高效緊湊反激式變換器電信電源的設(shè)計(jì).

1、高效緊湊反激式變換器電信電源的設(shè)計(jì) 高效緊湊反激式變換器電信電源的設(shè)計(jì) 類別：電子綜合 眾所周知，電信電源被要求工作于一個(gè)很寬的輸人電壓范圍（ 36V 至77V）,而在48V輸人時(shí)是最具有優(yōu)異的電路性能。但要求這種電路設(shè)計(jì)， 應(yīng)該緊湊、高效，而且具有低截面，以便能容納在緊密的卡槽之間。本文將討 論一個(gè)用于電信應(yīng)用的5W反繳式變換器開(kāi)關(guān)電源，該變換器是基于通用離線式 電源控制器-MAX5021芯片（IC1）來(lái)實(shí)現(xiàn)。 當(dāng)今的電信系統(tǒng)包含眾多的線卡，它們并行連接到高功率背板 上，每一個(gè)都具有自己的輸人濾波電容和低電壓功率變換器。由于大量輸人濾 波電容的并聯(lián)使每一個(gè)的值，限制在僅幾個(gè)微法，從而使電源設(shè)

2、計(jì)相當(dāng)困難。 那如何解決呢？ 目前，MAX5021控制芯片是一種高頻率、電流模式 PWM控制器， 很適合用于寬輸人范圍的隔離式電信電源。它可用來(lái)設(shè)計(jì)小型、高效的功率變 換電路。其MAX502芯片特點(diǎn)是：具有固定的262kHz開(kāi)關(guān)頻率能使開(kāi)關(guān)損耗控 制在適當(dāng)范圍內(nèi)，同時(shí)又適度地減小了功率元件的尺寸；芯片內(nèi)部含有大回差 的欠壓鎖定電路 , 具有極低的啟動(dòng)電流，這種低損耗設(shè)計(jì)非常適合于具有寬輸入 電壓范圍和低輸出功率的電源；逐周期電流限制 （利用內(nèi)部的高速比較器實(shí)現(xiàn) ） 降低了對(duì)于MOSFE和變壓器的超額設(shè)計(jì)要求；以及還包括最大占空比限制和高 峰值輸出和吸收電流驅(qū)動(dòng)能力等特性。圖 1 所示, 為用通

3、用離線式電源控制器 - MAX520芯片進(jìn)行輸人電壓范圍在 36V至72V的5W反激式變換器開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì) 原理圖。下面就該離線式開(kāi)關(guān)電源幾個(gè)主要組成部的設(shè)計(jì)思想進(jìn)行討論。 功率級(jí)設(shè)計(jì) 電源設(shè)計(jì)的第一步是決定變換拓?fù)洹＿x擇拓?fù)涞臈l件應(yīng)包括輸入 電壓范圍，輸出電壓，初級(jí)和次級(jí)電路中的峰值電流，效率，外形參數(shù)和成 本。 對(duì)于一個(gè)具有1: 2輸入電壓范圍、5W俞出的小外形參數(shù)電源， 反激拓?fù)涫亲罴训倪x擇。這是為什么呢？因這種拓?fù)渌柙?shù)最少，有利于 降低成本和外形參數(shù)。反激變壓器可設(shè)計(jì)為連續(xù)或非連續(xù)工作模式。在非連續(xù) 模式中，變壓器磁芯在關(guān)斷周期完全傳送其能量，而連續(xù)模式則在能量傳送完 成前開(kāi)始下一

4、個(gè)周期。據(jù)此情況，基于以下原因選擇非連續(xù)模 式：它能使磁性 元件中的能量存儲(chǔ)最大化 （因此降低了元件尺寸 ）；簡(jiǎn)化了補(bǔ)償 （沒(méi)有右半平面的 零點(diǎn)）；具有較高的單位增益帶寬。 雖然非連續(xù)工作模式的一個(gè)缺點(diǎn)是初級(jí)和次級(jí)電路中較高的峰 均電流比。較高的比率意味著較高的 RMS（等效串聯(lián)電阻）電流，會(huì)導(dǎo)致更高 的損耗和更低的效率。雖然有此缺點(diǎn)，但對(duì)于低功率變換來(lái)說(shuō)，則非連續(xù)模式 的優(yōu)點(diǎn)卻顯然要多于缺點(diǎn)。而且，該芯片的驅(qū)動(dòng)能力，已足以驅(qū)動(dòng)可承載峰值 電流的功率開(kāi)關(guān)管-MOSFE（Q1。對(duì)于電信電源應(yīng)用，MAX502在此拓?fù)渲惺?用標(biāo)準(zhǔn)的MOSFET很容易獲得15W勺功率輸出。 反激變壓器 T1 的設(shè)計(jì)

5、變壓器設(shè)計(jì)中降低損耗、提高效率的關(guān)鍵是選擇一個(gè)合適的磁 芯。磁芯和繞組面積乘積決定了變壓器能夠處理的功率及其溫升。選擇磁芯時(shí) 還需要考慮拓?fù)洌ɡ@組中的平均電流與RMS電流之比）、輸出電流、效率和外形 參數(shù)。下面將逐步解釋如何設(shè)計(jì)一個(gè)非連續(xù)模式的反激變壓器T1/NS_A。 *估算滿足要求的最小面積乘積AP與磁芯橫截面積Ae,選擇一 個(gè)具有適當(dāng)外形參數(shù)的磁芯和線軸。* 計(jì)算次級(jí)繞組電感，應(yīng)保證磁芯在 最小關(guān)斷時(shí)間內(nèi)儲(chǔ)能完全釋放。* 根據(jù)供應(yīng)最大負(fù)載所需的能量計(jì)算初級(jí) 繞組電感。*計(jì)算初級(jí)匝數(shù)Np .*計(jì)算次級(jí)匝數(shù)NS和偏置繞組匝 數(shù)Nbias. *計(jì)算磁芯AL值。*計(jì)算初級(jí)RMSt流，估算次級(jí)RM

6、S 電流。* 考慮適當(dāng)?shù)睦@組順序和變壓器結(jié)構(gòu)以降低漏感。 請(qǐng)注意上面第一個(gè)方程是通用的，第二個(gè)方程只用于采用 MAX502的電源在40C溫升時(shí)的情況。 其中：=預(yù)期的變換器效率；卩=分配給初級(jí)繞組的面積（通 常為0.5） ;KT=初級(jí)RMS6流和平均電流之比（對(duì)于于非連續(xù)反激拓?fù)湟?般為0.55到0.65） ;KU=S 口填充系數(shù)（0.4到0.5）;=電流密度 （9.862X / ） 時(shí)窗口溫升低40C）；以及BMAX最大工作磁通密度（單位：特斯 拉，通常用在 0.12T 到 0.15T） 。 選擇一個(gè)面積乘積（AP）等于或大于以上計(jì)算數(shù)值的磁芯，同時(shí)注 意磁芯的橫截面積。以下表格給出了不同輸

7、出功率所對(duì)應(yīng)的磁芯尺寸、Ap和磁 芯橫截面積 （Ae） ： 根據(jù)上述公式計(jì)算和表格中輸出功率（5W-8W）的選擇，得出： 選擇 EPC-I3 型（TDK型號(hào)-PC44EPCI3-Z） 磁芯磁芯 Ap和 Ae為： 正如先前所討論的，非連續(xù)工作模式要求磁芯在關(guān)斷周期完全放 電。次級(jí)電感量Ls決定了磁芯完全放電所需的時(shí)間。經(jīng)計(jì)算得Ls為： 導(dǎo)通周期初級(jí)繞組中上升的電流在磁芯中建立起一定的能量，在 隨后的關(guān)斷周期被釋放出來(lái)提供輸出功率。初級(jí)電感Lp必須在導(dǎo)通期間儲(chǔ)存足 夠的能量以支持最大輸出功率 . 下一步，計(jì)算初級(jí)繞組匝數(shù) Np,必須保證初級(jí)繞組在最大 V-s面 積作用下最大磁通密度不超出上限。最大

8、峰值工作電流出現(xiàn)在最大占空比時(shí)。 經(jīng)計(jì)算初級(jí)匝數(shù) Np 為： 用四舍五人方式，使初級(jí)匝數(shù)為最接近的整數(shù)，并根據(jù)四舍五人 后的初級(jí)繞組匝數(shù)計(jì)算次級(jí)繞組 Ns和偏置繞組的匝數(shù)NBIAS用公式計(jì)算次級(jí) 繞組Ns和偏置繞組的匝數(shù)NBIAS.為: 次級(jí)和偏置電路整流二極管的正向壓降分別假定為0.2V和 0.7V。請(qǐng)參考二極管制造商提供的數(shù)據(jù)手冊(cè)核實(shí)這些數(shù)據(jù)。同樣，四舍五人次 級(jí)和偏置繞組的匝數(shù)為最接近的整數(shù)。 磁芯AL值與磁路中的氣隙有關(guān)。MOSFE導(dǎo)通期間大部分能量被 儲(chǔ)存于氣隙中。為降低電磁輻射，可將氣隙開(kāi)在磁芯的中柱上。經(jīng)計(jì)算磁芯數(shù) 值 AL 為: 變壓器制造商還須知道初級(jí)、次級(jí)和偏置繞組中的RM

9、St流，以 便確定線徑?？紤]到趨膚效應(yīng)，建議采用不超過(guò) 28AWG勺線徑?？蓪⒍嗑€并繞 以達(dá)到符合要求的線徑。多絲繞組被非常普遍地用于高頻變換器。初級(jí)和次級(jí) 繞組中的最大RMSt流發(fā)生在50%占空比（最低輸人電壓）和最大輸出功率的情 況下?？捎霉接?jì)算初級(jí) RMSt流（IPRMS）和次級(jí)RMSt流（ISRMS）為： 偏置電流通常低于10mA這樣在選擇線徑時(shí)主要考慮的是繞線的 便利性而非其載流能力。 為了降低開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)的漏感尖峰，合理的繞線技術(shù)和順序非常重 要。例如，可以將次級(jí)繞組夾在兩半初級(jí)繞組之間，并使偏置繞組靠近次級(jí)繞 組，這樣偏置電壓會(huì)跟隨輸出電壓。 需要說(shuō)明的是 ：* 在上述反激變壓器

10、 T1 計(jì)算值中，其計(jì)算公式除 3.1標(biāo)題外.其余均略；計(jì)算的規(guī)格為VIN=36V-72V,VOUT=5.1及 IOUT=1.1A條件下進(jìn)行的. MOSFET（Q選擇 MOSFE的選擇條件包括最大漏極電壓、峰值/ RMS級(jí)電流和封 裝所允許的最大耗散功率（不超出結(jié)溫限制）。MOSFE漏極承受的電壓是輸入電 壓、次級(jí)電壓透過(guò)變壓器匝比的反射、以及漏感尖峰的總和。圖 2為描述了漏 極電壓VDS和初級(jí)電流的關(guān)系。MOSFE的最大額定VDS必須高于最壞情況下的 漏極電壓（最大輸入電壓VIN（MAX）和輸出負(fù)載,而VSPIKE電壓尖峰）。 較低的最大額定VDS意味著較短的溝道、更低 RDS（ON）、更低

11、的 柵極電荷和更小的封裝。因此，可取的做法是，選擇較低的Np/ NS比，并且將 漏感尖峰控制在較低水平下，通過(guò)這些手段降低 VDS（MAX要求?？刹捎秒娮? 電容/二極管（RCD緩沖網(wǎng)絡(luò)來(lái)抑制尖峰。 初級(jí)RMS6流可被用來(lái)計(jì)算 MOSFE的直流損耗。MOSFE的開(kāi)關(guān) 損耗和工作頻率、總柵極電荷和關(guān)斷過(guò)程中的交叉?zhèn)鲗?dǎo)損耗有關(guān)。導(dǎo)通期間的 交叉?zhèn)鲗?dǎo)損耗可以忽略，因?yàn)榉沁B續(xù)傳導(dǎo)模式中初級(jí)電流是從零開(kāi)始的。為避 免在上電過(guò)程和故障情況下?lián)p壞，有必要降額使用MOSFET 其中：QG=MOSFET總柵極電荷（庫(kù)侖）;Vcc置電壓 （伏） ;tOFF=斷時(shí)間（秒）;。以及CDS漏源電容（法拉）。 RCD（R

12、11 C10 D3緩沖網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì) 為了降低對(duì)于MOSFE的 VDS要求，建議在初級(jí)側(cè)采用 RCD緩沖器 采抑制漏感中的能量所激發(fā)的尖峰。緩沖器消耗了這些能量，不然的話，它們 只能由MOSFE自身來(lái)消耗。緩沖器中的電容必須有足夠高的容量來(lái)吸納漏感能 量，使MOSFE漏極電壓不會(huì)超出容許范圍。可以用下面的公式計(jì)算這個(gè)電容： 其中：LL=S感，由變壓器廠商提供。（本文所設(shè)計(jì)的變壓器，通 常為1uH到3uH.）VSPIKE=t壓尖峰，典型為30V至50V。IPK=峰值初級(jí)電流， 在本例中（最壞情況下）等于限流門限除以RSENSE撿測(cè)電阻）。 二極管D3必須為快速開(kāi)關(guān)型，反向隔離電壓至少等于 MOSFE的

13、 額定VDS（MAX）電阻的選擇應(yīng)使RC時(shí)間常數(shù)2至3倍于開(kāi)關(guān)周期。電阻的耗 散功率是漏感能量乘頻率，再加上電容兩端直流偏壓所產(chǎn)生的功率兩者之和。 可用公式（略）估算電阻的功率損耗 PR.C10- 緩沖電容 R11- 緩沖電阻. 輸入濾波器 （C1 C2 R1 ） 設(shè)計(jì) 輸入濾波器降低了變換器脈沖電流的交流成分，這樣使變換器對(duì) 于輸入電源呈現(xiàn)為一個(gè)直流負(fù)載。這個(gè)濾波器的設(shè)計(jì)參數(shù)有RM敦波電流容 量、輸人電壓和允許反射回電源的交流分量水平。 由于非連續(xù)模式的反激式變換器要在每個(gè)周期內(nèi)通過(guò)電容器 ESR 吸取三角形的峰值電流，需要采用大型鋁電解電容，因?yàn)樗鼈兙哂械?ESR和高 紋波電流容量。但是，

14、對(duì)于一個(gè)分布式供電系統(tǒng)，相并聯(lián)的變換器輸人濾波電 容加在一起，可能會(huì)在啟動(dòng)時(shí)產(chǎn)生無(wú)法接受的浪涌電流。作為另一種選擇，你 也可以采用陶瓷電容，以獲得低 ESR和高紋波電流容量。同時(shí)又保持較低的總 電容。 輸人峰到峰紋波電壓包括因電容器 ESR（A VESR和因電容器電荷 損失所造成的電壓降（A Vc）。對(duì)于低ESR陶瓷電容，可以使來(lái)自于電荷損失和 ESR紋波的貢獻(xiàn)之比為3: 1，可利用下面的公式估算電容器的電容量 CIN和 ESR: 選擇一個(gè)具有足夠RMS平均有效值）紋波處理能力，同時(shí)又不會(huì) 使內(nèi)部溫升過(guò)高的電容器。采用下面的公式估算輸入電容中的 RM敦波電流 ICRMS： LC輸出濾波器（L2

15、 C9 ）設(shè)計(jì) 對(duì)于輸出電容的要求取決于負(fù)載端所能接受的峰到峰紋波電平。 反激式變換器中的輸出電容要在開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)供應(yīng)負(fù)載電流。而在關(guān)斷周 期，隨著磁芯能量的釋放，變壓器次級(jí)繞組將損失的電荷補(bǔ)充回來(lái)，并且同時(shí) 供應(yīng)負(fù)載電流。同樣，輸出紋波是輸出電容器ESR所產(chǎn)生的電壓降（A VESR和 開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)因電荷損失所產(chǎn)生的電壓降（A Vc）兩者之和.MAX5021的高開(kāi)關(guān) 頻率降低了對(duì)于電容量要求。 除此之外，次級(jí)電流的di /dt流過(guò)輸出電容的ESL時(shí)還會(huì)產(chǎn)生額 外的尖峰噪聲，疊加在輸出紋波上。一個(gè)小的LC濾波器就可以抑制掉這些低能 量的尖峰，并且它也有助于衰減開(kāi)關(guān)頻率紋波。為了盡量減小濾波器

16、的相位滯 后效應(yīng)，確保其不影響補(bǔ)償，應(yīng)將其轉(zhuǎn)角頻率設(shè)計(jì)在遠(yuǎn)離預(yù)估閉環(huán)帶寬一個(gè)十 倍頻程以上。圖3示出了采用和未用LC濾波器時(shí)的峰到峰紋波波形。關(guān)于電 源的功率損耗 高頻開(kāi)關(guān)變換器的損耗可能會(huì)很大，因?yàn)殚_(kāi)關(guān)損耗和直流損耗是 簡(jiǎn)單相加的。要將開(kāi)關(guān)損耗保持在最低水平 , 仔細(xì)地挑選元件是很有必要的。 MAX502被設(shè)計(jì)為具有足夠高的工作頻率，以便降低無(wú)源元件的尺寸，同時(shí)又 具有盡可能低的開(kāi)關(guān)損耗。MAX502的低啟動(dòng)電流和低靜態(tài)工作電流使控制電 路中的功率損耗降至最低。為了進(jìn)一步降低開(kāi)關(guān)損耗，達(dá)到更高的轉(zhuǎn)換器效 率，選用一個(gè)具有較低柵極電荷和柵到漏電容的MOSFET并且平衡MOSFE的 直流和開(kāi)關(guān)功

17、率損耗。QG=MOSF柵極總電荷（納庫(kù)侖）；Vcc=VCC 電壓（MAX502啲引腳4） ;tF=關(guān)斷時(shí)間（秒）;VD關(guān)斷時(shí)的漏極電壓 （伏）;fSW開(kāi)關(guān)頻率（262kHz）;以及IPK=級(jí)峰值電流（安）; IPRMS電流平均有效值. 在次級(jí)側(cè)采用肖特基二極管可以獲得低 VFB和低反向恢復(fù)損耗。 采用下面的公式計(jì)算次級(jí)二極管中的直流損耗PD忽略因開(kāi)關(guān)過(guò)程而產(chǎn)生的反 向恢復(fù)損耗：PD=VFB*Io其中：VFB=級(jí)二極管于IPK/2時(shí)的正向 壓降 （ 伏） 。 為了降低變壓器初級(jí)和次級(jí)間的漏感，可以將次級(jí)繞組夾在兩半 初級(jí)繞組中間。采用多股線繞組可以降低趨膚效應(yīng)所造成的損耗。 輸出電壓的穩(wěn)定控制與

18、頻率補(bǔ)償 頻率補(bǔ)償環(huán)由輸出VOUT各經(jīng)并聯(lián)調(diào)節(jié)器（誤差放大器）IC2-TLV431 AC光電耦合器IC3-MOC207以及MAX5021內(nèi)部的PWM匕較器組成。以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸 出電壓的穩(wěn)定控制 . 而頻率補(bǔ)償環(huán)路經(jīng)也是由此閉合 . 通過(guò)優(yōu)化的線路板設(shè)計(jì)可以獲得 8kHz的閉環(huán)帶寬和44。的相位裕 量。通過(guò)切換負(fù)載（20us內(nèi)從100mA到IA），我們可以檢驗(yàn)其負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，你 會(huì)在輸出電壓上得到一個(gè)小的偏移和快速建立過(guò)程中的波動(dòng)。一個(gè)過(guò)補(bǔ)償?shù)淖?換器會(huì)增加其響應(yīng)時(shí)間，并且還會(huì)在打開(kāi)過(guò)程中造成輸出電壓過(guò)沖。 布局和安全準(zhǔn)則 高頻開(kāi)關(guān)變換器會(huì)產(chǎn)生高擺率的電壓和電流波形。為了使電壓尖 峰和電磁輻射降至最低，應(yīng)該最大限度減小電流環(huán)路和印刷線條中的寄生電 感。合理的元件擺放是縮短高頻線條的關(guān)鍵。依照以下步驟可以獲得良好的布