音頻頻率數(shù)字掃頻儀

1、C2000參賽項(xiàng)目報(bào)告（命題組）題 目： 基于TMS320F2808的音頻頻率數(shù)字掃頻儀 基于TMS320F2808的音頻頻率數(shù)字掃頻儀何蘇勤 呂咸亮 劉勇 王小慶（北京化工大學(xué)信息科學(xué)與技術(shù)學(xué)院 郵編100029）摘要：本文提出了一種基于DSP（TMS320F2808）的音頻頻率數(shù)字掃頻儀設(shè)計(jì)方法，詳細(xì)介紹了由DSP產(chǎn)生正弦掃頻信號(hào)和幅頻特性測(cè)量的核心算法和實(shí)現(xiàn)過(guò)程。按此方案設(shè)計(jì)的掃頻儀，可測(cè)得被測(cè)網(wǎng)絡(luò)在20Hz20KHz范圍內(nèi)的幅頻特性，并將測(cè)量結(jié)果發(fā)送給PC機(jī)顯示。同時(shí)，文中還為C2000設(shè)計(jì)了幅頻均衡算法，并分析了該算法的運(yùn)算量，給出了C2000能否實(shí)時(shí)處理的依據(jù)。關(guān)鍵詞：數(shù)字掃頻儀、

2、DSP、幅頻特性測(cè)量、幅頻均衡Digital Audio-Frequency Sweeper based on TMS320F2808HeSuqin LvXianliang LiuYong WangXiaoqing(College of Information Science and Technology, Beijing University of Chemical Technology)Abstract：This paper introduces a method of the designing of Digital Audio-Frequency Sweeper based on DS

3、P TMS320F2808.Detailed core algorithm and implementation process are presented here to generate swept sine wave as well as amplitude-frequency response characteristic measurement.Sweeper designed under this scheme can be used to measure the band-stop networks amplitude-frequency response characteris

4、tic in the range of 20Hz20KHz,and the final result can be transferred to computer to display.In addition,the paper designs an algorithm of amplitude-frequency equalization,and analyses its computation,offers a basis on whether the C2000 can real-time process. Key words：digital sweeper,DSP, amplitude

5、-frequency response characteristic measurement, amplitude-frequency equalization1 引言在電子產(chǎn)品生產(chǎn)或調(diào)試過(guò)程中，經(jīng)常需要對(duì)網(wǎng)絡(luò)的頻率特性進(jìn)行測(cè)量，一般采用頻率特性測(cè)試儀即掃頻儀來(lái)測(cè)量。掃頻儀是一種能在屏幕上直接觀察被測(cè)網(wǎng)絡(luò)頻率特性曲線的頻域測(cè)試儀器，它為被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的調(diào)整、校準(zhǔn)及故障的排除提供了極大的方便。本方案利用TMF320F2808高速的運(yùn)算能力以及豐富的片內(nèi)外設(shè)，設(shè)計(jì)并制作出了一臺(tái)適用于音頻頻率范圍的數(shù)字掃頻儀，它分別使用DSP內(nèi)部的PWM模塊和ADC模塊產(chǎn)生掃頻信號(hào)和采集數(shù)據(jù)，具有外圍電路少，運(yùn)算效率高，

6、運(yùn)算精度高以及結(jié)果數(shù)據(jù)可存儲(chǔ)等特點(diǎn)。2 系統(tǒng)指標(biāo)（1）掃頻信號(hào)產(chǎn)生頻率范圍：20Hz-20KHz，輸出幅度0-3V，輸出電阻600W。（2）帶阻網(wǎng)絡(luò) 以10KHz單頻信號(hào)為基準(zhǔn)，帶阻網(wǎng)絡(luò)最大衰減10dB。（3）幅頻特性測(cè)試 信號(hào)調(diào)理2的輸入阻抗為600W。3 系統(tǒng)方案3.1總體介紹系統(tǒng)由掃頻信號(hào)產(chǎn)生電路、帶阻網(wǎng)絡(luò)電路、ADC驅(qū)動(dòng)電路、系統(tǒng)與PC機(jī)通信、PC機(jī)終端顯示等幾大部分構(gòu)成，如圖1所示。整個(gè)系統(tǒng)以TMS320F2808為控制和測(cè)量的核心：正弦掃頻信號(hào)由該DSP的ePWM1和ePWM2模塊控制產(chǎn)生；使用DSP內(nèi)部的ADC模塊采集通過(guò)帶阻網(wǎng)絡(luò)后的信號(hào)，其采樣頻率由ePWM3控制；通信部分使用

7、了DSP的SCIA單元，采用RS-232標(biāo)準(zhǔn)與計(jì)算機(jī)進(jìn)行通訊；此外，還使用DSP的GPIO對(duì)系統(tǒng)中使用到的模擬開(kāi)關(guān)進(jìn)行控制選擇。當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行時(shí)，用戶由PC終端顯示程序向DSP發(fā)出掃頻命令，DSP收到該命令后，啟動(dòng)相關(guān)的外設(shè)模塊，產(chǎn)生掃頻信號(hào)，同時(shí)采集經(jīng)過(guò)帶阻網(wǎng)絡(luò)后的信號(hào)并進(jìn)行相應(yīng)數(shù)據(jù)處理工作。數(shù)據(jù)處理完成后，計(jì)算結(jié)果通過(guò)DSP SCIA接口發(fā)送給PC終端顯示程序，在PC終端顯示程序上顯示并存儲(chǔ)該帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性。圖1 總體設(shè)計(jì)圖3.2幅頻特性測(cè)試原理常用的掃頻儀大致可分為兩類，第一類是用鋸齒波調(diào)制高頻信號(hào)，在陰極射線管上顯示結(jié)果；第二類是以壓控振蕩器為核心，運(yùn)用類似鎖相頻率合成技術(shù)，并配合A/

8、D、D/A轉(zhuǎn)換器，在單片機(jī)控制下完成掃頻。第一類掃頻儀是以50Hz電源頻率和LC振蕩器為基準(zhǔn)信號(hào)，它的不足之處是易受干擾，頻率偏差大，現(xiàn)在其應(yīng)用越來(lái)越少。隨著數(shù)字測(cè)量技術(shù)的發(fā)展，第二類的應(yīng)用越來(lái)越廣泛，根據(jù)其設(shè)計(jì)原理，我們?cè)O(shè)計(jì)并制作出了一臺(tái)基于TMF320F2808的數(shù)字掃頻儀。系統(tǒng)由DSP的ePWM模塊控制產(chǎn)生幅度穩(wěn)定的單頻正弦信號(hào)，將信號(hào)饋給被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的輸入端口，然后由DSP采集被測(cè)網(wǎng)絡(luò)輸出端口的信號(hào)，計(jì)算出其幅值，并記錄。改變單頻正弦信號(hào)的頻率，并重復(fù)上述過(guò)程，得到足夠多的頻點(diǎn)數(shù)據(jù)，即可繪制出該被測(cè)網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性。3.3掃頻信號(hào)產(chǎn)生電路根據(jù)要求，我們通過(guò)TMS320F2808內(nèi)部的ePWM

9、模塊控制產(chǎn)生確定頻率的單頻正弦信號(hào)。使用PWM控制技術(shù)產(chǎn)生正弦信號(hào)主要有兩種方法：方法一：應(yīng)用PWM控制技術(shù)產(chǎn)生SPWM波形，經(jīng)低通濾波器后得到所需的正弦信號(hào)。SPWM波的產(chǎn)生就是利用一系列連續(xù)的三角波和正弦波相交，從而得到一系列寬度和正弦波幅值成正比的方波信號(hào)，如圖2所示。輸出的信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波器濾除高頻分量后，便可產(chǎn)生單頻正弦波。 圖2 SPWM波形的產(chǎn)生方法二：應(yīng)用PWM控制技術(shù)產(chǎn)生所需頻率的方波信號(hào)，直接經(jīng)搭建的濾波電路得到所需頻率的正弦信號(hào)。由信號(hào)理論我們知道，方波信號(hào)的頻譜除了基波分量外，還包含一系列離散的諧波頻率分量，如圖3所示。如果設(shè)計(jì)低通濾波器，能夠只保留基波頻率，而濾除二次

10、諧波及以上的頻率成分，便可以從方波信號(hào)中提取出與方波信號(hào)同頻率的正弦信號(hào)。圖3 方波信號(hào)的頻譜與方法一相比，方法二的濾波電路要求相對(duì)較高，需要截止頻率隨時(shí)根據(jù)方波頻率的變化而變化，但是方法二程序設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，不需要DSP進(jìn)行太多復(fù)雜的運(yùn)算，節(jié)省了運(yùn)算時(shí)間，加快了系統(tǒng)的掃頻速度。經(jīng)過(guò)比較分析，本設(shè)計(jì)采用方法二。系統(tǒng)使用ePWM1A輸出所需頻率的方波?，F(xiàn)假設(shè)要輸出的正弦波的頻率為f，ePWM1單元的時(shí)鐘頻率為F0。初始化時(shí)設(shè)置ePWMA為增減模式，TBCTR=TBPRD時(shí)輸出引腳置為高電平，TBCTR=0時(shí)置為低電平，如圖4所示。則要產(chǎn)生頻率為f的方波，ePWM1周期寄存器TBPRD的值可由下式得出：

11、 （1）圖4 正弦波產(chǎn)生原理3.4 ADC數(shù)據(jù)采集該部分主要根據(jù)掃頻信號(hào)頻率的變化，實(shí)時(shí)更改ADC的采樣頻率，完成對(duì)通過(guò)帶阻網(wǎng)絡(luò)后的信號(hào)的采集。ADC使用ADCINA0通道和ADCINB0通道同時(shí)對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，最終結(jié)果通過(guò)對(duì)兩個(gè)通道的值求平均而得。ADC的采樣頻率由ePWM3單元控制，即由ePWM3發(fā)出的EPWM3SOCA脈沖啟動(dòng)ADC的轉(zhuǎn)換。通過(guò)實(shí)驗(yàn)比較，系統(tǒng)設(shè)置ADC的采樣頻率為當(dāng)前掃頻信號(hào)頻率的16倍，即一個(gè)信號(hào)周期采集16個(gè)點(diǎn)，用來(lái)計(jì)算所采集的正弦信號(hào)的幅值。ADC初始化時(shí)設(shè)置為同步采樣模式和級(jí)聯(lián)模式，為了提高采樣精度，設(shè)置ADCCLK時(shí)鐘為12.5MHz。同時(shí)設(shè)置最大轉(zhuǎn)換信道數(shù)寄存

12、器ADCMAXCONV為1，在輸入信號(hào)選擇定序控制寄存器中設(shè)置CONV00為0x0，并使能ePWM的SOCA啟動(dòng)SEQ，以及使能SEQ中斷。而ePWM3初始化時(shí)設(shè)定為增模式，當(dāng)TBCTR=TBPRD時(shí)產(chǎn)生EPWM3SOCA脈沖，且ePWM3使用與ePWM1相同的時(shí)鐘頻率?，F(xiàn)假設(shè)ePWM1周期寄存器值為T(mén)BPRD1，為了控制ADC采樣頻率為當(dāng)前掃頻信號(hào)頻率的16倍，則設(shè)置ePWM3周期寄存器的值TBPRD3=TBPRD1/8，如圖5所示。圖5 ADC采樣頻率的控制3.5算法及數(shù)據(jù)處理3.5.1掃頻信號(hào)步進(jìn)頻率的計(jì)算 在掃頻過(guò)程中，掃頻信號(hào)的步進(jìn)頻率越小，則測(cè)得的帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性越精確。由式（1

13、）可得，ePWM1單元周期寄存器TBPRD的數(shù)值與正弦波頻率f成反比例關(guān)系，當(dāng)f值比較大時(shí)，TBPRD微小的變化就可能引起f較大的變化。由于TBPRD值必須為整數(shù)，因此這時(shí)f間的步進(jìn)可能會(huì)比較大。為了縮減步進(jìn)，系統(tǒng)希望F0越大越好，特別是在f比較高時(shí)。否則鄰近頻率f1與f2算得的TBPRD值可能一樣，即實(shí)際輸出的信號(hào)頻率并沒(méi)有發(fā)生變化。但是在f比較低時(shí)，由高頻F0求得的TBPRD值可能會(huì)超出ePWM單元周期寄存器所能表示的最大值。借助于Matlab，經(jīng)計(jì)算分析得出，在接近于20KHz處，ePWM1單元的時(shí)鐘只有設(shè)置為DSP的最大時(shí)鐘頻率100MHz，才能使掃頻信號(hào)的頻率步進(jìn)小于10Hz。而在1

14、00MHz下，掃頻信號(hào)的最小頻率為100MHz/(2*65525)=763Hz，不能滿足從20Hz開(kāi)始掃頻的要求。因此在20Hz到763Hz處，需要改用較低的時(shí)鐘頻率來(lái)驅(qū)動(dòng)ePWM1單元，本系統(tǒng)選擇使用1.25MHz。 由式（1）計(jì)算20Hz20KHz范圍內(nèi)各頻率點(diǎn)TBPRD的值可得：在低頻處步進(jìn)可小于1Hz，即最小分辨率可達(dá)1Hz甚至以下。但在高頻時(shí)，最小步進(jìn)將大于1Hz，且隨著f的增加，步進(jìn)值越大，到最后只能由19.992KHz（TBPRD=2501）直接步進(jìn)到20KHz（TBPRD=2500），即此時(shí)芯片所能達(dá)到的最小分辨率為8Hz。3.5.2采集信號(hào)幅度的計(jì)算正弦信號(hào)的幅值按傳統(tǒng)的算法

15、可通過(guò)DFT或FFT求得。本系統(tǒng)中，由于采集的信號(hào)是單頻的且頻率已知，在此對(duì)算法進(jìn)行了進(jìn)一步的優(yōu)化處理。對(duì)于有限長(zhǎng)離散數(shù)字信號(hào)xn（0nN-1），其離散譜Xk可由離散傅里葉變換DFT求得。DFT定義為： （2）其中，代入式（2）可得： （3）Xk的模值就等于模擬信號(hào)中各對(duì)應(yīng)頻率幅值的N/2倍（k=0除外，X0對(duì)應(yīng)直流分量，其模值是直流分量幅值的N倍）。假設(shè)正弦信號(hào)的頻率為，ADC采樣頻率為，自然頻率為，采樣點(diǎn)數(shù)為，則在DFT公式中頻率與的對(duì)應(yīng)關(guān)系為：即： （4）如果設(shè)定，那么由式（4）可知，=1即X1的值對(duì)應(yīng)于單頻正弦信號(hào)的幅值。也就是說(shuō)采樣頻率是單頻信號(hào)頻率的N倍（N為采樣點(diǎn)數(shù)），則X1就與

16、該單頻信號(hào)的幅值相對(duì)應(yīng)，其信號(hào)的幅度為：（5）在本設(shè)計(jì)中，由于在掃頻過(guò)程中已經(jīng)知道當(dāng)前正弦信號(hào)的頻率，且設(shè)置采樣頻率，采樣點(diǎn)數(shù)N=16，采樣值為xn（0n15）。那么根據(jù)式（5），當(dāng)前正弦信號(hào)的幅度為： （6）這樣，完全不必做完整的DFT運(yùn)算，其計(jì)算量縮減為DFT計(jì)算量的1/N，大大減少了運(yùn)算時(shí)間，提高了系統(tǒng)掃頻的效率。此外，在實(shí)際的DSP程序中，事先計(jì)算出正弦表和余弦表并存儲(chǔ)在DSP中，在運(yùn)算時(shí)通過(guò)查找數(shù)組獲取需要的三角函數(shù)值，這樣避免了DSP在運(yùn)行過(guò)程中進(jìn)行復(fù)雜的正余弦計(jì)算。4 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)系統(tǒng)硬件部分主要由以下幾部分組成：掃頻信號(hào)產(chǎn)生電路、帶阻網(wǎng)絡(luò)、ADC驅(qū)動(dòng)電路、DSP系統(tǒng)模塊以及通訊

17、模塊，其中DSP系統(tǒng)模塊使用的是eZdsp F2808開(kāi)發(fā)板。所有模塊均設(shè)計(jì)為單電源供電。4.1掃頻信號(hào)產(chǎn)生電路圖6 TLC04濾波電路如圖6所示，本設(shè)計(jì)選用TI公司的TLC04為核心設(shè)計(jì)程控濾波器。TLC04是單片集成巴特沃斯低通開(kāi)關(guān)電容濾波器，能夠提供精密的四階低通濾波器功能，成本低、易使用。TLC04的截止頻率穩(wěn)定性只和外部時(shí)鐘頻率穩(wěn)定性有關(guān)。截止頻率是時(shí)鐘可調(diào)的，時(shí)鐘截止頻率比為50:1，誤差小于0.8%，可以很方便地通過(guò)DSP控制TLC04的截止頻率，以產(chǎn)生需要的正弦波。DSP輸出的高電平為3.3V，如果直接與TLC04的CLKIN相連，則與TLC04的CMOS時(shí)鐘不匹配，因此需要進(jìn)

18、行電平轉(zhuǎn)換。本設(shè)計(jì)采用TI公司的74HCT04芯片進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換。74HCT04是一款高速六反相器，輸入電平與LSTTL兼容，而輸出為CMOS電平，可以很巧妙地將DSP輸出電平轉(zhuǎn)換為與TLC04匹配的CMOS電平。另外，在DSP輸出的PWM波與TLC04的FILTIN端之間加入了一個(gè)10uF的隔直電容，用來(lái)隔離虛地和地之間的直流電壓。使用TLC04濾波后的波形直流偏置在2.5V，且峰峰值大于3V，因此需要進(jìn)行信號(hào)衰減。本設(shè)計(jì)選用TI公司的OPA2364設(shè)計(jì)衰減電路，使輸出信號(hào)的直流偏置在1.5V，幅度在03V之間。如圖7所示。圖7 信號(hào)幅度衰減電路經(jīng)圖7輸出的波形中仍有階梯波，需要再對(duì)波形進(jìn)行平

19、滑濾波，以提高系統(tǒng)的測(cè)量精度。為了使輸出的正弦波更加平滑，設(shè)計(jì)了4個(gè)濾波器，采用分段濾波，濾波器的結(jié)構(gòu)如圖8所示。濾波后的4個(gè)波形信號(hào)由DSP控制信號(hào)開(kāi)關(guān)CD74HC4066選擇要進(jìn)入帶阻網(wǎng)絡(luò)的信號(hào)，如圖9所示。同時(shí)為了與CD74HC4066的控制電平相匹配，由DSP輸出的控制信號(hào)要先經(jīng)過(guò)74HCT04進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換。為了使掃頻信號(hào)產(chǎn)生電路的輸出阻抗為600，需在電壓跟隨電路輸出端串聯(lián)一個(gè)600的電阻。但在實(shí)際的電路中，考慮到運(yùn)算放大器有一定的輸出阻抗，沒(méi)有直接選擇阻值為600的電阻，而是通過(guò)測(cè)量，選擇了阻值為580 左右的電阻。圖8 平滑濾波器圖9 多路選擇電路4.2帶阻網(wǎng)絡(luò)帶阻網(wǎng)絡(luò)模塊是用運(yùn)

20、放OPA2364組成的二階有源帶阻濾波器，其原理圖如圖10所示。圖10 帶阻網(wǎng)絡(luò)原理圖 原理圖的中1.5V是直流偏置，實(shí)際硬件實(shí)現(xiàn)時(shí)可對(duì)電源+3V分壓得到。用Multisim電路仿真軟件對(duì)其進(jìn)行仿真，測(cè)出帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性如圖11所示。當(dāng)頻率=10kHz時(shí)，衰減0.011dB0dB；且?guī)ё杈W(wǎng)絡(luò)的最大衰減值為-38.129dB，設(shè)計(jì)滿足題目所給要求。圖11 帶阻網(wǎng)絡(luò)幅頻特性4.3 ADC驅(qū)動(dòng)電路為了更好的采集模擬信號(hào)，設(shè)計(jì)中在DSP內(nèi)部ADC進(jìn)行數(shù)據(jù)采集前加了一個(gè)運(yùn)算放大器，作為ADC采樣的驅(qū)動(dòng)電路和緩沖器，它可以提供低且穩(wěn)定的輸出阻抗，并且可以保護(hù)DSP內(nèi)部模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入。驅(qū)動(dòng)電路如圖12所

21、示。其中運(yùn)算放大器選用TI公司的OPA354，該運(yùn)放單位增益帶寬為250MHz，轉(zhuǎn)換速率高，能夠很好地驅(qū)動(dòng)高速和中速模數(shù)轉(zhuǎn)換器。按照題目要求，需要在運(yùn)放的同相輸入端并聯(lián)一個(gè)600 的電阻，以保證信號(hào)調(diào)理2 的輸入阻抗為600 。但在實(shí)際的電路中，考慮到運(yùn)算放大器的輸入阻抗并不是無(wú)窮大，因此并聯(lián)的電阻阻值要稍大于600，經(jīng)過(guò)測(cè)量，使用610左右的電阻。 圖12 ADC驅(qū)動(dòng)電路4.4串口通訊模塊 TMS320F2808內(nèi)部有專門(mén)的支持異步串行通信模塊（SCI），通過(guò)它可以與計(jì)算機(jī)串口進(jìn)行通訊。本設(shè)計(jì)采用SCIA作為通訊端口，經(jīng)過(guò)MAX3238電平轉(zhuǎn)換后，與9針標(biāo)準(zhǔn)RS-232口相連。這樣DSP與計(jì)

22、算機(jī)之間就可以通過(guò)串口線來(lái)進(jìn)行數(shù)據(jù)的傳輸。圖13為開(kāi)發(fā)板中的串口部分硬件連接圖。圖13 串口通訊模塊4.5電源管理模塊系統(tǒng)供電電路總體框圖如圖14所示。系統(tǒng)設(shè)計(jì)為單電源+5V供電。系統(tǒng)內(nèi)部需要用到的其它電源使用TPS70302分壓而得。TPS70302是TI公司推出的一款LDO穩(wěn)壓器，其輸出電壓可通過(guò)外部電阻調(diào)整。同時(shí)，為了減小數(shù)字部分與模擬部分間的干擾，系統(tǒng)中將模擬地與數(shù)字地分開(kāi)，最后在一點(diǎn)接于電源地。另外，在每個(gè)數(shù)字芯片的供電電源引腳旁均并聯(lián)了一個(gè)0.1F的去耦電容，以濾除紋波和旁路器件的高頻噪聲。（圖中均未標(biāo)出） 圖14 系統(tǒng)供電電路總體框圖5 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)5.1軟件總體框圖系統(tǒng)軟件框圖

23、如圖15所示。在設(shè)計(jì)時(shí)將特定功能的子程序組合成功能模塊，由主程序或ADC中斷子程序調(diào)用。其主要功能模塊有：主程序模塊、ADC和ePWM初始化模塊、SCI接收中斷模塊、ADC中斷模塊，以及ePWM時(shí)鐘控制模塊、濾波器選擇控制模塊、幅值計(jì)算模塊和SCI數(shù)據(jù)傳送模塊。圖15 系統(tǒng)軟件總體框圖5.2主程序模塊主程序模塊主要負(fù)責(zé)系統(tǒng)上電后對(duì)TMS320F2808的基本初始化操作，包括系統(tǒng)初始化、GPIO初始化、SCI初始化以及PIE初始化等，同時(shí)對(duì)全局變量賦初始值。本系統(tǒng)中設(shè)置TMS320F2808的CPU時(shí)鐘為100MHz，使能ADC、ePWM、SCI模塊的時(shí)鐘（其中ADC時(shí)鐘和ePWM時(shí)鐘的使能在A

24、DC和ePWM初始化模塊中設(shè)置，這樣可以在系統(tǒng)不掃頻時(shí)，不啟動(dòng)ADC和ePWM模塊，以節(jié)約電能）。在系統(tǒng)初始化中還禁止了看門(mén)狗操作，配置高速外設(shè)時(shí)鐘預(yù)分頻器為1，即高速外設(shè)時(shí)鐘為50MHz，低速外設(shè)時(shí)鐘預(yù)分頻器為2，即低速外設(shè)時(shí)鐘25MHz。在GPIO初始化中，設(shè)置GPIO0、GPIO2、GPIO4、GPIO28、GPIO29為外設(shè)功能引腳，設(shè)置GPIO1、GPIO3、GPIO5、GPIO6為通用輸出引腳，以用于控制信號(hào)開(kāi)關(guān)CD74HC4066。PIE初始化包括中斷寄存器和中斷向量表的初始化。為了在系統(tǒng)上電后能夠接收到上位機(jī)的指令，這里還對(duì)SCIA串口模塊進(jìn)行了初始化：設(shè)置波特率為9600bi

25、ts/s，8位數(shù)據(jù)位，1位停止位，無(wú)校驗(yàn)位。全局變量的初始化完成對(duì)程序中所要使用的各種標(biāo)志變量和參數(shù)的初始化。由于系統(tǒng)上電后并沒(méi)有立即進(jìn)行掃頻工作，而是在等待接收到上位機(jī)的掃頻指令后才開(kāi)始對(duì)帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性的測(cè)量，因此這里并沒(méi)有對(duì)ADC模塊和ePWM模塊進(jìn)行初始化，而是將其單獨(dú)作為一個(gè)模塊供主程序調(diào)用。5.3 ADC、ePWM初始化模塊在接收到上位機(jī)的掃頻指令后，才啟動(dòng)ePWM和ADC進(jìn)行幅頻特性的測(cè)量工作。因此設(shè)計(jì)中把這兩個(gè)片內(nèi)外設(shè)的初始化作為單獨(dú)的模塊供主程序調(diào)用：一方面，系統(tǒng)待機(jī)時(shí)節(jié)約電能；另一方面，重新掃頻時(shí)方便主程序的調(diào)用。ADC初始化操作主要包括啟用ADC模塊的時(shí)鐘，設(shè)置為同步采

26、樣模式和級(jí)聯(lián)模式，配置ADCCLK時(shí)鐘為12.5MHz。同時(shí)設(shè)置最大轉(zhuǎn)換信道數(shù)寄存器ADCMAXCONV為1，在輸入信號(hào)選擇定序控制寄存器中設(shè)置CONV00為0x0，并使能ePWM的SOCA啟動(dòng)SEQ，以及使能SEQ中斷。ePWM初始化操作包括啟動(dòng)ePWM模塊的時(shí)鐘，設(shè)置ePWM1的計(jì)數(shù)模式為增減模式；時(shí)基時(shí)鐘預(yù)定標(biāo)為3，高速時(shí)基時(shí)鐘預(yù)定標(biāo)為5，即ePWM1和ePWM2的初始計(jì)數(shù)時(shí)鐘頻率為100MHz/(8*10)= 1.25MHz；在計(jì)數(shù)器值為0時(shí)引腳輸出為低電平，計(jì)數(shù)器值周期匹配時(shí)輸出為高電平；周期寄存器值初始化為31250，即輸出方波的初始頻率為20HZ。由于時(shí)鐘截止頻率比為50:1，因

27、此設(shè)置ePWM2的周期寄存器值為ePWM1周期寄存器值除以50，其余設(shè)置同ePWM1設(shè)置。ePWM3設(shè)置計(jì)數(shù)模式為增模式；初始計(jì)數(shù)時(shí)鐘頻率與ePWM1、ePWM2相同；使能EPWM3SOCA脈沖的輸出，且在計(jì)數(shù)器發(fā)生周期匹配時(shí)輸出該脈沖，啟動(dòng)ADC轉(zhuǎn)換；周期寄存器值初始化為15625，即ADC采樣頻率初始化為80Hz。5.4 SCI接收中斷模塊 SCI接收中斷模塊主要用于接收上位機(jī)的指令。程序中使用全局變量start來(lái)表示是否開(kāi)始掃頻。在主程序的全局變量初始化時(shí)將start設(shè)置為0，即系統(tǒng)上電后直到接收到上位機(jī)的指令后才開(kāi)始掃頻工作。在SCI中斷子程序中，將SCI接收緩沖寄存器的值賦給star

28、t，如果start為非零值，則表示啟動(dòng)掃頻；如果start為0，則系統(tǒng)繼續(xù)保持等待狀態(tài)。5.5 ADC中斷模塊在ADC中斷服務(wù)子程序中，將完成程序的核心工作，包括信號(hào)幅度的計(jì)算、將計(jì)算結(jié)果通過(guò)SCI傳送給上位機(jī)、掃頻信號(hào)頻率的變換以及濾波器的選擇控制等。程序流程圖如圖16所示。圖16 ADC中斷服務(wù)子程序流程圖進(jìn)入ADC中斷服務(wù)子程序后，首先將ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果緩沖寄存器ADCRESULT0、ADCRESULT1中的數(shù)據(jù)分別讀取到指定的存儲(chǔ)單元adcina0index和adcinb0index中，然后數(shù)組下標(biāo)index加1，以保存下一次轉(zhuǎn)換結(jié)果。如果此時(shí)index為16，則表示當(dāng)前頻率下已采夠足夠

29、點(diǎn)的數(shù)據(jù)，轉(zhuǎn)而進(jìn)行信號(hào)幅度的計(jì)算。由于信號(hào)幅值是03V之間的浮點(diǎn)值，而TMS320F2808是定點(diǎn)運(yùn)算處理器，為了提高運(yùn)算效率，利用TI公司提供的IQmath程序庫(kù)中的相關(guān)函數(shù)進(jìn)行運(yùn)算，這樣浮點(diǎn)運(yùn)算就轉(zhuǎn)換成速度快得多的整數(shù)運(yùn)算。其主要計(jì)算代碼為：void computation(void) _iq A1,A2,A,B,S; /使用IQmath中IQ格式的變量int n;/A0通道采集信號(hào)的幅值計(jì)算for(n=0;n16;n+) /將采樣值轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的IQ格式 adcvaluen = _IQ(adcina0n*3.0/4096);/實(shí)部運(yùn)算A1 = 0; for(n=0;n16;n+) A1 +

30、= _IQmpy(adcvaluen,cos_tablen);/虛部運(yùn)算A2 = 0;for(n=0;n16;n+) A2 += _IQmpy(adcvaluen,sin_tablen);/求復(fù)數(shù)的幅值A(chǔ) = _IQmag(A1,A2); /B0通道采集信號(hào)的幅值計(jì)算for(n=0;n16;n+) adcvaluen = _IQ(adcinb0n*3.0/4096);/實(shí)部運(yùn)算A1 = 0; for(n=0;n16;n+) A1 += _IQmpy(adcvaluen,cos_tablen);/虛部運(yùn)算A2 = 0;for(n=0;n16;n+) A2 += _IQmpy(adcvaluen,

31、sin_tablen);B = _IQmag(A1,A2); /將由兩個(gè)通道計(jì)算出的值求平均S = (A+B)/2;/將S轉(zhuǎn)換成浮點(diǎn)數(shù)后再放大一定的倍數(shù)，以便于SCI傳送 ampvalue = (unsigned int)(_IQtoF(S) * 64);計(jì)算結(jié)束后，將結(jié)果和當(dāng)前掃頻信號(hào)的頻率通過(guò)SCI發(fā)送給上位機(jī)，并將index復(fù)位為0。如果當(dāng)前掃頻信號(hào)的頻率大于20KHz，則置start=0，結(jié)束掃頻。系統(tǒng)將處于待機(jī)狀態(tài)，直至接收到上位機(jī)重新發(fā)給的掃頻指令。否則，通過(guò)更改ePWM相應(yīng)設(shè)置，并選擇合適的低通濾波器，產(chǎn)生下一掃頻信號(hào)，具體程序流程圖如圖17所示。在所有工作完成后，復(fù)位序列發(fā)生器

32、SEQ1，清除SEQ1中斷標(biāo)志位INT_SEQ1，清零PIEACK中的第1組中斷對(duì)應(yīng)位，以響應(yīng)下一次中斷。前面已經(jīng)分析過(guò)，在系統(tǒng)使用100MHz產(chǎn)生PWM波時(shí)，隨著掃頻信號(hào)頻率的增加，步進(jìn)頻率不能達(dá)到1Hz。為了避免出現(xiàn)前后兩個(gè)掃頻信號(hào)的頻率相同，使用while循環(huán)來(lái)進(jìn)行判斷和修改。首先每次將計(jì)算得的ePWM1的周期寄存器值保存在全局變量Prdtmp中，在需要產(chǎn)生下一掃頻信號(hào)時(shí)，將當(dāng)前計(jì)算得的tmp與上一次保存的Prdtmp進(jìn)行比較。如果兩者相等，則表示當(dāng)前掃頻信號(hào)的頻率與上一次相同，需要繼續(xù)增加頻率值，直至重新計(jì)算得的tmp與Prdtmp不相等。這時(shí)才使用該tmp值設(shè)置ePWM1、ePWM2

33、、ePWM3的周期寄存器值。5.6 PC機(jī)終端顯示程序的設(shè)計(jì)上位機(jī)（PC）的終端顯示程序使用C+語(yǔ)言編寫(xiě)而成，主要用來(lái)實(shí)現(xiàn)通過(guò)串口向DSP發(fā)送指令和接受來(lái)自DSP的數(shù)據(jù)并顯示。此外，還添加了數(shù)據(jù)結(jié)果的保存、打開(kāi)和查詢功能。完整的終端顯示程序界面見(jiàn)附錄 圖17 產(chǎn)生下一掃頻信號(hào)程序流程圖 6 系統(tǒng)關(guān)鍵設(shè)計(jì)與創(chuàng)新本系統(tǒng)的關(guān)鍵就是合理利用DSP的PWM模塊產(chǎn)生穩(wěn)定的正弦掃頻信號(hào)，為后面準(zhǔn)確測(cè)量帶阻網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性提供基礎(chǔ)。設(shè)計(jì)中充分利用了開(kāi)關(guān)電容濾波器TLC04截止頻率可控的特點(diǎn)，DSP只要負(fù)責(zé)輸出PWM波形和控制TLC04的截止頻率即可。方法簡(jiǎn)單、實(shí)用，同時(shí)減輕了DSP軟件的負(fù)擔(dān)，提高了測(cè)量效率。創(chuàng)

34、新點(diǎn)如下：（1）充分利用了DSP C2000系列豐富的外設(shè)資源，掃頻信號(hào)的產(chǎn)生和幅頻特性的測(cè)試全是使用TMS320F2808內(nèi)部模塊進(jìn)行設(shè)計(jì)，減少了外圍電路，提高了資源利用率。（2）結(jié)合系統(tǒng)實(shí)際情況，在DFT的基礎(chǔ)上，優(yōu)化了幅頻特性測(cè)試的算法。相比較DFT或FFT運(yùn)算，極大地減少了運(yùn)算量，提高了運(yùn)算速度。7 評(píng)測(cè)與結(jié)論7.1評(píng)測(cè)音頻頻率數(shù)字掃頻儀使用IWATSU SS-7082雙通三蹤示波器進(jìn)行測(cè)試，示波器的頻率范圍為20MHz，滿足測(cè)試要求。（1）掃頻信號(hào)的幅值經(jīng)過(guò)測(cè)試，系統(tǒng)正弦波波形的峰峰值最終基本穩(wěn)定在1.76V，滿足0-3V的要求。（2）輸入阻抗、輸出阻抗的測(cè)量由DSP產(chǎn)生頻率為10K

35、的信號(hào)波形，測(cè)量信號(hào)調(diào)理1輸出端正弦波的峰峰值V1=1.77v；在信號(hào)調(diào)理1輸出端串聯(lián)一個(gè)600 的電阻后接地，再次測(cè)量信號(hào)調(diào)理1輸出端波形的峰峰值V2=0.88v。比較V1、V2的值，V2約等于V1的一半，可估算出信號(hào)調(diào)理1的輸出阻抗約為600。將信號(hào)調(diào)理1輸出端直接與信號(hào)調(diào)理2輸入端相連，再次測(cè)量信號(hào)調(diào)理1輸出端或信號(hào)調(diào)理2輸入端波形的峰峰值V30.88v，V3的值約為V1的值的一半，因此，可估算出信號(hào)調(diào)理2的輸入阻抗約為600 。（3）帶阻網(wǎng)絡(luò)頻率特性的測(cè)試在選取的各個(gè)頻率點(diǎn)處，測(cè)量帶阻網(wǎng)絡(luò)的輸入、輸出信號(hào)的幅度值，計(jì)算出帶阻網(wǎng)絡(luò)在該頻率點(diǎn)出的頻域特性，與PC端顯示界面讀取的結(jié)果的比較見(jiàn)

36、下面表1。表1 帶阻網(wǎng)絡(luò)頻率特性測(cè)試數(shù)據(jù)頻率 /Hz帶阻網(wǎng)絡(luò)衰減/dB本設(shè)計(jì)測(cè)試值/dB誤差輸入/v輸出/v502.042.2700.9270.8750.0565001.992.1200.5500.5100.07320001.810.510-11.00-10.560.04024001.780.145-21.78-20.630.05325001.760.144-21.74-21.850.00550001.761.225-3.148-3.0960.017100001.761.710-0.250-0.2410.036160001.761.8500.4330.4430.023 由誤差分析可見(jiàn)，本設(shè)計(jì)方

37、案的測(cè)量誤差控制在0.1%以內(nèi)。7.2結(jié)論 根據(jù)上述測(cè)量結(jié)果，本設(shè)計(jì)在誤差容許的范圍內(nèi)，均能達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)，這說(shuō)明本設(shè)計(jì)方案是切實(shí)可行的，能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)帶阻網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行幅頻特性測(cè)試的功能。8 發(fā)揮部分：幅頻均衡算法的設(shè)計(jì)8.1 數(shù)字幅頻均衡方案均衡器用于實(shí)現(xiàn)對(duì)帶阻網(wǎng)絡(luò)頻率特性的補(bǔ)償，以獲得平坦的幅頻響應(yīng)。有以下幾種方案：方案1：采用自適應(yīng)濾波器。以最小均方誤差為準(zhǔn)則，根據(jù)輸入信號(hào)的改變，通過(guò)濾波器輸出信號(hào)與參考信號(hào)之間的誤差，自動(dòng)調(diào)整濾波器的系數(shù)，以達(dá)到時(shí)變最佳濾波器，適合于未知信號(hào)或非平穩(wěn)信號(hào)的處理。方案2：采用無(wú)限沖激響應(yīng)濾波器（IIR）。IIR濾波器設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)的階數(shù)較低。但它具有非線性相位，且由于其為反饋型結(jié)構(gòu)（即傳遞函數(shù)存在極點(diǎn)），對(duì)濾波器參數(shù)的精度要求較高，否則可能引起振蕩或發(fā)散。方案3：采用有限沖激響應(yīng)濾波器（FIR）。FIR 濾波器采用非遞歸結(jié)構(gòu)，可以得到嚴(yán)格的線性相位，運(yùn)算誤差較小，且傳遞函數(shù)不存在極點(diǎn)，穩(wěn)定性好。但與IIR 濾波器相比，相同條件下需要的階數(shù)更高，導(dǎo)致延遲時(shí)間較長(zhǎng)。由于本系統(tǒng)對(duì)固定網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行幅頻均衡，方案1的優(yōu)勢(shì)無(wú)法體現(xiàn)，同時(shí)為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，選取方案3。8.2 FIR濾波器設(shè)計(jì)目前FIR濾波器的設(shè)計(jì)方法主要有三種：窗函數(shù)法、頻率取樣法和切比雪夫等波紋逼近的最優(yōu)設(shè)計(jì)方法，最常用的是窗函數(shù)