多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)要點(diǎn)

1、多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)摘 要:以u(píng)c3844芯片為控制核心，設(shè)計(jì)并制作了多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源。完成 了多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)，完成具體模塊電路詳細(xì)設(shè)計(jì)，包括emi濾 波電路、前級(jí)保護(hù)和整流橋電路、緩沖吸收電路、高頻變壓器、uc3844的啟動(dòng)與驅(qū) 動(dòng)電路、電流檢測(cè)和過(guò)流保護(hù)電路等。合理選擇、設(shè)計(jì)和分配了開(kāi)關(guān)電源各電路參 數(shù)；設(shè)計(jì)出電路原理圖，根據(jù)設(shè)計(jì)規(guī)范制作出pcb,并組裝出電源樣機(jī)，最后對(duì)設(shè) 計(jì)的樣機(jī)進(jìn)行測(cè)試驗(yàn)證。開(kāi)關(guān)電源樣機(jī)輸出電壓穩(wěn)定性較高，輸出電壓紋波較小，符合設(shè)計(jì)規(guī)范小于 80mv的要求；樣機(jī)整體測(cè)試結(jié)果表明，電源各項(xiàng)指標(biāo)均符合要求，輸出穩(wěn)定，性 能較好。關(guān)鍵詞：開(kāi)關(guān)電源

2、；反激式；uc3844；模塊化design of multi-output flyback switching power supplyabstract： it was designed and produced a set of multiple output fly-back switching power supply, using the chip uc3844 as the control core. the design of the system and specific module circuits was completed. the module circuits inc

3、lude emi filter circuit, level protection and bridge rectifier ciicuit, snubber ciicuit, high fiequency transformer, start and drive circuit of uc3844, cunent sensing and ovei-current protection ciicuit. the parameters of switching power supply ciicuit were chose, designed and distributed reasonably

4、. accoidiiig to the schematic ciicuit design and design specifications, we produced the pcb, and assembled the prototype of power supply, also finished the test in the final.the higliei stability of the output voltage of the switching power supply prototype, the output voltage ripple is small, meet

5、the design specifications to the requiiements of less than 80mv; the prototype of the overall test results show that the power of the indicators are in line with the requirements, output stability, better performance.keywords： switch power supply； flyback； uc3844： modular1概 述11.1 課題研究背景與意義11.2 課題設(shè)計(jì)內(nèi)

6、容12反激式開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)分析12.1 反激變換器工作原理分析12.2 控制電路分析32.3 系統(tǒng)整體架構(gòu)53系統(tǒng)設(shè)計(jì)53.1 變壓器設(shè)計(jì)53.2 控制芯片選擇103.3 控制芯片驅(qū)動(dòng)電路及定時(shí)電阻電容計(jì)算123.4 緩沖吸收電路163.5 前置保護(hù)電路173.6 emi濾波電路選擇與設(shè)計(jì)173.7 輸入整流濾波電路183.8 反饋電路設(shè)計(jì)203.9 電流檢測(cè)和過(guò)流保護(hù)電路213.10 軟啟動(dòng)電路223.11 mos管瞬態(tài)抑制保護(hù)電路224系統(tǒng)調(diào)試234.1 硬件調(diào)試234.2 空載輸出電壓波形測(cè)量234.3 紋波測(cè)量與分析235結(jié)束語(yǔ)27參考文獻(xiàn)28致謝29附錄30附錄1多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源

7、原理圖31附錄2多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源pcb圖32附錄3多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)元器件清單33南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)1概 述1.1 課題研究背景與意義隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，電力電子設(shè)備與人們的工作、生活的關(guān)系日益 密切，而電力電子設(shè)備都離不開(kāi)可靠的電源，其供電一般采用開(kāi)關(guān)電源。開(kāi)關(guān)電源 是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開(kāi)關(guān)管開(kāi)通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓 的一種電源，開(kāi)關(guān)電源一般由脈沖寬度調(diào)制(pwm)控制ic和mosfet構(gòu)成。在 建設(shè)資源節(jié)約型、環(huán)保示范型社會(huì)的大背景下，具有高效節(jié)能、安全環(huán)保、短小輕 薄等方面優(yōu)點(diǎn)的開(kāi)關(guān)電源己經(jīng)成為本學(xué)科一個(gè)

8、重要的研究熱點(diǎn)。其中反激式開(kāi)關(guān)電源，是開(kāi)關(guān)電源拓?fù)渲凶詈?jiǎn)單的一種。輸出變壓器同時(shí)充當(dāng) 儲(chǔ)能電感，整個(gè)電源體積小、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，可同時(shí)輸出多路互相隔離的電壓，所以得 到廣泛應(yīng)用。本次畢業(yè)設(shè)計(jì)制作的多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源是為各種電力電子器件 供電。1.2 課題設(shè)計(jì)內(nèi)容設(shè)計(jì)多路輸出的反激式開(kāi)關(guān)電源，指標(biāo)如下：(1)輸入電壓：ac220v土 10%(2)輸出電壓五組：三路十15v(1.0a)、兩路十5v (1.0a)(3)輸出電壓紋波:vpps80m(4)工作頻率：lookhz(5)最大占空比：d皿x=0.42(6)效率75%(7)總功率：55w給出電源主電路與控制電路的設(shè)計(jì)清單。用piotel軟件進(jìn)行電

9、源電路原理圖與 pcb圖的設(shè)計(jì)，進(jìn)行電路調(diào)試，對(duì)調(diào)試過(guò)程中出現(xiàn)的問(wèn)題進(jìn)行分析處理，獲得多路 輸出反激式開(kāi)關(guān)電源原理樣機(jī)。2反激式開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)分析本節(jié)完成主變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的選擇，對(duì)控制電路調(diào)節(jié)方式進(jìn)行選取，分析給 出系統(tǒng)整體架構(gòu)圖，為開(kāi)關(guān)電源各電路模塊設(shè)計(jì)奠定基礎(chǔ)。2.1 反激變換器工作原理分析反激變換器由于電路簡(jiǎn)單，所用元件少，適用于多輸出場(chǎng)合。反激變換器的拓 撲結(jié)構(gòu)如圖2-1所示，其中t1是高頻變壓器，q1是mos管，cl、c2是濾波電容, d1為整流二極管。其基本工作原理是：當(dāng)開(kāi)光管q1開(kāi)通時(shí)變壓器原邊導(dǎo)通，輸 入的直流電壓通過(guò)初級(jí)繞組向變壓器灌入能量；q1關(guān)斷時(shí)變壓器內(nèi)灌注的能量通 過(guò)

10、次級(jí)繞組釋放，經(jīng)d1整流、c2濾波后供負(fù)載使用。通過(guò)pwm脈沖產(chǎn)生電路7改變開(kāi)關(guān)脈沖占空比和變壓器的變比可以很容易的實(shí)現(xiàn)大范圍的電壓調(diào)整。pwm脈沖gnd圖2-1反激變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)2.1.1 工作方式選取反激式開(kāi)關(guān)電源主要有兩種基本工作模式：(1)連續(xù)工作模式，簡(jiǎn)稱ccm； (2) 不連續(xù)工作模式，簡(jiǎn)稱dcmo兩種工作模式的電路原理圖如圖2-2所示。ccm的 工作原理：pwm脈沖激勵(lì)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，這時(shí)輸入電壓加在原邊繞組上，原邊電感 儲(chǔ)存能量，在下一次脈沖到來(lái)之前，變壓器儲(chǔ)存的能量沒(méi)有釋放完全，使得次級(jí)電 流沒(méi)有降到零便開(kāi)始了下一個(gè)過(guò)程。dcm的工作原理與ccm相比的不同點(diǎn)是在 下一次脈沖到來(lái)

11、之前，變壓器儲(chǔ)存的能量己經(jīng)釋放完全，次級(jí)電流己經(jīng)降到零，下 一個(gè)過(guò)程初級(jí)的電流又開(kāi)始從零增加。所以ccm的特點(diǎn)是高頻變壓器在每個(gè)開(kāi)關(guān) 周期，都是從非零的能量?jī)?chǔ)存狀態(tài)開(kāi)始的。dcm的特點(diǎn)是儲(chǔ)存在高頻變壓器中的 能量在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)都要完全釋放掉，可以得出兩種模式下紋波電流與峰值電流 的不同關(guān)系。dcm的開(kāi)關(guān)電流從一定幅度開(kāi)始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速 回零，初級(jí)脈動(dòng)電流。與峰值電流/心 的比例系數(shù)krpvlo。dcm的開(kāi)關(guān)電流 則是從零開(kāi)始上升到峰值，再迅速降到零，krp=1.0 o利用限與ipk的比例關(guān)系 心(0-1.0)的數(shù)值，可以定量地描述開(kāi)關(guān)電源的工作模式，其中k解的關(guān)系如 式(2-

12、1)所示i i i x圖2-2工作模式irccm連續(xù)工作模式dcm不連續(xù)工作模式krp-（2-1）1 pk實(shí)際上ccm與dcm之間并無(wú)嚴(yán)格界限，而是存在一個(gè)過(guò)渡過(guò)程。對(duì)于給 定的交流輸入范圍，ke值較小時(shí)對(duì)應(yīng)連續(xù)的工作模式和相對(duì)較大的初級(jí)電感量， 并且初級(jí)峰值電流。k和初級(jí)有效值電流/心“值較小,這時(shí)可選用較小功率的控制 器件和較大尺寸的高頻變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)優(yōu)化設(shè)計(jì)。反之，值較大，就表示連續(xù)程 度較差，初級(jí)電感量較小，而/心與較大，此時(shí)采用較大功率的控制器件和 尺寸較小的高頻變壓器。通過(guò)查閱相關(guān)資料，采用ccm可比dcm減小功耗大約為25%左右。對(duì)于 同樣的輸出功率，采用ccm可使用功率較小的控制

13、芯片，或者允許控制芯片工作 在較低的損耗下。此外，設(shè)計(jì)成ccm時(shí)，初級(jí)電路中的交流成分要比dcm低， 并能減小趨膚效應(yīng)以及高頻變壓器的損耗。本設(shè)計(jì)選取krp1.q,即工作于ccm 模式。2.2控制電路分析在開(kāi)關(guān)電源中，控制電路的主要功能是為開(kāi)關(guān)管提供比率可調(diào)的驅(qū)動(dòng)脈沖，從 而達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。常用的調(diào)制方式有三種：pwm脈寬調(diào)制、pfm脈頻 調(diào)制和pwm-pfm調(diào)寬調(diào)頻混合電路。2.2.1 pwm脈沖寬度調(diào)制pwm調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，使輸出脈沖寬度發(fā)生變化 的一種調(diào)制方式。在調(diào)制期間脈沖周期t是固定不變的。不論是負(fù)載電流發(fā)生變 化，還是輸入電壓發(fā)生變化，都會(huì)引起輸出電

14、壓的變化，通過(guò)反饋采樣這個(gè)變化， 然后經(jīng)過(guò)穩(wěn)壓控制系統(tǒng)，最終使輸出脈沖寬度改變，從而達(dá)到輸出穩(wěn)定電壓的目的。 脈沖寬度調(diào)制變化如圖2-3所示，t不變，ton發(fā)生變化，即脈沖寬度改變。ton變寬 ton變窄(c)t不變圖2-3 pwm調(diào)節(jié)方式2.2.2 pfm脈沖頻率調(diào)制pfm調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓的變化，使輸出脈沖周期發(fā)生變化 的一種調(diào)制方式。脈沖頻率調(diào)制變化如圖2-4所示，ton不變，即脈沖寬度不變化, 而周期發(fā)生變化，即頻率改變。周期變小頻率變高周期變大頻率變低圖2 pfm調(diào)節(jié)方式2.2.3 pwm-pfm脈寬脈頻綜合調(diào)制pwm-pfm脈寬脈頻綜合調(diào)制方式就是控制芯片根據(jù)輸入電壓

15、的變化，不但使 輸出脈沖寬度發(fā)生變化，而且頻率也同時(shí)發(fā)生變化的一種調(diào)制方式。pwm-pfm調(diào) 制方式是同時(shí)改變周期t和導(dǎo)通時(shí)間ton兩個(gè)參數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。 pwmpfm兼有pwm和pfm的優(yōu)點(diǎn)，調(diào)制過(guò)程如圖2-5所示。ton toffton變化(b)vat改變圖2-5 pwm-pfm綜合調(diào)節(jié)方式本設(shè)計(jì)采用第一種pwm調(diào)制方式，屬于pwm調(diào)制方式中的電流反饋模式。 調(diào)制過(guò)程是當(dāng)控制芯片uc3844的檢測(cè)端電流在規(guī)定的范圍內(nèi)，uc3844輸出占空 比與檢測(cè)端電流成反比。通過(guò)檢測(cè)端電流的大小來(lái)改變占空比的大小，實(shí)現(xiàn)pwm 調(diào)制，從而達(dá)到穩(wěn)定電壓的目的。2.3系統(tǒng)整體架構(gòu)多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源

16、系統(tǒng)設(shè)計(jì)整體架構(gòu)如圖2-6所示，主要包括：前級(jí)保 護(hù)電路、emi濾波電路、整流濾波電路、漏磁吸收回路、輸出整流濾波電路、反饋 電路、主控制電路等。圖2-6系統(tǒng)整體架構(gòu)圖工作過(guò)程分析：接入220v交流電in；經(jīng)過(guò)保護(hù)電路之后；進(jìn)行emi電磁濾 波，濾除電源接入噪聲和自身噪聲干擾；橋式整流為310v左右的直流電壓；通過(guò) 反激式主變換電路進(jìn)行電壓變換，主電路包括全波整流、濾波、高頻變壓器、漏磁 吸收回路和功率開(kāi)關(guān)管；經(jīng)過(guò)變壓器二次側(cè)變換之后送至后級(jí)同步整流電路進(jìn)行整 流濾波；如輸出濾波效果不明顯，可增加后級(jí)濾波電路；在交流輸入電壓波動(dòng)時(shí)， 為了保證輸出穩(wěn)定，需要進(jìn)行負(fù)反饋調(diào)節(jié)，從后級(jí)輸出u。端進(jìn)行采

17、樣，采樣信號(hào) 送至控制電路，經(jīng)過(guò)取樣、比較、放大等環(huán)節(jié)產(chǎn)生比率可調(diào)的脈沖信號(hào)來(lái)控制開(kāi)關(guān) 管作出相應(yīng)調(diào)整，從而使輸出穩(wěn)定。3系統(tǒng)設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)的多路輸出反激式開(kāi)關(guān)電源原理圖如附錄1所示。本章基于系統(tǒng)設(shè)計(jì)整體 架構(gòu)，根據(jù)設(shè)計(jì)電源的功能要求和性能指標(biāo)，完成了變壓器的設(shè)計(jì)及各部分具體電 路模塊分析、設(shè)計(jì)、參數(shù)計(jì)算及選取。3.1 變壓器設(shè)計(jì)變壓器的設(shè)計(jì)在開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)過(guò)程中尤為重要，電源的性能將取決于變壓器 設(shè)計(jì)的合理性。如圖3-1所示為變壓器的設(shè)計(jì)基本流程。圖3,變壓器的設(shè)計(jì)基本流程3.1.1 估算輸出和輸入功率 根據(jù)設(shè)計(jì)輸出電壓電流的大小，計(jì)算總的輸出功率如式(3-1)所示：po = vojoi +vo2

18、io2 +vojo4 + %5,o5 = 5x lx 2 +15 x lx 3 = 55w (3-1)根據(jù)輸出功率和效率，計(jì)算輸入功率如式(3-2)所示：pin= = 73.33w(3-2)7775% /3.1.2 計(jì)算最小和最大直流輸入電壓及電流 交流電經(jīng)過(guò)整流橋后，其最小和最大輸入直流電壓可由式(3-3)和(3-4)計(jì)算：匕”(min) = ac(min) x 近-40 = 198x 收一40 七 240v(3-3)匕“(max) = a c(max)x a = 242x 0 七 342v(3-4)其中(3-3)式中減去的40v為直流紋波及整流橋壓降之和的經(jīng)驗(yàn)值，在計(jì)算最小值時(shí)使用。mos

19、fet,額定電壓為600v,故在vinmax處，必須保留至少30v的裕量。此 種情況下，漏極電壓不能超過(guò)570v。漏極電壓為vin+vz,于是有vin+vz=242+vz w 570(3-5)vz w570 342=228v(3-6)需選擇標(biāo)準(zhǔn)的180v穩(wěn)壓管。若以vz/vor為函數(shù)畫(huà)出上述鉗位損耗曲線可發(fā)現(xiàn)。在所有情況下，vz/vor=1.4 均為消耗曲線上的明顯下降點(diǎn)。因此選擇此位作為最優(yōu)比。則有=11 = 0.7 xvz =0.7x180 = 128v(3-7)5v輸出二極管正向壓降為0.6v,則匝比為15v輸出電壓通常需經(jīng)后級(jí)線性調(diào)整器調(diào)整。此種情況下，必須使變壓器提供 高于輸出(最終

20、所需的15v) 35v的電壓。為線性調(diào)整器正常工作提供必要的裕量。 此裕量不僅能滿足調(diào)整器的最小壓差，而且一般也可使其在所有負(fù)載情況下均能得 到已調(diào)整的15v。然而，也有些智能的交叉調(diào)整技術(shù)使得我們可以省掉此線性調(diào)整 器。尤其是在對(duì)于調(diào)整后的15v電壓要求不高，或是保證輸出為最小負(fù)載時(shí)。本設(shè) 計(jì)中三路15v無(wú)后級(jí)調(diào)整器，可得15v輸出所需匝比為128/(15+1)=8,其中假設(shè)二 極管有iv壓降。根據(jù)所計(jì)算的最小和最大輸入直流電壓，可以算出最小和最大直流輸入電流如 式(3-9)和(3-10)所示：p 73 33/加(min)= 加=-0.214 a(3-9)匕(由0342(3-10)p 73

21、33/ (mar = 也一 = 0.31 av,(n)iii) 2403.1.3 計(jì)算脈沖信號(hào)最大占空比當(dāng)電網(wǎng)電壓在220v10%范圍內(nèi)變化時(shí)，經(jīng)全波整流后的直流輸入電壓最小為 匕,(11皿)為240v,最大為匕”(mar為342v。最大占空比計(jì)算如式(3-11)所示：g +(%(口而)vds)其中匕r為反射電壓，是指當(dāng)功率開(kāi)關(guān)管關(guān)斷且次級(jí)電路處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，次 級(jí)電壓感應(yīng)到初級(jí)端的電壓值。對(duì)于本設(shè)計(jì)所用的uc3844器件來(lái)說(shuō)，vo/f160v 本設(shè)計(jì)計(jì)算時(shí)取匕r=160v,%$為主開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)d、s間壓降，典型值為15v。通過(guò)計(jì)算得到：南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文dmax160160+(2

22、40-15)0.42(3-12)3.1.4估算峰值電流和紋波電流平均電流img和峰值電流ipk可由式(3-13)和(3-14)計(jì)算:匕(nun)550.75 x 2400.31a(3-13)，avg(1一粵)dmax(3-14)0.31-a、1.06 a 0 7(1-)x0.45k即一般取0.4；對(duì)于230v的交流輸入，krp一般取0.6o 一般來(lái)講，單片 反激開(kāi)關(guān)電源工作于ccm連續(xù)工作模式，此時(shí)根據(jù)所用器件資 料，本設(shè)計(jì)取krp為0.7o紋波電流計(jì)算公式如(3-15)所示：0=2x(養(yǎng))(3-15)“max代入相關(guān)數(shù)值，可得到：0 317 =2x(1.06-)0.75a(3-16)3.1.

23、5 磁芯尺寸確定方法設(shè)計(jì)磁性元件與特制或成品電感不同，須加氣隙以提高磁心的能量?jī)?chǔ)存能力。 若無(wú)氣隙，磁心一旦存儲(chǔ)少許能量就容易達(dá)到飽和。但對(duì)應(yīng)所需工值，還應(yīng)確保l值大小。故若所加氣除太大，則必然導(dǎo)致匝數(shù)增 多一這將增大繞組的銅耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時(shí) 必須就實(shí)用進(jìn)行折中選擇，通常采用如下公式(一般應(yīng)用于鐵氧體磁心.且適用于所 有拓?fù)?ve=0.7x(2+史x與c/w3(3-17)其中/的單位為khz設(shè)計(jì)變壓器時(shí)，因需降低高頗銅耗、減小變壓器體積等各種原因，通常將工 值設(shè)定為0.5左右。由此可得ve = 0.7x + x 8l25 cm5 = 7.1094 cm5(3

24、-18)0.5100)于是開(kāi)始選取這個(gè)體積(或更大)的磁心。在e1-40中可以找到，其等效長(zhǎng)度和面 積在它的規(guī)格說(shuō)明中己給出(3-19)ae= 1.4867/72南通農(nóng)業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生畢業(yè)論文(3-20)le = 7.1cmve = aexle =1.48x7.7 = 11.396cw3(3-21)稍大于所需尺寸，但剛好滿足要求。 電壓相關(guān)方程b = t(3-22)na使b與l相關(guān)聯(lián)。由于給定頻率的i和l表達(dá)式等效，故結(jié)合這些公式，磁通 密度變化取最大值(通過(guò)。即可得到非常有用的關(guān)于k為mks制單位)的電壓相關(guān) 方程式(3-23)% x d2 x bpk xaexf所以若無(wú)材料的磁導(dǎo)率、磁隙

25、等信息。只要已知磁心面積ae與其磁通密度變 化范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。對(duì)于大多數(shù)的鐵氧體磁心，不管有無(wú)磁隙。磁通密 度變化都不能超過(guò)0.3t。所以求解n為(此處n為up, 一次繞組匝數(shù))=31匝(3-24)r 2 a 90x72x0.36n = 1 + x(0.5 j 2x0.3xl.48xl0-4xl00xl035v輸出的二次繞組匝數(shù)為3122.86= 1.356 匝(3-25)38匝數(shù)值需為整數(shù)，但若將其約等于1匝將會(huì)導(dǎo)致產(chǎn)生較大的漏感，所以一般取 匝數(shù)值為ns=2 匝(3-26)根據(jù)相同的變比(vor不變)np =凡 x = 2 x 22.86、46 匝(3-27)15v輸出繞組匝數(shù)

26、通過(guò)計(jì)算得% w =4乂2 = 5.714弓 6匝(3-28)5 + 0.6其中假定5v輸出二極管有0.6v的壓降,15v輸出二極管有iv壓降。 實(shí)際磁通密度變化范圍再根據(jù)電壓參數(shù)方程，解得b為bpkvon xd .on丁2xnp xaexf(3-29)但事實(shí)上并非必須使用以上方程計(jì)算。因?yàn)槲覀冎纀pk與匝數(shù)成反比。所 以如果已知31匝對(duì)應(yīng)0.3t,則對(duì)應(yīng)46匝的bpk應(yīng)等于(保持l、r不變)垢= 0.3 = 0.202177(3-30)46磁通密度的擺幅與幅值的關(guān)系為b = 2xb4cr + 2=x 0.20217 = 0.080868t2.5(3-32)如果開(kāi)始將磁通密度變化設(shè)定為0.3

27、t,當(dāng)二次匝數(shù)約成整數(shù)后（只進(jìn)位不舍 去），很有可能得到較小的磁通密度變化，如上所述。由此所得值不但可預(yù)期估算， 而且可接受。但注意到電源電壓上升或下降時(shí)，變換器繼續(xù)穗壓的同時(shí)，磁通密度 變化范圍將變得更大。這就是為何需準(zhǔn)確設(shè)定最大的占空比和（或是）電流限制，否 則變壓器或電感會(huì)飽和，開(kāi)關(guān)將會(huì)被損壞。具有快速電流控制和快速開(kāi)關(guān)的高性價(jià) 比反激變換器設(shè)計(jì)。允許峰值磁通密度變化取為0.42to但一般實(shí)際工作磁通密度 變化范圍為0.3t或是更少。 磁隙、最后，必須要考慮到材料的磁導(dǎo)率，l與磁導(dǎo)率相關(guān)的方程有(3-33)(3-34)1 (ggoae a ,l = x -xn-hz ie )其中z為氣隙

28、系數(shù)le +11/5z= lez =1 /2000x4兀 xlmxl/xlotb,g?l le )636x10-6 15.8xlo-2 )所以最后，求解氣隙長(zhǎng)度z = 21.33z = 21.33 =5.8 +(2000 )/s51(3-35)(3-36)l& = 0.5799 mm由于ei-40是在兩邊磁柱上播入氣隙，則兩邊的氣隙墊片就必須為上述計(jì)算值 的一半，這樣才能得到所需要的總氣隙長(zhǎng)度。3.2控制芯片選擇開(kāi)關(guān)電源的控制核心是pwm控制芯片，這個(gè)芯片有很多選擇。有 uc184x/284x/384x三個(gè)大系列，分辨對(duì)應(yīng)不同的工作溫度范圍，uc184x是軍用的， uc284x是工業(yè)級(jí)的，uc

29、384x是商品級(jí)的。因此，肯定選擇uc384x系列。在同一級(jí)別里，分別有uc3842, uc3843, uc3844, uc3845四個(gè)型號(hào)，如表3-1 所示。在單端反激的結(jié)構(gòu)中，由于變壓器繞組的反電動(dòng)勢(shì)存在，作為開(kāi)關(guān)管在關(guān)斷時(shí) 需要承受的電壓為：%s=產(chǎn)（3-37）i-q其中4表不占空比。表3-1 uc384x系列芯片型片工作電壓最大占空比uc384210 16v95%uc38437.6 8.595%uc384410 16v50%uc38457.6 8.550%從公式(3-37)中可以看出隨著占空比的提高開(kāi)關(guān)管的耐壓要求會(huì)變得很高。在晶體管時(shí)代(bjt)找到耐壓超過(guò)800v的大功率管子是很困

30、難的事，而網(wǎng)電的 220在考慮20%的波動(dòng)再整流濾波后會(huì)達(dá)到接近400v,在50%占空比的時(shí)候開(kāi)關(guān)管 的耐壓要求己經(jīng)達(dá)到800v,因此幾乎所有的資料中對(duì)單端反激結(jié)構(gòu)的占空比的設(shè)計(jì) 都是45%ouc3844相對(duì)于同系列的uc384x,最大的優(yōu)點(diǎn)是占空比不超過(guò)50%,防止開(kāi)機(jī) 瞬間或負(fù)載短路時(shí)，變壓器可能出現(xiàn)的飽和現(xiàn)象。這樣外圍只需要很少的元件就可 以構(gòu)建一個(gè)簡(jiǎn)單的開(kāi)關(guān)電源。pwm控制芯片uc3844的框圖，如圖3-2所示：地 3(9)括號(hào)內(nèi)的數(shù)字是d后綴so-14封裝的管腳號(hào)圖3-2uc3844的簡(jiǎn)化框圖uc3844系列是專門(mén)設(shè)計(jì)用于離線和直流到直流變換器應(yīng)用的高性能，固定頻 率，電流模式控制器

31、，為設(shè)計(jì)者提供使用最少外部元件的高性能價(jià)格比的解決力一 案。管腳功能如表3-2所示。表3-2 uc3844系列管腳功能管腳功能說(shuō)明8-管腳14-管腳11補(bǔ)償該管腳為誤差放大輸出，井可用于環(huán)路補(bǔ)償。23電壓反饋該管腳是誤差放大器的反相輸入，通常通過(guò)一個(gè) 電阻分壓器連至開(kāi)關(guān)電源輸出。35電流取樣一個(gè)正比于電感器電流的電壓接到這個(gè)輸入，脈 寬調(diào)制器使用此信息中止輸出開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通。47rt/ct通過(guò)將電阻rt連至vief并將電容ct連至地， 使得振蕩器頻率和最大輸出占空比可調(diào)。工作頻率可達(dá)1.0 mhz.5-地該管腳是控制電路和電源的公共地（僅對(duì)8管腳 封裝而言）610輸出該輸出直接驅(qū)動(dòng)功率mosfet

32、的柵極,高達(dá)1.0a 的峰值電流由此管腳拉和灌，輸出開(kāi)關(guān)頻率為振 蕩器頻率的一半。712vcc該管腳是控制集成電路的正電源。814vref該管腳為參考輸出，它經(jīng)電阻rt向電容ct提 供充電電流。8電源地該管腳是一個(gè)接回到電源的分離電源地返回端 （僅對(duì)14管腳封裝而言），用于減少控制電路中開(kāi) 關(guān)瞬態(tài)噪聲的影響。11vc輸出高態(tài)（voh）由加到此管腳的電壓設(shè)定（僅對(duì) 14管腳封裝而言）。通過(guò)分離的電源連接，可以 減小控制電路中開(kāi)關(guān)瞬態(tài)噪聲的影響。9地該管腳是控制電路地返回端（僅對(duì)14管腳封裝而 言），并被接回電源地。2,4,6,13空腳無(wú)連接（僅對(duì)14管腳封裝而言）。這些管腳沒(méi)有內(nèi) 部連接。3.3

33、控制芯片驅(qū)動(dòng)電路及定時(shí)電阻電容計(jì)算3.3.1 uc3844驅(qū)動(dòng)電路uc3844的啟動(dòng)電壓為+16v,電源開(kāi)啟后，交流電經(jīng)過(guò)整流濾波后得到的直流 電，通過(guò)電阻的降壓后給c18充電，一旦c18的電壓達(dá)到16v,芯片啟動(dòng)產(chǎn)生波形 驅(qū)動(dòng)信號(hào)，經(jīng)串聯(lián)在mosfet柵極的阻尼電阻（阻尼電阻可防止開(kāi)關(guān)管自激振蕩）， 驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)。電源進(jìn)入正常工作，變壓器的副邊繞組的產(chǎn)生的交流電經(jīng)d8 整流濾后為芯片供電。首先要解決的就是pwm芯片的供電問(wèn)題，對(duì)于uc3844這款芯片來(lái)說(shuō)，常用 的供電電路是這個(gè)樣的：整流后的輸入電壓通過(guò)一個(gè)大阻值的電阻r4向芯片供電, 當(dāng)電源開(kāi)始工作以后，由饋電繞組t2接替向芯片供電的任

34、務(wù)。為了使芯片正常工作，第一就是要選擇一個(gè)合適的大阻值的電阻向芯片供電。 先要了解一下一些已知條件：芯片的工作電壓是1016v,要使芯片開(kāi)始工作必須 使芯片的供電電壓達(dá)到16v以上；芯片的一般工作電流是10ma,待機(jī)電流是0.5ma (0.5ma是最大值，標(biāo)準(zhǔn)值是0.3ma)；芯片的最大工作電壓是36v,芯片內(nèi)部有一個(gè)36v的穩(wěn)壓二極管，齊納電流是20ma；先考慮最壞情況下，芯片不能損壞的電阻值：也就是輸入電壓最高、饋電繞組 沒(méi)有正常進(jìn)入工作，此時(shí)輸入電壓加到芯片上和穩(wěn)壓二極管上，在30ma的電流下 不能超過(guò)36v。假設(shè)電源電壓是220+10%,則整流濾波后的直流電壓是342v,則 電阻值r的

35、取值就是：342-36r =: = 10206、10k(3-38)30x10-3也就是說(shuō)電阻的取值最小不能小于10k；接下來(lái)考慮這個(gè)電阻取值的最大值，這個(gè)最大值要保證芯片供電引腳上的電壓 在輸入電壓最小值時(shí)能滿足啟動(dòng)要求的16v,也就是說(shuō)供電電流大于0.5ma時(shí)芯 片仍能得到16v的電壓。假設(shè)電源電壓是220-10%,則整流濾波后的直流電壓是 198v,則電阻值r的取值就是：r= i* =364x1()7 =364k0.5x10(3-39)即電阻的取值應(yīng)該在10k364k之間。上面是極限值的計(jì)算，接下來(lái)計(jì)算比較一般的情況，假設(shè)饋電繞組正常，為了 讓電路在饋電支持下能夠正常工作，芯片的功耗又不致

36、過(guò)大，那么應(yīng)該為芯片選擇 個(gè)較為理想的工作電壓，若為是12v,即饋電繞組的輸出是12vo那么這個(gè)電阻的選擇應(yīng)該使芯片在正常工作電流時(shí)出現(xiàn)在芯片引腳上的電壓 低于12v,則電阻值為:342-12；=33000q(3-40)10x10-3即理想的電阻阻值應(yīng)大于33ko這個(gè)電阻的阻值選的過(guò)大會(huì)有下面的情況：當(dāng)芯片沒(méi)有開(kāi)始工作時(shí)，輸入電壓 通過(guò)這個(gè)電阻向芯片電源上的濾波電容c6充電，直到電壓達(dá)到16v以后芯片才 會(huì)開(kāi)始工作。如果這個(gè)電阻設(shè)置的過(guò)大，則在這個(gè)濾波電容c6有一定容量的條件 下，這個(gè)充電過(guò)程會(huì)比較長(zhǎng)，甚至?xí)跒殡娫唇油ㄝ斎牒?，電源?huì)等一會(huì)兒然后才 開(kāi)始工作。這種狀況不是很好，所以這個(gè)電阻不宜

37、取得過(guò)大。因此決定把這個(gè)電阻選為39k。在這個(gè)取值上，電阻的功率并不是很大的問(wèn)題, 假設(shè)342伏的電壓全部加在電阻上，電阻的功耗是3w,但因?yàn)樗旧鲜窃谛酒?啟動(dòng)的那一段時(shí)間工作，所以用個(gè)12 w的電阻都可以。但是必須注意到這是一 個(gè)有耐壓要求的電阻，基本上這應(yīng)該是一個(gè)耐壓300v的電阻，留出余量以后選用 400v的耐壓檔位是比較理想的。選定了這個(gè)電阻，其他的部分就相對(duì)簡(jiǎn)單一點(diǎn)了。首先是濾波用的電容，這里 電容的取值是這樣確定的，當(dāng)電容充電到16v的時(shí)候，電路開(kāi)始工作，除了電路 本身邏輯要消耗10ma的電流，驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管還需要額外消耗40ma電流，那么總的電 流消耗大致算50ma；而由于軟啟動(dòng)

38、(后面會(huì)詳細(xì)介紹)、電源的逐漸穩(wěn)定等等因素 存在，可能在10ms內(nèi)無(wú)法由饋電回路提供電源，此時(shí)芯片就要消耗電容存儲(chǔ)的能 量。這個(gè)存儲(chǔ)的能量必須在10ms內(nèi)維持不能跌落到10v以下，否則芯片會(huì)再次 進(jìn)入欠壓鎖定。那么在10ms內(nèi)維持50ma的電流，需要的電量就是：50 x 10-3 xlox 1()7 = 0 5 x 10-3(c)(3 41)則電容量要滿足：廠 q 0.5x10-3 g -c =三= 83 pfv 6(3-42)實(shí)際選擇loouf,耐壓36v的型號(hào)，再并聯(lián)一個(gè)0. luf的無(wú)極性的電容減少 鋁電解電容的esr較大的影響。這個(gè)電容如果太大，會(huì)像前面說(shuō)的，電路的啟動(dòng) 過(guò)程太慢，注意

39、這可不是通常說(shuō)的對(duì)電路有保護(hù)作用的軟啟動(dòng)。所以電容值適當(dāng)就 好。饋電繞組的整流二極管選用肖特基二極管，耐壓超過(guò)36v (超過(guò)芯片內(nèi)的穩(wěn)壓 二極管，這樣在芯片沒(méi)有正常工作時(shí)不致被反向擊穿)，電流超過(guò)100ma即可。開(kāi)關(guān)管的選擇需要做一些計(jì)算，所以除了這個(gè)是個(gè)有一定耐壓要求的功率mos 管，先畫(huà)在原理圖上，其他的留待后面解決。在芯片內(nèi)部有一組推挽式的驅(qū)動(dòng)電路 對(duì)外部的開(kāi)關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，這里說(shuō)一下其他的一些部分。首先是柵極電阻r12,這個(gè)電阻的存在可以抑制由于mos管的結(jié)間電容、引線 電感等引起的高頻振蕩，這種振蕩可能具有上百兆赫的頻率從而很難被察覺(jué)但卻帶 來(lái)嚴(yán)重的損耗和噪聲輻射。通常這個(gè)電阻為20歐

40、左右。此外，通常mos管的柵極 具有一個(gè)極限的電壓，這個(gè)電壓一般是25v,即便是高耐壓的管子這個(gè)電壓也就30v,在芯片內(nèi)部驅(qū)動(dòng)電路的上臂是連接到芯片的vcc引腳的，而在電路的結(jié)構(gòu)上 這個(gè)引腳是有可能出現(xiàn)36v的電壓的（盡管可能性極小，只出現(xiàn)在饋電繞組的電 壓異常升高時(shí)，例如反饋系統(tǒng)故障），這樣就會(huì)帶來(lái)mos管門(mén)極被擊穿的后果，所 以通常這里需要加一個(gè)保護(hù)用的穩(wěn)壓二極管，本設(shè)計(jì)更傾向于加一個(gè)電壓為25v 的高速tvs管，即d20,這種tvs管具有比較小的結(jié)間電容，從而對(duì)mos管驅(qū)動(dòng) 的影響更小一點(diǎn)。1.1.1 uc3844控制電路的定時(shí)電阻和電容計(jì)算決定芯片輸出頻率的是定時(shí)電阻和電容，但在開(kāi)始的

41、時(shí)候必須先介紹一下芯片 的電壓基準(zhǔn)。在芯片內(nèi)部有一個(gè)5v的電壓基準(zhǔn)（對(duì)于軍品和工業(yè)品級(jí)的芯片這個(gè) 基準(zhǔn)的精度是1%,而商用級(jí)的是2%）,這個(gè)電壓基準(zhǔn)是很有用的，首先它被用 來(lái)給定時(shí)電路充電，其次可以用于電壓反饋電路的供電，最后可以用來(lái)在調(diào)試初期 判斷芯片是否正常工作。在芯片的數(shù)據(jù)手冊(cè)里，說(shuō)明了在定時(shí)部分，這個(gè)5v電壓首先通過(guò)定時(shí)電阻rt 向定時(shí)電容ct充電，當(dāng)ct充電到2.8v時(shí)，會(huì)觸發(fā)一個(gè)8.3ma的電流源對(duì)電容 放電，放電到l2v時(shí)停止放電，電容再次開(kāi)始充電。這個(gè)充電-放電的過(guò)程周而復(fù) 始，從而確定了芯片的振蕩頻率。在3842/3843芯片中，這個(gè)振蕩頻率就是輸出的 開(kāi)關(guān)頻率，而在3844

42、/3845芯片中，還有一個(gè)額外的邏輯在振蕩器輸出波形中每2 個(gè)減掉一個(gè)，進(jìn)而形成最大50%的占空比。電容輸出/補(bǔ)償工_-/輸出uan 大rt卜cr圖3-4時(shí)序圖aaawvxiuuuuuuu 小rt/大ct另一方面，這一對(duì)定時(shí)電阻和電容不光決定了芯片輸出的開(kāi)關(guān)頻率，同時(shí)也 決定著芯片輸出波形的最大占空比。這個(gè)機(jī)制是這樣的：不管反饋電壓和反饋電流 的值是多少，芯片輸出的開(kāi)關(guān)波形僅在定時(shí)電路的充電期內(nèi)輸出高電平。芯片數(shù)據(jù) 手冊(cè)的時(shí)序圖就體現(xiàn)了這個(gè)情況。定時(shí)電路的電阻較大而電容較小，則充電的過(guò)程 較長(zhǎng)而放電的過(guò)程較短，那么輸出波形的占空比就可以很大；右側(cè)定時(shí)電路的電阻 較小而電容較大，那么放電過(guò)程就會(huì)

43、占整個(gè)振蕩周期的相當(dāng)時(shí)間，那么輸出波形的 占空比就會(huì)被限制在一個(gè)有限的范圍內(nèi)。在開(kāi)關(guān)電源最初問(wèn)世的時(shí)候，受晶體管工作速度的影響，而如今己經(jīng)有工作在 數(shù)兆赫茲的開(kāi)關(guān)電源。一般來(lái)說(shuō)隨著開(kāi)關(guān)電源工作頻率的提高，開(kāi)關(guān)電源的體積就 可以做的更小，但是更高的工作頻率也帶來(lái)更高的損耗和對(duì)電路更高的要求。在一 個(gè)正常的設(shè)計(jì)中不應(yīng)該追求過(guò)高的工作頻率，在這次設(shè)計(jì)的電源里，計(jì)劃的開(kāi)關(guān)頻 率是lookhz,也是就芯片的振蕩頻率在200khz上下。因?yàn)榫唧w的振蕩頻率要結(jié)合 開(kāi)關(guān)變壓器的設(shè)計(jì)進(jìn)行，所以在原理設(shè)計(jì)階段，大體上工作頻率有一個(gè)預(yù)期就可以 了，隨著工作的深入這個(gè)值會(huì)被確定下來(lái)。在這個(gè)部分要注意因?yàn)槎〞r(shí)電阻、電容

44、決定芯片的工作頻率，而這個(gè)頻率是整 個(gè)電源工作的重點(diǎn)，所以這兩個(gè)元件應(yīng)選擇精度較、穩(wěn)定性都比較好的型號(hào)。不能 隨便決定這兩個(gè)元件，比如一般的金屬膜電阻精度是土5%,電容的精度是20樂(lè) 芯片電壓基準(zhǔn)的2%,再算上溫度漂移以及阻值、容量隨壽命的變化，很可能會(huì)出 現(xiàn)電源一生產(chǎn)出來(lái)就有的能用有的則不能，冷機(jī)能用而熱機(jī)不能。所以這里的電阻 要土0.5%土現(xiàn)的金屬膜電阻，而電容應(yīng)選擇5%的聚丙烯(cbb)電容或聚硫化 苯(pps)電容。3.4 緩沖吸收電路rcd吸收電路可加在變壓器原邊兩端或開(kāi)關(guān)管兩端，電路拓?fù)淙鐖D3-5所示, 前者稱為rcd箝位，后者稱為rcd緩沖，也可將它們組合使用。rcd箝位電 路比

45、rcd緩沖電路更適合于在反激變換器中應(yīng)用。這類電路特為：電路拓?fù)浜?jiǎn) 潔；開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，變壓器漏感能量轉(zhuǎn)移到電容c上，開(kāi)關(guān)管漏源電壓被箝位； 漏感能量消耗在電阻r上，變換效率較低。圖3-5rcd吸收電路本設(shè)計(jì)是將rcd鉗位電路與rcd緩沖電路組合，選用了電阻、電容和阻塞二極 管構(gòu)成的鉗位電路。為了使開(kāi)關(guān)管在關(guān)斷的瞬間產(chǎn)生的很高的電壓尖峰脈沖，不容 易使開(kāi)關(guān)管由于電壓急劇升高而損壞，并且使電流采樣和輸出電壓的波形出現(xiàn)很尖 的脈沖，不影響系統(tǒng)的穩(wěn)定工作，即采用如圖3-6所示的緩沖吸收電路，即。其中 r2、c1和d2構(gòu)成反激變壓器的吸收電路、c12、r5和d4構(gòu)成開(kāi)關(guān)管的緩沖吸收電 路。3.5 前置保

46、護(hù)電路設(shè)備的安全、可靠性在很大程度上依賴于開(kāi)關(guān)電源的保護(hù)電路。據(jù)不完全統(tǒng)計(jì), 電子設(shè)備的安全、可靠性問(wèn)題80%源于設(shè)計(jì)。輸入端保護(hù)電路是為了保護(hù)整個(gè)電源 的安全而設(shè)計(jì)的。主要有以下幾種結(jié)構(gòu)，如圖3-7所示。_ furffu圖3-7保護(hù)電路的各種類型85-256v其中fu是熔斷絲，rf是熔斷電阻器，rt是負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻器，rv壓敏 電阻器。其中熔斷絲起過(guò)流保護(hù)的功能，負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻器可進(jìn)行通電瞬間的 過(guò)流保護(hù)，壓敏電阻可吸收浪涌電壓，防雷擊保護(hù)。根據(jù)具體需要，本設(shè)計(jì)選用保 護(hù)電路a,熔斷絲采用2a/250v熔斷管。3.6 emi濾波電路選擇與設(shè)計(jì)由于開(kāi)關(guān)電源工作時(shí)，電源進(jìn)線會(huì)引入外界的干

47、擾，同時(shí)電源本身也是一干擾 源，通過(guò)耦合通道對(duì)電網(wǎng)、開(kāi)關(guān)電源本身和其他設(shè)備產(chǎn)生干擾。在電源輸入端采用 了 emi濾波器，來(lái)消除共模干擾和差模干擾。降低emi的方案有兩種：一種是采用簡(jiǎn)單的冗型濾波器和一個(gè)y電容；另 外一種是由共模電感、x電容和y電容構(gòu)成的emi濾波器。常用交流輸入開(kāi)關(guān)電 源常用的四種emi濾波器如下圖3-8所示。圖3-8四種emi濾波器結(jié)構(gòu)圖a和圖b均屬于簡(jiǎn)易型emi濾波器，其中l(wèi)為共模電感，圖a、圖b中 的明顯區(qū)別就是濾除差模干擾電容的位置不同。圖c中c3、c4和l是用來(lái)濾除 共模干擾的，而q和c2是用來(lái)濾除差摸干擾的。當(dāng)出現(xiàn)共模干擾時(shí)，共模電感中 的兩個(gè)線圈的磁通方向相同，

48、經(jīng)過(guò)耦合后總電感量迅速增大，對(duì)共模信號(hào)呈現(xiàn)很大 的感抗，從而抑制了共模信號(hào)的干擾。其中r為泄放電阻，可將c3上累積的電荷 釋放掉，避免因電荷累積進(jìn)而影響濾波特性，另外斷電后還能使電源的輸入端之間 不帶電，保證操作者安全。圖d與圖c的區(qū)別是把抑制共模干擾的電容接到了輸 出端之間。本設(shè)計(jì)選擇了圖d,其為典型的emi濾波器,其內(nèi)有共模電感和濾波電容來(lái)消除 共模干擾和差模干擾。3.7 輸入整流濾波電路開(kāi)關(guān)電源本質(zhì)上是將直流變換到直流的，所以網(wǎng)電的220ac并不能直接用于變 換，必須加上整流和濾波。整流橋的選擇主要是電流和耐壓，開(kāi)關(guān)電源一般采用由整流管構(gòu)成的整流橋， 亦可直接選用成品整流橋，完成橋式整流

49、。全波橋式整流器簡(jiǎn)稱硅整流橋，是將四 只硅整流管接成橋路形式，再用塑料封裝而成的半導(dǎo)體器件，其具有體積小、使用 方便、各整流管的參數(shù)一致性好等優(yōu)點(diǎn)，可廣泛用于開(kāi)關(guān)電源的整流電路。由于輸入電壓是波動(dòng)的，橋式整流后輸出的是連續(xù)正半周的正弦波，前一個(gè)正 弦波下降到250v,反激電源即便以限定的最大占空比也無(wú)法保證輸出電壓的穩(wěn)定 時(shí)，作為電壓的極限值，而直到下一個(gè)正弦波上升到這個(gè)值以上時(shí)，才會(huì)由整流橋 的輸出供電，而這期間，要依靠電容的放電來(lái)保證電路的正常工作，電容量必須要滿足這一要求。但是如果真的進(jìn)行計(jì)算就會(huì)發(fā)現(xiàn)要用到三角函數(shù)等等，為了簡(jiǎn)化計(jì)算，做以下 簡(jiǎn)化模型：電容上的電壓在輸入電壓峰值到來(lái)的瞬間

50、被充到峰值電壓，此后后面電 路消耗的電能全部由電容供給。該電源要求滿足ac22022v的電壓波動(dòng)，那么在整流后，最小的輸入電壓峰 值就是：（220-22） xl.414=280v（3-43）在電路部分的實(shí)際設(shè)計(jì)中還要為這個(gè)值留一個(gè)波動(dòng)的裕量，所以我要設(shè)計(jì)的 電源在輸入250v時(shí)仍能正常工作；那么電容上電壓的波動(dòng)就是280-250=30v；接 下來(lái)要確定電容充電間隔時(shí)間，根據(jù)上面的模型可以知道這個(gè)值是10ms：然后計(jì) 算后面電路消耗的電流。原邊電流峰值可由公式（3-44）求得：(3-44)2xpqxvipk:原邊電流峰值（a）p：電源功率（w）q：占空比最大值v：輸入電壓最小值（v）按公式（3-

51、44）計(jì)算出原邊電流的峰值，其中電源功率算55w,占空比0.42, 電壓250v,那么電流峰值就是1.16ao這里再次簡(jiǎn)化模型以避免積分運(yùn)算，以峰 值電流的一半代替平均電流計(jì)算，再考慮占空比只有45%,那么電流就還要再小一 倍，得出放電電流大約是：1.16/4=0.29a。在10ms內(nèi)以0.29a放電，可以放掉的 電荷量：0.28 x 0.001 = 2.8 x kt，（c）（3-45）那么2.8x10730(3-46)不過(guò)考慮到鋁電解電容20%的容量誤差和容量會(huì)隨著時(shí)間推移逐漸減少，這 里我選擇220uf的電容。在大功率的電源里，這個(gè)電容的存在會(huì)影響電源的功率因 數(shù)，所以有的電源設(shè)計(jì)里在電容

52、前會(huì)加上一個(gè)電感來(lái)修正功率因數(shù)，稱為pfc（power factor correction,功率因數(shù)校正），這個(gè)概念相當(dāng)于用電感和電容構(gòu)成一個(gè) 串聯(lián)諧振電路，使這個(gè)回路對(duì)50hz的頻率諧振，從而對(duì)外呈現(xiàn)純電阻性質(zhì)的負(fù)載, 而不影響功率因數(shù)。本次設(shè)計(jì)采用了簡(jiǎn)單的橋式整流和一個(gè)220uf/400v的鋁電解電容。輸入整流 濾波電路如圖3-9所示。3.8 反饋電路設(shè)計(jì)反饋電路是這個(gè)電源設(shè)計(jì)的一個(gè)關(guān)鍵環(huán)節(jié)，常用的有電流反饋回路和電壓反饋 回路。在uc3844的數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出的典型應(yīng)用是通過(guò)饋電繞組向芯片提供電壓的 反饋的，為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)反饋，采用了 tl431和pc817構(gòu)成一種新型精準(zhǔn)的反饋回 路。圖3

53、-10電壓反饋電路首先定性地說(shuō)明這個(gè)電路工作的原理，由r18和rw1組成電阻分壓網(wǎng)絡(luò)，使 tl431的1腳電壓與電源輸出的電壓相關(guān)。當(dāng)由于負(fù)載消耗電能造成輸出電壓下 降，使tl431的1腳上的電壓低于2.5v時(shí)，tl431開(kāi)始起作用并在3腳吸入 電流，這樣光耦pc817的發(fā)光管就會(huì)亮起來(lái)，使得pc817的光敏管一端開(kāi)始導(dǎo) 通流過(guò)電流，并在r13上形成反饋電壓送到誤差放大器的輸入端。而誤差放大器 的輸出又管著芯片開(kāi)關(guān)輸出的關(guān)斷（rs觸發(fā)器的r端），這樣直到：輸出電壓達(dá) 到12v或開(kāi)關(guān)管電流達(dá)到限制或芯片本身限定的占空比的極限。在此之前輸出的開(kāi)關(guān)波形都不會(huì)關(guān)斷，mos管都會(huì)處于開(kāi)通狀態(tài)。至此完成電

54、 壓反饋的過(guò)程，并實(shí)現(xiàn)當(dāng)輸出電壓降低時(shí)加大開(kāi)關(guān)波形占空比的目的。下面是元器件參數(shù)的選擇：r18和rw1, 一般都是rw1用精密可調(diào)電位器。 r18選10k,這個(gè)比較簡(jiǎn)單，而rw1的值應(yīng)該滿足這個(gè)條件： d1o vout = vref x 1 + （3-47）（rw）用 vbut=15v, vref2.5v（tl431 的參考電壓），r18=10k 代入計(jì)算 rw1=2k； 為了便于調(diào)節(jié)，選擇5k的精密可調(diào)電位器。下面是r17的值：tl431正常工作時(shí)，3腳的電壓總是2.5v, pc817的發(fā)光 管的導(dǎo)通電壓為l2v,為了讓pc817良好工作，應(yīng)該在正常輸出時(shí)讓pc817的 發(fā)光端有3ma的電流

55、，這樣就可以開(kāi)始計(jì)算：vout- v. -vf = 15-2 5-1 2m7 =曰: =3.77k。(3-48 )lf3x10-3按e24系列有3.7k的電阻值。圖中有一個(gè)r電阻，這是因?yàn)閠l431有兩種，一種必須有inia的偏置電流, 而另一種則只需要luao如果是用inia的類型，在輸出電壓比較低時(shí)，可能通過(guò) pc817的電流無(wú)法滿足inia的偏置電流的要求，此時(shí)需要一個(gè)額外的電阻為 tl431提供基本的偏置電流。這個(gè)電阻的選擇很簡(jiǎn)單，按1ma的電流去算就可以 了。本次設(shè)計(jì)的這個(gè)電源是15v,所以實(shí)際的電路中不用這個(gè)電阻也沒(méi)有問(wèn)題。在pc817的輸出端，由芯片的參考電壓輸出提供電源。這里注意要采用射極 電壓輸出的形式，以便保持反饋電壓的相位的正確。關(guān)鍵的是由誤差放大器輸出到 反相輸入端的反饋，在這里加一個(gè)電阻適當(dāng)降低電路的增益，再用一個(gè)電容對(duì)信號(hào) 進(jìn)行相位補(bǔ)償。這個(gè)部分對(duì)單端反激電源很重要，因?yàn)榉醇さ慕Y(jié)構(gòu)使得電路很容易 發(fā)生振蕩，必須對(duì)反饋環(huán)路進(jìn)行相位補(bǔ)償以避免發(fā)生振蕩。電源出來(lái)以后，通過(guò)更 換不同值的電容直到電路在各種條件下都不振蕩。3.9 電流檢測(cè)和過(guò)流保護(hù)電路在功率電路中，電壓的檢測(cè)相對(duì)于電流的檢測(cè)要簡(jiǎn)單和容易得多電壓的檢測(cè)可 以很方便地進(jìn)行而不會(huì)對(duì)電路性能產(chǎn)生明顯影響而對(duì)電流的檢測(cè)卻要復(fù)雜得多，電 流的檢測(cè)必須引入測(cè)量電流的檢測(cè)器，檢測(cè)器