，變量名為snr_out，它含有2個(gè)元素，即兩個(gè)解調(diào)輸出信號的檢測信噪比。當(dāng)設(shè)置信道噪聲方差等于1時(shí)，執(zhí)行仿真所得到的解調(diào)信號波形如圖1-4所示。可以看出，相干解調(diào)輸出波形中，噪聲成分相對要小一些。圖1-2包絡(luò)檢波和相干解調(diào)性能測試仿真模型圖1-3解調(diào)輸出信噪比近似于測量子系統(tǒng)snr detection的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖1-4噪聲方差為1時(shí)的解調(diào)信號波形仿真結(jié)果任務(wù)三：用mat

9、lab編程方法，得出解調(diào)性能曲線。通過編程方法，連續(xù)改變輸入信號信噪比，用以計(jì)算出對應(yīng)的方差，每計(jì)算一個(gè)方差后調(diào)用一次ex1_2.mdl，從而獲得在workspace中的數(shù)據(jù)snr_out，通過matlab繪圖的方法將包絡(luò)檢波和相干解調(diào)的信噪比與輸入信噪比的關(guān)系繪于同一圖，比較其性能。在matlab空間調(diào)用ex1_2.mdl的函數(shù)是sim(ex1_2.mdl)。課程設(shè)計(jì)題目2：模擬信號的數(shù)字化基帶信號的采樣定理是指，對于一個(gè)頻譜寬度為bhz的基帶信號，可惟一地被均勻間隔不大于1/(2b)秒的樣值序列所確定。采樣定理表明，如果以不小于1/(2b)次/秒的速率對基帶模擬信號均勻采樣，那么所得到樣值

10、序列就包含了基帶信號的全部信息，這時(shí)對該序列可以無失真地重建對應(yīng)的基帶模擬信號。例如，電話話音信號的最高頻率為3400hz，為了保證無失真采樣，對其進(jìn)行采樣的最低速率必須大于等于6800次/秒，考慮到實(shí)際低通濾波器的非理想特性，數(shù)字電話通信系統(tǒng)中規(guī)定采樣率為8000次/秒。為了保證在足夠大的動態(tài)范圍內(nèi)數(shù)字電話話音具有足夠高的信噪比，提出了非均勻量化：在小信號時(shí)采用較小的量化間距，而在大信號時(shí)用大的量化間距。在數(shù)學(xué)上，非均勻量化等價(jià)于對輸入信號進(jìn)行動態(tài)范圍壓縮后再進(jìn)行均勻量化。小信號通過壓縮器時(shí)增益大，大信號通過壓縮器時(shí)增益小。這樣就使小信號在均勻量化之前得到較大的放大，等價(jià)于以較小間距直接對小

11、信號進(jìn)行量化，而以較大間距對大信號進(jìn)行量化。在接收端要進(jìn)行相應(yīng)的反變換，即擴(kuò)張?zhí)幚?，以補(bǔ)償壓縮過程引起的信號非線性失真。中國和歐洲的pcm數(shù)字電話系統(tǒng)采用a律壓擴(kuò)方式，即：壓縮系數(shù)a=87.6。a律壓縮擴(kuò)張曲線可用折線來近似，16段折線點(diǎn)是：其中靠近原點(diǎn)的4根折線斜率相等，可視為一段，因此總折線數(shù)為13段，稱為13段折線近似。用simulink中的look-up table查表模塊可以實(shí)現(xiàn)對13折線近似的壓縮擴(kuò)張計(jì)算的建模，壓縮模塊的輸入向量設(shè)置為：輸出量向量設(shè)置為：。擴(kuò)張模塊的設(shè)置與壓縮模塊的設(shè)置相反。任務(wù)一：pcm編碼pcm是脈沖編碼調(diào)制的簡稱，是現(xiàn)代數(shù)字電話系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)語音編碼方式。a律p

12、cm數(shù)字電話系統(tǒng)中規(guī)定：傳輸語音的信號頻段為3003400hz，采樣率為8000次/s，對樣值進(jìn)行13折線壓縮后編碼為8位二數(shù)字序列。因此，pcm編碼輸出的數(shù)碼速率為64kbps。pcm編碼的二進(jìn)制序列中，每個(gè)樣值用8位二進(jìn)制碼表示，其中最高比特位表示樣值的正負(fù)極性，規(guī)定負(fù)值用0表示，正值用1表示。接下來的3位比特表示樣值的絕對值所在的8段折線的段落號，最后4位是樣值處于段落內(nèi)16個(gè)均勻間隔上的間隔序號。在數(shù)學(xué)上，pcm編碼較低的7位相當(dāng)于對樣值的絕對值進(jìn)行13折線近似壓縮后的7位均勻量化編碼輸出。實(shí)例1：設(shè)計(jì)一個(gè)13折線近似的pcm編碼器模型，使它能夠?qū)θ∩嵩?1,1內(nèi)歸一化信號樣值進(jìn)行編碼

13、。測試模型和仿真結(jié)果如圖2-1所示。其中信號源用一個(gè)常數(shù)表示。以saturation作為限幅器，relay模塊的門限設(shè)置為0，其輸出即可作為pcm編碼輸出的最高位，即確定極性碼。樣值取絕對值后，以look-up table(查表)模塊進(jìn)行13折線壓縮，并用增益模塊將樣值范圍放大到0127，然后用間距為1的quantizer模塊進(jìn)行四舍五入取整量化，并用integer to bit converter將整數(shù)轉(zhuǎn)換成長度為8個(gè)比特的二進(jìn)制數(shù)據(jù)，最后用display模塊顯示編碼結(jié)果。將pcm編碼器封裝成一個(gè)子系統(tǒng)，整個(gè)文件模型保存為ex2_1.mdl。圖2-113折線a律編碼器任務(wù)二：pcm解碼實(shí)例2

14、：測試模型和仿真結(jié)果如圖2-2所示，其中pcm編碼子系統(tǒng)就是圖2-1中虛線所圍部分。pcm解碼器中首先分離并行數(shù)據(jù)中的最位(極性碼)和7位數(shù)據(jù)，然后將7位數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為整數(shù)值，再進(jìn)行歸一化、擴(kuò)張后與雙極性的極性碼相乘得出解碼值。將該模型中的虛線所圍部分封裝為一個(gè)pcm解碼子系統(tǒng)。整個(gè)文件模型保存為ex2_2.mdl。圖2-213折線a律解碼器任務(wù)三：pcm串行傳輸模型在以上兩個(gè)實(shí)例基礎(chǔ)上，建立pcm串行傳輸模型，并在傳輸信道中加入指定錯(cuò)誤概率的隨機(jī)誤碼。實(shí)例3：仿真模型如圖2-3所示，其中pcm編碼和解碼子系統(tǒng)內(nèi)部結(jié)構(gòu)參見圖2-1和圖2-2。pcm編碼輸出經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換后得到二進(jìn)制碼流送入二進(jìn)制對稱

15、信道。在解碼端信道輸出的碼流經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換后送入pcm編碼，之后輸出解碼結(jié)果并顯示波形。模型中尚未對pcm解碼結(jié)果作低通濾波處理。文件模型保存為ex2_3.mdl。圖2-3pcm串行傳輸模型仿真采樣率必須是仿真模型中最高信號速率的整數(shù)倍，這里模型中信道傳輸速率最高為64bps，故仿真步進(jìn)設(shè)置為1/64000s。信道錯(cuò)誤比特率設(shè)為0.01，以觀察信道誤碼對pcm傳輸?shù)挠绊憽Ｐ盘栐纯梢圆捎帽热?00hz的正弦波。解碼輸出存在延遲。對應(yīng)于信道產(chǎn)生誤碼的位置，解碼輸出波形中出現(xiàn)了干擾脈沖，干擾脈沖的大小取決于信道中錯(cuò)誤比特位于一個(gè)pcm編碼字串中的位置，位于最高位時(shí)將導(dǎo)致解碼值極性錯(cuò)誤，這時(shí)干擾最大，而位于最低位的誤碼引起的誤碼最輕微。通過改變binary symmetric channel中的error probability的大小，觀察原信號和解碼后的輸出。一種仿真情況下的仿真結(jié)果波形如圖2-4所示。圖2-4pcm串行傳輸仿真結(jié)果任務(wù)四：修改實(shí)例3的pcm編解碼模型，測試指定誤碼率條件下pcm解碼語間信號的音質(zhì)。實(shí)例4：使用simulink中dsp模塊庫的音頻輸入模塊可以對真實(shí)音頻信號進(jìn)行處理，測試模型如