用頻譜分析儀測(cè)量通信信號(hào)

1、用頻譜分析儀測(cè)量通信信號(hào)一、GSM信號(hào)的測(cè)量現(xiàn)代高度發(fā)達(dá)的通信技術(shù)可以讓人們?cè)诘厍虻娜我獾攸c(diǎn)控制頻譜分析儀，因此就更要懂得不同參數(shù)設(shè)置和不同信號(hào)條件對(duì)顯示結(jié)果的影響。典型的全球移動(dòng)通信系統(tǒng)(GSM)的信號(hào)測(cè)量如圖1所示，它清楚地標(biāo)明了重要的控制參數(shù)設(shè)置和測(cè)量結(jié)果。IFR2399型頻譜分析儀利用彩色游標(biāo)來(lái)加亮測(cè)量區(qū)域，此例中，被加亮的測(cè)量區(qū)域是占用信道和上下兩個(gè)相鄰信道的中心50kHz頻帶。顯示的水平軸(頻率軸)中心頻率為900MHz，掃頻頻寬為1MHz，而每一小格代表l00kHz。頂部水平線(xiàn)表示0dBm，垂直方向每一格代表10dB。信號(hào)已經(jīng)被衰減了10dB，測(cè)量顯示的功率電平已考慮了此衰減。圖

2、1 GSM信道帶寬顯示和功率測(cè)量GSM是以?xún)蓚€(gè)25MHz帶寬來(lái)傳送的：從移動(dòng)發(fā)射機(jī)到基站采用890MHz到915MHz，從基站到移動(dòng)接收機(jī)采用935MHz到960MHz。這個(gè)頻帶被細(xì)分為多個(gè)200kHz信道，而第50個(gè)移動(dòng)發(fā)送信道的中心頻率為900MHz，如圖1所示。該信號(hào)很明顯是未調(diào)制載波，因?yàn)樗念l譜很窄。實(shí)際運(yùn)用中，一個(gè)GSM脈沖串只占用200kHz稍多一點(diǎn)的信道帶寬。按照GSM標(biāo)準(zhǔn)，在發(fā)送單個(gè)信道脈沖串時(shí)，時(shí)隙持續(xù)0.58ms，而信道頻率以每秒217次的變化速率進(jìn)行慢跳變，再加上掃頻儀1.3s的掃描時(shí)間，根據(jù)這些條件可以判定這是一個(gè)沒(méi)有時(shí)間和頻率跳變的靜態(tài)測(cè)試，沒(méi)有跡象表明900陽(yáng)z的

3、信號(hào)是間斷信號(hào)。為了保證良好的清晰度，選用1kHz的分辨帶寬(RBW)濾波器。較新的頻譜分析儀中的模擬濾波器的形狀系數(shù)(3dB：60dB)為11，意思是60dB時(shí)濾波器帶寬(從峰值衰減60dB)是3dB時(shí)濾波器帶寬(從峰值衰減3dB)的11倍，即11kHz比1kHz。與此相比，數(shù)字濾波器的形狀系數(shù)還不到5。例如一個(gè)3dB帶寬為50kHz的帶通濾波器，其60dB帶寬只有60kHz，這幾乎是矩形通帶。它保證在計(jì)算平均功率時(shí)只含有50kHz以外區(qū)域很小一點(diǎn)的功率。作為對(duì)比，如果分辨帶寬RBW50kHz，使用前面提及的模擬濾波器而不是數(shù)字濾波器，其60dB帶寬將為550kHz。標(biāo)記1處的信號(hào)電平是4.

4、97dBm。為了使噪聲背景出現(xiàn)在屏幕上，顯示軌跡線(xiàn)已向上偏移了10dB(在圖中不易察覺(jué))，這是由于信號(hào)峰值被預(yù)先衰減10dB使其不超過(guò)頂部水平線(xiàn)，這也是信號(hào)峰值讀數(shù)比參考電平高的原因。圖中，主信道功率(CHP)讀數(shù)為7.55dBm，與峰值(標(biāo)記1處)的讀數(shù)4.978m不一致，其原因就是主信道功率是在50kHz測(cè)量帶寬內(nèi)計(jì)算的，而標(biāo)記1的讀數(shù)是峰值。公式1定義了在整個(gè)帶寬內(nèi)計(jì)算主信道功率的方法。其中，CHPwr：信道功率，單位dBmCHBW：信道帶寬Kn：噪聲帶寬與分辨帶寬之比N：信道內(nèi)象素的數(shù)目Pi：以1mW為基準(zhǔn)的電平分貝數(shù)(dBm)圖1中，分辨帶寬為1kHz，信道帶寬為50kHz。據(jù)式(1

5、)，先將在紅色游標(biāo)之間的每個(gè)像素功率電平(dBm)的對(duì)數(shù)值轉(zhuǎn)化成線(xiàn)性功率電平毫瓦(mW)并求其平均值，然后按照測(cè)量帶寬與分辨帶寬之比來(lái)修正該值，以求得信道功率電平。對(duì)于帶有VGA顯示的頻譜分析儀來(lái)說(shuō)，500個(gè)像素對(duì)應(yīng)水平軸的10個(gè)刻度。因此，在紅色游標(biāo)之間有25個(gè)像素，每個(gè)像素表示2kHz。(1)式的第二表示50kHz測(cè)量帶寬內(nèi)線(xiàn)性功率電平的平均值。假設(shè)900MHz處的峰值只有一個(gè)像素寬，其峰值功率3.14mW除以25(像素?cái)?shù))，可得到功率平均值為0.126mW。對(duì)于具有高斯響應(yīng)的有4或5個(gè)極點(diǎn)的安捷倫濾波器而言，噪聲功率帶寬與分辨帶寬之比為1.06，即Kn為1.06。假設(shè)IFRRBW濾波器與

6、安捷倫RBW濾波器一樣，那么(1)式第一部分變?yōu)?0/1.06=47.2。最后結(jié)果為7.73dBm。上述計(jì)算結(jié)果接近7.55dBm。在假設(shè)峰值只占有一個(gè)像素寬時(shí)，為什么剛才計(jì)算的功率比顯示的功率大?這是因?yàn)榉逯悼赡苄∮?kHz，即小于一個(gè)像素的寬度。一些頻譜分析儀可將像素細(xì)分以得到更大的測(cè)量精度。這種情況下，很容易判斷出連續(xù)波占用的寬度小于1個(gè)像素所示的2kHz，比如1.8kHz。如果像素被細(xì)分為10等份，則平均功率為3.14×1.8/2/25=0.113mW。此時(shí)，主信道功率(CHP)等于7.27dBm。當(dāng)然50kHz以外區(qū)域的測(cè)量帶寬可提供一些功率，但是其單個(gè)像素寬的峰值被攤薄后

7、，可下降達(dá)25dB，意思是該區(qū)域內(nèi)兩個(gè)或多個(gè)像素寬信號(hào)的功率將小于峰值功率1/300，所以不用加入總數(shù)里。在數(shù)字系統(tǒng)里，很窄的連續(xù)波(單音信號(hào))的顯示和相關(guān)測(cè)量是有問(wèn)題的，根據(jù)定義，一條線(xiàn)不能小于1個(gè)像素的寬度，可是，實(shí)際信號(hào)可能很窄。最后一個(gè)影響顯示的參數(shù)是視頻帶寬(VBW)，設(shè)為1kHz。它與RBW不同，RBW決定到達(dá)檢測(cè)器的信號(hào)能量，而VBW則處理被檢測(cè)電平的顯示。如果RBW比較大，那么就有更多的噪聲到達(dá)檢測(cè)器。選擇一個(gè)比RBW、窄的VBW可以使顯示平滑，但卻增加了掃描時(shí)間。對(duì)于某些信號(hào)的測(cè)量，快速掃描、寬的RBW、窄的VBW的組合是最適宜的。選用比RBWW值小的VBW，則顯示的頻譜不能

8、跟蹤檢測(cè)到的快速峰值，因而產(chǎn)生失真。而當(dāng)VBW值等于RBW時(shí)，可看到平滑噪聲的功能降低，但減少的不是很多。圖1中，有意地減小了背景噪聲，這對(duì)所做的測(cè)量來(lái)說(shuō)不是很重要。二、頻譜分析儀指標(biāo)對(duì)測(cè)量的影響：最好的頻譜分析儀，也不是完美無(wú)缺的。諸如因?yàn)檩斎氲交祛l器的電平太大引起的信號(hào)壓縮、儀器內(nèi)部產(chǎn)生的熱噪聲、內(nèi)部振蕩器的相位噪聲、二次諧波失真以及三次、四次交調(diào)失真等，都會(huì)產(chǎn)生誤差。例如，如果兩個(gè)功率相同，但頻率分別為f1和f2的信號(hào)，驅(qū)動(dòng)一個(gè)完美的理想的線(xiàn)性放大器，那么就只有兩個(gè)原始頻率輸出。而現(xiàn)實(shí)的放大器是非線(xiàn)性的，會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)頻率的多種組合，包括2f1f2，2f2f1，3f12f2，3f22f1.頻

9、譜分析儀有點(diǎn)象非線(xiàn)性放大器，它的響應(yīng)可以用一個(gè)幕級(jí)數(shù)表示，V0=a1Vi十a(chǎn)2Vi2+a3Vi3+anVin，其中電壓為rms(有效值)，Vi對(duì)應(yīng)混頻器輸入的電壓，V0對(duì)應(yīng)檢測(cè)電壓。除了簡(jiǎn)單放大增益項(xiàng)a1以外，將產(chǎn)生多個(gè)高次項(xiàng)。若要增大頻譜分析儀的動(dòng)態(tài)范圍，處理好第三、第四階交調(diào)失真(IMD)項(xiàng)尤為重要。對(duì)于相對(duì)簡(jiǎn)單的測(cè)試，現(xiàn)代頻譜分析儀提供了多種控制設(shè)置的組合，它們對(duì)測(cè)量精度的影響是不同的。例如，安捷倫E4440A型的自動(dòng)組合模式，包括RBW濾波器，VBW濾波器(不采用VBW=RBW)，掃頻寬度及掃描時(shí)間，且根據(jù)輸入衰減設(shè)定了參考電平。某文獻(xiàn)中建議的測(cè)量步驟，保證頻譜分析儀產(chǎn)生的交調(diào)失真(I

10、MD)至少低于被測(cè)信號(hào)(DUT)本身18dB，意味著頻譜分析儀引起的失真對(duì)測(cè)量(DUT)失真的影響少于1dB。圖2 CDMA信號(hào)偏移885kHz的動(dòng)態(tài)范圍圖相鄰信道功率比(ACPR)或低電平IMD的測(cè)量要更困難，更需要注意頻譜分析儀的能力。圖2顯示了頻譜分析儀的熱噪聲、相位噪聲和第三、第五階交調(diào)失真與混頻器電平的關(guān)系。由于精確測(cè)量ACPR所需的動(dòng)態(tài)范圍接近或超出了很多頻譜分析儀的性能極限，所以必須全面考慮之后才有把握進(jìn)行正確測(cè)量。三、CDMA信號(hào)的測(cè)量：CDMA信號(hào)類(lèi)似噪聲。重要的是類(lèi)噪聲的信號(hào)在理論上只選擇均值或有效值型的顯示檢測(cè)器。正負(fù)峰值讀數(shù)檢測(cè)器會(huì)使在測(cè)量范圍內(nèi)的每個(gè)像素值發(fā)生偏差，而

11、采樣檢測(cè)器只接收由像素表示的掃頻范圍內(nèi)相應(yīng)一組幅度的最后一個(gè)值。均值和有效值型檢測(cè)器的工作與信號(hào)統(tǒng)計(jì)特性無(wú)關(guān)，它能給出有良好重復(fù)性的結(jié)果。因?yàn)橐跍y(cè)量范圍里把所有像素的功率電平進(jìn)行平均得出平均功率，所以如果有足夠的像素的話(huà)，也可以用采樣檢測(cè)器，若要測(cè)量重復(fù)性達(dá)到隊(duì)1dB，則需要1000個(gè)像素。由采樣或均值檢測(cè)器產(chǎn)生的像素值的平均值不那么簡(jiǎn)單明了，因?yàn)閿?shù)A、B、C的對(duì)數(shù)的平均不等于這些數(shù)的平均的對(duì)數(shù)。而有效值檢測(cè)器是比較常用的，因?yàn)樗峁┑木€(xiàn)性值可以被簡(jiǎn)單地平均。避免采用小數(shù)量值的VBW可能很重要。這里用“可能”，因?yàn)槟承┢放迫绨步輦怭SAE4440A頻譜儀，VBW設(shè)置不影響有效值功率平均測(cè)量，

12、對(duì)顯示線(xiàn)也沒(méi)有影響。小數(shù)值的VBW意味著顯示的頻譜不能正確跟蹤峰值。如果濾掉實(shí)際的隨機(jī)噪聲，則小值VBW就可以達(dá)到預(yù)想的平滑顯示。CDMA信號(hào)類(lèi)似噪聲，但與噪聲的統(tǒng)計(jì)結(jié)構(gòu)不同，所以它們不能被小值VBW平滑掉。視頻平均的方法能對(duì)顯示的頻譜成功地進(jìn)行平均，是減小噪聲的另一種方法?？上У氖秋@示的頻譜通常是對(duì)數(shù)刻度，我們還得回過(guò)頭處理對(duì)數(shù)的平均。分辨帶寬(RBW)等于30kHz，信道帶寬(CHBW)等于1.23MHz，Kn假設(shè)為1.06。因?yàn)橄噜徯诺拦β时?ACPR)有嚴(yán)格限制，要求選擇具有1%至P4%信道帶寬的RBW濾波器，以使得信道有很陡的下降沿，此處30kHz/1.23MHz=2.4%。因?yàn)檎{(diào)制

13、信號(hào)功率散布于整個(gè)的測(cè)量帶寬，可根據(jù)公式1來(lái)計(jì)算發(fā)射信道功率，可以認(rèn)為在Co游標(biāo)之間每個(gè)30kHzRBW頻帶內(nèi)存在同樣的功率。CDMA是一種寬帶技術(shù)，并且在整個(gè)頻帶里同時(shí)存在全部功率。在這里使用CHBW/RBW的比值作為修正因子，似乎比在圖1中對(duì)窄帶信號(hào)的修正更加確切。若CHBW等于1.23MHz，RBW等于30kHz，那么(1)式括號(hào)里的第一部分為38.70。第二部分是顯示功率的平均值，大約為18dBm或0.0158mW，剛好是目測(cè)到的脈沖頂部的平均值。該值乘以38.7并轉(zhuǎn)化為dBm，所計(jì)算出的發(fā)射信道功率等于2.12dBm，這非常接近于發(fā)送信道功率1.65dBm，證明了上述觀點(diǎn)。作為驗(yàn)證，

14、假設(shè)平均功率為17dBm，計(jì)算值對(duì)應(yīng)為1.12dBm，所以最好還是用18dBm。當(dāng)R/R公司的FSU型頻譜分析儀用戶(hù)進(jìn)行ACPR測(cè)量時(shí)，游標(biāo)和控制參數(shù)自動(dòng)設(shè)置。例如，相鄰信道和第一對(duì)備用信道的測(cè)量帶寬只有30kHz，而不是發(fā)射信道和第二對(duì)備用信道的1.23MHz的測(cè)量帶寬。從發(fā)射信道的中心到相鄰信道的邊緣的距離為885kHz，它等于保護(hù)帶寬270kHz與發(fā)射信道帶寬1.23MHz的一半相加的和。一般說(shuō)來(lái)，各個(gè)CDMA電話(huà)可以同時(shí)工作，這意味著在基站中可以出現(xiàn)發(fā)射頻譜的峰值，它是由各個(gè)用戶(hù)編碼信號(hào)的隨機(jī)疊加引起的。峰值與均值的比值可以大到12至14dB。盡管其平均功率仍在線(xiàn)性區(qū)域內(nèi)，而峰值可以使

15、混頻器進(jìn)入壓縮區(qū)。因?yàn)樵贑DMA信號(hào)中有很多頻率出現(xiàn)，所以對(duì)第三、第五階失真要特別關(guān)注。最后，還必須考慮相位噪聲，它對(duì)于IS95CDMA來(lái)說(shuō)是個(gè)限制因素，但對(duì)于寬帶CDMA(WCDMA)來(lái)說(shuō)，因測(cè)量ACPR給予了很大偏移量，就沒(méi)有那么重要。四、結(jié)束語(yǔ)當(dāng)選用頻譜分析儀時(shí)，要根據(jù)測(cè)量項(xiàng)目來(lái)選擇型號(hào)。例如具有特殊的時(shí)域測(cè)量能力的零頻寬操作適合于測(cè)量GSM和時(shí)分多址(TDMA)信號(hào)，還能進(jìn)行時(shí)間門(mén)限和組合的上升/下降沿脈沖串測(cè)量。頻譜分析儀是復(fù)雜儀器，為了保證頻譜純度，用了幾種中頻放大器，但每一個(gè)都會(huì)產(chǎn)生誤差、非線(xiàn)性和噪聲。部分避免這些問(wèn)題的一種方法是使用實(shí)時(shí)采集寬帶數(shù)據(jù)、并用FFT(快速傅立葉變換)

16、計(jì)算頻譜的頻譜分析儀。這種頻譜分析儀的信號(hào)路徑短，而且比許多掃描濾波頻譜分析儀有較大的動(dòng)態(tài)范圍。測(cè)量ACPR可用時(shí)域方法，得出結(jié)果要比掃描頻譜分析儀快。曾有一篇文獻(xiàn)提出了一種速度，快20倍的方法，并可在信道中測(cè)量開(kāi)關(guān)暫態(tài)晌應(yīng)，這是掃描頻譜分析儀不能做到的。在沒(méi)采取其它方法前，應(yīng)該相信頻譜分析儀的測(cè)量，只有完全理解了信號(hào)類(lèi)型及電平和控制參數(shù)設(shè)置的影響，才能使測(cè)量更準(zhǔn)確。頻譜分析儀和矢量信號(hào)分析儀在實(shí)驗(yàn)室和車(chē)間最常用的信號(hào)測(cè)試儀器是電子示波器。人的思維對(duì)時(shí)間概念比較敏感，每時(shí)每刻都與時(shí)域事件發(fā)生聯(lián)系，但是信號(hào)往往以頻率形式出現(xiàn)，用示波器觀察最簡(jiǎn)單的調(diào)幅載波信號(hào)也不方便，往往顯示載波時(shí)看不清調(diào)制儀，

17、屏幕上獲得的是三條譜線(xiàn)，即載頻和在載頻左右的調(diào)制頻。調(diào)制方式越復(fù)雜，電子示波器越難顯示，頻譜分析器的表達(dá)能力強(qiáng)，頻譜分析儀是名副其實(shí)的頻域儀器的代表。溝通時(shí)間一頻率的數(shù)字表達(dá)方法就是傅里葉變換，它把時(shí)間信號(hào)分解成正弦和余弦曲線(xiàn)的疊加，完成信號(hào)由時(shí)間域轉(zhuǎn)換到頻率域的過(guò)程。早期的頻譜分析儀實(shí)質(zhì)上是一臺(tái)掃頻接收機(jī)，輸入信號(hào)與本地振蕩信號(hào)在混頻器變頻后，經(jīng)過(guò)一組并聯(lián)的不同中心頻率的帶通濾波器，使輸入信號(hào)顯示在一組帶通濾波器限定的頻率軸上。顯然，由于帶通濾波器由無(wú)源元件構(gòu)成，頻譜分析器整體上顯得很笨重，而且頻率分辨率不高。既然傅里葉變換可把輸入信號(hào)分解成分立的頻率分量，同樣可起著濾波器類(lèi)似的作用，借助快

18、速傅里葉變換電路代替低通濾波器，使頻譜分析儀的構(gòu)成簡(jiǎn)化，分辨率增高，測(cè)量時(shí)間縮短，掃頻范圍擴(kuò)大，這就是現(xiàn)代頻譜分析儀的優(yōu)點(diǎn)了。矢量信號(hào)分析儀是在預(yù)定，頻率范圍內(nèi)自動(dòng)測(cè)量電路增益與相應(yīng)的儀器，它有內(nèi)部的掃頻頻率源或可控制的外部信號(hào)源。其功能是測(cè)量對(duì)輸入該掃頻信號(hào)的被測(cè)電路的增益與相位，因而它的電路結(jié)構(gòu)與頻譜分析儀相似。頻譜分析儀需要測(cè)量未知的和任意的輸入頻率，矢量信號(hào)分析儀則只測(cè)量自身的或受控的已知頻率;頻譜分析儀只測(cè)量輸入信號(hào)的幅度(標(biāo)量?jī)x器)，矢量信號(hào)分析儀則測(cè)量輸入信號(hào)的幅度和相位(矢量?jī)x器)。由此可見(jiàn)，矢量信號(hào)分析儀的電路結(jié)構(gòu)比頻譜分析儀復(fù)雜，價(jià)位也較高。現(xiàn)代的矢量信號(hào)分析儀也采用快速傅

19、里葉變換，以下介紹它們的異同。一、頻譜分析議和FFT頒譜分析議傳統(tǒng)的頻譜分析儀的電路是在一定帶寬內(nèi)可調(diào)諧的接收機(jī)，輸入信號(hào)經(jīng)下變頻后由低通濾器輸出，濾波輸出作為垂直分量，頻率作為水平分量，在示波器屏幕上繪出坐標(biāo)圖，就是輸入信號(hào)的頻譜圖。由于變頻器可以達(dá)到很寬的頻率，例如30Hz-30GHz，與外部混頻器配合，可擴(kuò)展到100GHz以上，頻譜分析儀是頻率覆蓋最寬的測(cè)量?jī)x器之一。無(wú)論測(cè)量連續(xù)信號(hào)或調(diào)制信號(hào)，頻譜分析儀都是很理想的測(cè)量工具。但是，傳統(tǒng)的頻譜分析儀也有明顯的缺點(diǎn)，首先，它只適于測(cè)量穩(wěn)態(tài)信號(hào)，不適宜測(cè)量瞬態(tài)事件;第二，它只能測(cè)量頻率的幅度，缺少相位信息，因此屬于標(biāo)量?jī)x器而不是矢量?jī)x器;第三

20、，它需要多種低頻帶通濾波器，獲得的測(cè)量結(jié)果要花費(fèi)較長(zhǎng)的時(shí)間，因此被視為非實(shí)時(shí)儀器。既然通過(guò)傅里葉運(yùn)算可以將被測(cè)信號(hào)分解成分立的頻率分量，達(dá)到與傳統(tǒng)頻譜分析儀同樣的結(jié)果，出現(xiàn)基于快速傅里葉變換(F盯)的頻譜分析儀。這種新型的頻譜分析儀采用數(shù)字方法直接由模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)對(duì)輸入信號(hào)取樣，再經(jīng)FFT處理后獲得頻譜分布圖。據(jù)此可知，這種頻譜分析儀亦稱(chēng)為實(shí)時(shí)頻譜分析儀，它的頻率范圍受到ADC采集速率和FFT運(yùn)算速度的限制。為獲得良好的儀器線(xiàn)，性度和高分辨率，對(duì)信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)采集的ADC需要12位-16位的分辨率，按取樣原理可知，ADC的取樣率最少等于輸入信號(hào)最高頻率的兩倍，亦即頻率上限是100MH

21、z的實(shí)時(shí)頻譜分析儀需要ADC有200MS/S的取樣率。目前半導(dǎo)體工藝水平可制成分辨率8位和取樣率4GS/S的ADC或者分辨率12位和取樣率800MS/S的ADC，亦即，原理上儀器可達(dá)到2GHz的帶寬，此時(shí)垂直分辨率只有8位(256級(jí))，顯然8位分辨率過(guò)低，因此，實(shí)時(shí)頻譜分析儀適用于制MHz帶寬以下的頻段，此時(shí)具有12位(物96級(jí))以上的分辨率。為了擴(kuò)展頻率上限，可在ADC前端增加下變頻器，本振采用直接數(shù)字事成的振蕩器，這種混合式的頻譜分析儀適合在幾GHz以下的頻段使用。FFT的性能用取樣點(diǎn)數(shù)和取樣率來(lái)表征，例如用100KS/S的取樣率對(duì)輸入信號(hào)取樣1024點(diǎn)，則最高輸入頻率是50KHz和分辨率

22、是50Hz。如果取樣點(diǎn)數(shù)為2048點(diǎn)，則分辨率提高到25Hz。由此可知，最高輸人頻率取決于取樣率，分辨率取決于取樣點(diǎn)數(shù)。FFT運(yùn)算時(shí)間與取樣，點(diǎn)數(shù)成對(duì)數(shù)關(guān)系，頻譜分析儀需要高頻率、高分辨率和高速運(yùn)算時(shí)，要選用高速的FFT硬件，或者相應(yīng)的數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)芯片。例如，10MHz輸入頻率的1024點(diǎn)的運(yùn)算時(shí)間80s，而10KHz的1024點(diǎn)的運(yùn)算時(shí)間變?yōu)?4ms，1KHz的1024點(diǎn)的運(yùn)算時(shí)間增加至640ms。當(dāng)運(yùn)算時(shí)間超過(guò)200ms時(shí)，屏幕的反應(yīng)變慢，不適于眼睛的觀察，補(bǔ)救辦法是減少取樣點(diǎn)數(shù)，使運(yùn)算時(shí)間降低至200ms以下。二、矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)于頻譜分析和電磁干擾測(cè)量來(lái)說(shuō)，頻譜分析儀是通信

23、測(cè)量?jī)x器中常用的設(shè)備，由于具有大于1dB的動(dòng)態(tài)范圍、低于-110dBc/Hz的噪聲、1Hz-100Hz的帶寬、50GHz以上的頻率范圍，能夠接收到極微弱的信號(hào)和分辨出兩個(gè)幅度相差很大的信號(hào)。頻譜分析儀的缺點(diǎn)是只能顯示頻率分量的幅值，而不能獲得信號(hào)的相位。對(duì)于某些通信元器件和通信鏈路，幅值和相位必須能夠同時(shí)測(cè)量出來(lái)，前者如放大器和振蕩器，后者是第一代至第三代的移動(dòng)通信。前面曾提及，為了擴(kuò)大基于FFT的頻譜分析儀的頻率范圍，可在前端增加下變頻器。同樣原理可用于矢量信號(hào)分析儀，它是傳統(tǒng)頻譜分析儀與F阿分析儀的結(jié)合，從而獲得在高頻和射頻頻率下的FFT分析能力，同時(shí)顯示幅度和相位信息。對(duì)于現(xiàn)代通信的數(shù)字

24、調(diào)制分析，以及調(diào)幅/調(diào)頻/調(diào)相的解調(diào)都是非常有效的手段。頻譜分析儀的變頻前端擴(kuò)展儀器到GHz的頻段，經(jīng)變頻后的輸入信號(hào)頻率變成適于FFr處理的頻段，電路中的濾波器與頻譜分析儀的濾波器不同，這里的濾波器不是選擇性的，而防止ADC變換過(guò)程產(chǎn)生的信號(hào)混疊，即變換過(guò)程中出現(xiàn)的虛假信號(hào)。ADC的輸出分成兩路，獲得同相和正交信號(hào)，經(jīng)DSP作時(shí)間一頻率的F町運(yùn)算后由顯示屏獲得頻譜的幅度和相位。目前儀器公司供應(yīng)的矢量信號(hào)分析器的頻率范圍可達(dá)3GHz，測(cè)量對(duì)象是復(fù)雜的移動(dòng)通信常用頻段的調(diào)制信號(hào)，如GSM、CDMA的基帶特性和載波特性。矢量信號(hào)分析儀的測(cè)量模式有：標(biāo)量、矢量、數(shù)字解調(diào)和門(mén)控測(cè)量。觸發(fā)可由基帶輸人信

25、號(hào)或由中頻信號(hào)調(diào)節(jié)，包括觸發(fā)電平和相位。掃頻方式有單次和連續(xù)，對(duì)測(cè)量數(shù)據(jù)可多次平均，并用有效值(RMS)、峰值保持和指數(shù)坐標(biāo)指示。一種新型的矢量信號(hào)分析器的重要特性是：頻率范圍DC2.7GHz;基帶帶寬40MHz;中頻帶寬36MHz;率分辨率0.001Hz時(shí)基準(zhǔn)確度0.2ppm/年;相位噪聲97dBc/Hz(載波偏移100Hz)，-122dBc/Hz(載波偏移1khz)幅度范圍45+20dBm；幅度準(zhǔn)確度±2dB;三階互調(diào)失真70dB。應(yīng)用領(lǐng)域是衛(wèi)星通信、擴(kuò)頻跳頻通信、點(diǎn)到點(diǎn)通信、以及頻率監(jiān)控和搜索。以移動(dòng)通信的碼分多址(CDMA)來(lái)說(shuō)，利用配套的分析軟件，可以獲得：·發(fā)射

26、機(jī)的平均載波功率·功率隨時(shí)間的變化·相位和頻率誤差·鄰近信道功率比·偽隨機(jī)噪聲序列的調(diào)制精度·近距離寄發(fā)生發(fā)射頻率·頻譜測(cè)量和波形測(cè)量在無(wú)線(xiàn)基站或移動(dòng)電話(huà)的產(chǎn)品開(kāi)發(fā)和產(chǎn)品檢驗(yàn)中，矢量信號(hào)分析儀可按多種工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)，對(duì)GSM、CDMA等的發(fā)射機(jī)和手機(jī)進(jìn)行嚴(yán)格的精度和動(dòng)態(tài)范圍測(cè)量。在CDMA等通信產(chǎn)品生產(chǎn)中，只利用連續(xù)測(cè)量是不夠的，利用數(shù)字調(diào)制信號(hào)可方便地測(cè)出輸出功率和失真等重要參數(shù)。矢量信號(hào)分析儀采用Windows平臺(tái)，容易通過(guò)外接微機(jī)進(jìn)行數(shù)據(jù)處理和交換，Windows平臺(tái)便于性能升級(jí)和利用其他工程設(shè)計(jì)工具，熟識(shí)的圖形界面可縮短學(xué)習(xí)時(shí)間，留

27、出更多的時(shí)間進(jìn)行測(cè)量和應(yīng)用各種設(shè)計(jì)及測(cè)試工具。三、數(shù)字存儲(chǔ)示波器的頻譜測(cè)量數(shù)字存儲(chǔ)示波器(DSO)的前端就是ADC變換，因而同樣具有頻譜分析能力，通過(guò)標(biāo)準(zhǔn)或選購(gòu)的FFT模塊獲得頻譜分析特性。應(yīng)該指出，DSO主要特點(diǎn)是時(shí)域測(cè)量，帶寬100MHz的產(chǎn)品具有10位以上的垂直分辨率，帶寬500MHz的產(chǎn)品只有8位的分辨率，亦即在分辨率上低于頻譜分析儀的12位-16位。DSO的前置放大器和衰減器引人瞬態(tài)失真，容易在頻譜圖上表現(xiàn)為低電平的譜波噪聲。特別是高頻數(shù)字在存儲(chǔ)示波器，它采用交疊的ADC來(lái)提高取樣率，例如每塊ADC的取樣率是1Gs/s，兩塊疊加起來(lái)獲得2Gs/s的取樣率。這是簡(jiǎn)便的提高有效帶寬的辦法

28、，但用于頻譜顯示時(shí)，各ADC的線(xiàn)性度、增益、頻率響應(yīng)和取樣定時(shí)稍有差別，都會(huì)在取樣時(shí)鐘脈沖交疊取樣過(guò)程中引人頻譜失真，相當(dāng)多了一組Fs/N的取樣脈沖，這里且是基本取樣頻率，N是交疊的ADC數(shù)。這種電路自身產(chǎn)生的混疊信號(hào)不容易用濾波器消除，用DS0測(cè)量高頻信號(hào)時(shí)要非常小心在頻譜圖上出現(xiàn)的混疊信息。例如，利用上述兩塊取樣率1Gs/sADC構(gòu)成的DSO來(lái)觀察l00MHz正弦波時(shí)，會(huì)在900、1100MHz附近出現(xiàn)虛假信號(hào)。由此可見(jiàn)，DSO觀察時(shí)域信號(hào)是最好的儀器，由于頻域變換后往往出現(xiàn)虛假信號(hào)，測(cè)量頻譜特性時(shí)一定要注意“去偽存真”。四、小結(jié)頻譜分析儀的頻率范圍最寬，靈敏度高，非常適于通信設(shè)備和鏈路的

29、頻率分布測(cè)量，缺點(diǎn)是只能獲得輸入信號(hào)的幅值。矢量信號(hào)分析儀頻率范圍較低，利用FFT的特點(diǎn)能夠同時(shí)獲得幅度和相位，特別地第一、二、三代移動(dòng)通信，包括蜂窩、GSM和CDMA設(shè)備的測(cè)量。如何選用濾波電容?濾波電容在開(kāi)關(guān)電源中起著非常重要的作用，如何正確選擇濾波電容，尤其是輸出濾波電容的選擇則是每個(gè)工程技術(shù)人員都十分關(guān)心的問(wèn)題。50Hz工頻電路中使用的普通電解電容器，其脈動(dòng)電壓頻率僅為100Hz，充放電時(shí)間是毫秒數(shù)量級(jí)。為獲得更小的脈動(dòng)系數(shù)，所需的電容量高達(dá)數(shù)十萬(wàn)F，因此普通低頻鋁電解電容器的目標(biāo)是以提高電容量為主，電容器的電容量、損耗角正切值以及漏電流是鑒別其優(yōu)劣的主要參數(shù)。而開(kāi)關(guān)電源中的輸出濾波電

30、解電容器，其鋸齒波電壓頻率高達(dá)數(shù)十kHz，甚至是數(shù)十MHz，這時(shí)電容量并不是其主要指標(biāo)，衡量高頻鋁電解電容優(yōu)劣的標(biāo)準(zhǔn)是“阻抗-頻率”特性，要求在開(kāi)關(guān)電源的工作頻率內(nèi)要有較低的等效阻抗，同時(shí)對(duì)于半導(dǎo)體器件工作時(shí)產(chǎn)生的高頻尖峰信號(hào)具有良好的濾波作用。普通的低頻電解電容器在10kHz左右便開(kāi)始呈現(xiàn)感性，無(wú)法滿(mǎn)足開(kāi)關(guān)電源的使用要求。而開(kāi)關(guān)電源專(zhuān)用的高頻鋁電解電容器有四個(gè)端子，正極鋁片的兩端分別引出作為電容器的正極，負(fù)極鋁片的兩端也分別引出作為負(fù)極。電流從四端電容的一個(gè)正端流入，經(jīng)過(guò)電容內(nèi)部，再?gòu)牧硪粋€(gè)正端流向負(fù)載；從負(fù)載返回的電流也從電容的一個(gè)負(fù)端流入，再?gòu)牧硪粋€(gè)負(fù)端流向電源負(fù)端。由于四端電容具有良好

31、的高頻特性，為減小電壓的脈動(dòng)分量以及抑制開(kāi)關(guān)尖峰噪聲提供了極為有利的手段。高頻鋁電解電容器還有多芯的形式，即將鋁箔分成較短的若干段，用多引出片并聯(lián)連接以減小容抗中的阻抗成份。并且采用低電阻率的材料作為引出端子，提高了電容器承受大電流的能力。利用選擇性改善接收機(jī)的截止點(diǎn)接收機(jī)的交調(diào)雜散響應(yīng)衰減用于衡量在有兩個(gè)干擾連續(xù)波（CW）存在的情況下、接收機(jī)接收其指定信道輸入調(diào)制RF信號(hào)的能力。這些干擾信號(hào)的頻率與有用輸入信號(hào)的頻率不同，可能是接收機(jī)非線(xiàn)性元件產(chǎn)生的兩個(gè)干擾信號(hào)的n階混頻信號(hào)，最終在有用信號(hào)的頻帶內(nèi)產(chǎn)生第三個(gè)信號(hào)。接收機(jī)防止雜散響應(yīng)干擾的保護(hù)功能用于衡量接收機(jī)區(qū)分指定頻率輸入信號(hào)和其他接收機(jī)

32、能夠產(chǎn)生響應(yīng)、但不是所希望信號(hào)的能力。接收機(jī)的二階和三階截止點(diǎn)是表示特定射頻電路或系統(tǒng)的兩個(gè)非常重要的線(xiàn)性指標(biāo)。通過(guò)這兩個(gè)指標(biāo)能夠預(yù)測(cè)接收機(jī)的交調(diào)(IM)特性，而交調(diào)特性描述了射頻裝置對(duì)相鄰信道或鄰近信道的抗干擾性。本文分別介紹了三階和二階交調(diào)情況下傳統(tǒng)接收機(jī)截止點(diǎn)(IP)級(jí)聯(lián)方程的改進(jìn)形式。二階截止點(diǎn)(IP2)和三階截止點(diǎn)(IP3)級(jí)聯(lián)方程的數(shù)學(xué)推導(dǎo)過(guò)程引入了給接收級(jí)之間增加選擇性帶來(lái)的影響，以改善所有的二階和三階輸入截止點(diǎn)IIP2與IIP3。注意：文中所有大寫(xiě)字母變量表示dB或dBm單位，小寫(xiě)字母變量表示線(xiàn)性單位。在與移動(dòng)基站所推薦的最低性能標(biāo)準(zhǔn)有關(guān)的無(wú)線(xiàn)規(guī)范中，接收機(jī)的交調(diào)(IM)特性在

33、技術(shù)上被納入兩個(gè)主題：接收機(jī)的交調(diào)雜散響應(yīng)衰減和接收機(jī)對(duì)雜散響應(yīng)干擾采取的保護(hù)。接收機(jī)的交調(diào)雜散響應(yīng)衰減是在有兩個(gè)干擾連續(xù)波（CW）存在的情況下接收機(jī)接收其指定信道輸入調(diào)制RF信號(hào)的能力。這些干擾信號(hào)的頻率與有用輸入信號(hào)的頻率不同，可能是接收機(jī)非線(xiàn)性元件產(chǎn)生的兩個(gè)干擾信號(hào)的n階混頻信號(hào)，最終在有用信號(hào)的頻帶內(nèi)產(chǎn)生第三個(gè)信號(hào)。接收機(jī)防止雜散響應(yīng)干擾的保護(hù)功能用于衡量接收機(jī)區(qū)分指定頻率輸入信號(hào)和其他接收機(jī)能夠產(chǎn)生響應(yīng)、但不是所希望的信號(hào)的能力。三階交調(diào)產(chǎn)生的干擾作為接收機(jī)前端三階混頻的結(jié)果，頻率為f1和f2的兩個(gè)信道外的連續(xù)波引入一個(gè)三階交調(diào)成分，頻率等于(2f1 - f2)，它將落入開(kāi)啟信道的有

34、用信號(hào)頻帶內(nèi)(圖1a)。這一帶內(nèi)三階交調(diào)(IM3)產(chǎn)物降低了輸入到接收機(jī)解調(diào)器的載干比(C/I)。按照斜率為3:1的直線(xiàn)(如圖1b)，輸入IM3產(chǎn)物的電平(IIM3，dBm)可以用下面的等式計(jì)算，其中包括接收機(jī)的總輸入IP3(IIP3，dBm)和兩個(gè)信道外CW信號(hào)的輸入功率(PI,dBm)1。圖 1. 由兩個(gè)信道外CW信號(hào)產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物對(duì)帶內(nèi)信號(hào)造成干擾(a)。三階截止點(diǎn)(IP)的定義(b)。圖2為一個(gè)傳統(tǒng)的兩級(jí)變頻超外差接收機(jī)的結(jié)構(gòu)圖。在這種接收機(jī)的結(jié)構(gòu)中，信道外CW干擾帶來(lái)的IM3產(chǎn)物產(chǎn)生于低噪聲放大器(LNA)，第一級(jí)混頻器，IF放大器，第二級(jí)混頻器以及IF限幅放大器中。所有的IM3產(chǎn)

35、物在解調(diào)器的輸入端累加，相當(dāng)于在接收機(jī)的輸入端出現(xiàn)了一個(gè)等效的帶內(nèi)IM3產(chǎn)物(IIM3)。使IF放大器、第二級(jí)混頻器和IF限幅放大器的3階IM分量達(dá)到最小可以減小這個(gè)成為帶內(nèi)干擾的IM3產(chǎn)物，而這一目標(biāo)可以通過(guò)在第一級(jí)混頻器后面的IF濾波器(IF濾波器#1)中提高對(duì)那些信道外干擾的IF選擇性(S)實(shí)現(xiàn)。注意，濾波器的選擇性(S)代表IF濾波器1在阻帶內(nèi)對(duì)信道外干擾的衰減，它相對(duì)于濾波器通帶插入損耗(IL)。所以，IF濾波器阻帶內(nèi)對(duì)信道外CW信號(hào)的總抑制(R，dB)可以定義為R = -(IL + S)。IF濾波器的選擇性降低了后續(xù)接受電路對(duì)三階失真和動(dòng)態(tài)范圍的要求，因此，為降低等效的帶內(nèi)IIM3

36、可以對(duì)接收機(jī)總的IIP3進(jìn)行優(yōu)化，以滿(mǎn)足接收機(jī)基帶載干比(C/I)的要求。圖2. 傳統(tǒng)的兩級(jí)變頻超外差接收機(jī).改進(jìn)的三階輸入截止點(diǎn)(IIP3)級(jí)聯(lián)方程在圖3中，圖2所示的兩級(jí)變頻接收機(jī)被分成3個(gè)部分：RF模塊、IF濾波器1和IF模塊。RF模塊，也就是模塊1，包括在第一個(gè)IF濾波器之前的接收RF部分。IF模塊，即模塊2，包括在第一個(gè)IF濾波器之后的接收機(jī)IF部分。模塊1具有G1 的RF增益和等效三階輸入截止點(diǎn)IIP31。模塊2具有G2 的IF增益和等效三階輸入截止點(diǎn)IIP32。假設(shè)在接收機(jī)輸入端出現(xiàn)的兩個(gè)信道外CW信號(hào)干擾的功率值都等于PI，則PI就是輸入到模塊1的兩個(gè)信道外CW信號(hào)的功率值。P

37、2是兩個(gè)信道外CW信號(hào)變換到中頻后并進(jìn)入模塊2的功率值。IIM3是兩個(gè)信道外CW信號(hào)產(chǎn)生的相對(duì)于接收機(jī)輸入總IM3的失真功率。IIM31是模塊1產(chǎn)生的相對(duì)于本模塊的輸入總IM3失真功率。IIM32是模塊2產(chǎn)生的相對(duì)于本模塊的輸入總IM3失真功率。圖 3. 推導(dǎo)改進(jìn)的IP3級(jí)聯(lián)方程的框圖。其中引入了在兩個(gè)信道外CW信號(hào)頻率上給接收機(jī)各級(jí)提高選擇性(S)帶來(lái)的影響。功率單位dBm，增益單位dB。在下面的推導(dǎo)過(guò)程中，模塊2的輸入IM3失真電壓除以前級(jí)電壓增益后的結(jié)果與模塊1的輸入IIM3失真電壓進(jìn)行同相相加，這樣作可以得到最壞情況下接收機(jī)輸入的總IM3失真電壓。假設(shè)系統(tǒng)特征阻抗為1，我們可以寫(xiě)出下面

38、的等式：這里取平方根是為了將IM3從功率值變?yōu)殡妷褐怠Ｆ渲凶兞縤im3, iim31,和iim32取線(xiàn)性功率單位(瓦特或毫瓦)。并且有G1 (dB) = 10.log10(g1) and IL (dB) = 10.log10(il).等式(1)進(jìn)行整理后可以得到下面的等式：等式(3)定義了整個(gè)接收機(jī)的輸入IP3，它也可以不用dBm作單位而寫(xiě)成線(xiàn)性功率單位(毫瓦，mW)的形式：與在等式(3)中使用的方法類(lèi)似，我們也可以分別定義模塊1和模塊2的IIP31和IIP3 2：已知 P1(dBm) = PI 且 P2(dBm) = PI +(G1-IL-S),可以從等式(5)、(6)得出:與我們?cè)诘仁?3

39、)中使用的方法相同,等式(7)、(8)可以寫(xiě)成線(xiàn)性功率單位的形式而不是以dBm為單位。于是分別得出等式(9)和等式(10):其中 S(dB) = 10.log10(s)，IL(dB) = 10.log10(il)。注意S(dB)與IL(dB)都是正數(shù)。再來(lái)看等式(2)，兩邊都除以(pI)1/2得：根據(jù)等式(4)、(9)和(10)，我們將等式(11)中的各項(xiàng)都用其等效形式代替，消去pI將等式簡(jiǎn)化后,就得到下面這個(gè)改進(jìn)的IIP3級(jí)聯(lián)方程:從等式(12)可以看出,使用一個(gè)高選擇性的IF濾波器（s>>1）,我們可以將IF模塊的輸入IP3(IIP32)對(duì)接收機(jī)總輸入IP3（IIP3）的影響降

40、至最低，于是接收機(jī)的總輸入IP3就幾乎完全由RF模塊的IIP3(IIP31)所決定。值得注意的是：在分析級(jí)聯(lián)系統(tǒng)時(shí)，中頻模塊輸入IP3(IIP3)應(yīng)該用一個(gè)等效的輸入IP3代替，它考慮了在IF模塊前引入選擇性的效應(yīng)。這個(gè)等效的IIP32可以寫(xiě)作：在方程(12)的基礎(chǔ)上可以推出更加通用的、計(jì)算由M級(jí)電路級(jí)聯(lián)組成的接收機(jī)總輸入IP3的方程。每一級(jí)具有線(xiàn)性增益(gn)，輸入IP3(iip3n,瓦特)，對(duì)引入帶內(nèi)IM3產(chǎn)物的兩個(gè)信道外CW信號(hào)頻率的選擇性參數(shù)為(sn)：其中 Sn(dB) = 10.log10(sn)。注意:當(dāng)sn取1時(shí)，也就是選擇性參數(shù)Sn 取0dB時(shí)，這個(gè)方程就簡(jiǎn)化為了經(jīng)典的M級(jí)級(jí)

41、聯(lián)的截止點(diǎn)計(jì)算方程1。二階交調(diào)產(chǎn)生的干擾接收機(jī)雜散響應(yīng)是與信道內(nèi)RF信號(hào)頻率不同的信號(hào)，然而如果電平值足夠高，它們?nèi)匀荒軌蛟诮邮諜C(jī)的通頻帶內(nèi)產(chǎn)生輸出干擾。雜散響應(yīng)的頻率之一是在半中頻點(diǎn)。這個(gè)半中頻雜散響應(yīng)導(dǎo)致了出現(xiàn)在接收機(jī)RF前端的二階交調(diào)產(chǎn)物(IM2)。它的強(qiáng)度可以通過(guò)接收機(jī)RF前端的二階截止點(diǎn)(IP2)預(yù)測(cè)，其中RF前端的定義包括接收機(jī)的第一級(jí)混頻器及其前面的電路(圖2)。對(duì)于第一級(jí)混頻器的高端注入（圖4a），在接收機(jī)輸入端的一個(gè)CW信號(hào)，偏離本振（LO）頻率-fIF/2，通過(guò)(-2.fCW + 2.fLO) IM產(chǎn)物下變頻至中頻 1,2。對(duì)于低端注入，與本振（LO）頻率偏差fIF/2的C

42、W信號(hào)會(huì)被頻率為(2.fCW - 2.fLO)的IM產(chǎn)物下變頻的中頻。按照斜率為2:1(圖4b)的線(xiàn)性關(guān)系，利用包括接收機(jī)RF前端輸入IP2 (IIP2,dBm)和輸入半中頻CW信號(hào)功率值(PI,dBm)的方程可以確定上述輸入IM2產(chǎn)物(IIM2,dBm)的功率1。圖4.由半中頻雜散響應(yīng)產(chǎn)生的IM2帶內(nèi)干擾 (a)和二階截止點(diǎn) (IP)的定義 (b).減小第一級(jí)混頻器的二階IM分量可以降低這個(gè)由半中頻雜散響應(yīng)產(chǎn)生的帶內(nèi)IM2產(chǎn)物。為了達(dá)到這個(gè)目的，可以在第一級(jí)混頻器前面的RF濾波器（RF濾波器#1和#2）中引入一定量的對(duì)信道外干擾的射頻選擇性（S）。注意，濾波器的選擇性(S)指的是RF濾波器阻

43、帶對(duì)雜散響應(yīng)頻率的衰減，它相對(duì)于濾波器在通帶內(nèi)的插入損耗(IL)。RF濾波器的選擇性(S)降低了第一級(jí)混頻器對(duì)二階失真和動(dòng)態(tài)范圍的要求，因此，為了降低半中頻信號(hào)產(chǎn)生的等效帶內(nèi)IIM2產(chǎn)物可以對(duì)接收機(jī)總的RF前端IIP2進(jìn)行優(yōu)化，以滿(mǎn)足了接收機(jī)基帶載干比(C/I)的要求。改進(jìn)的二階輸入截止點(diǎn)(IIP2)級(jí)聯(lián)方程圖5中，將兩級(jí)變頻接收機(jī)的RF前端分成三個(gè)模塊：RF濾波器2，模塊1（包括所有在RF濾波器2之前的部分）和模塊2（在RF濾波器2之后并包括第一級(jí)混頻器的部分）。模塊1具有RF增益G1和等效二階輸入截止點(diǎn)IIP21。模塊2具有RF增益G2和等效二階輸入截止點(diǎn)IIP22。假設(shè)出現(xiàn)在接收機(jī)輸入的

44、每一個(gè)半中頻CW信號(hào)的功率為PI，則PI就是輸入到模塊1的半中頻CW信號(hào)的功率。P2是輸入到模塊2的半中頻CW信號(hào)的功率。IIM2是半中頻CW信號(hào)產(chǎn)生的相對(duì)于接收機(jī)輸入的總IM2失真功率。IIM21 是模塊1產(chǎn)生的相對(duì)于模塊1輸入的總IM2失真功率。IIM22是模塊2產(chǎn)生的相對(duì)于模塊2輸入的總IM2失真功率。圖5.推導(dǎo)改進(jìn)的IP2級(jí)聯(lián)方程原理框圖，其中考慮了在接收機(jī)RF前端增加對(duì)半中頻雜散頻率RF選擇性（S）的效應(yīng)。功率單位dBm，增益單位dB。在下面的推導(dǎo)過(guò)程中，模塊2的輸入IM2失真電壓被前級(jí)電壓增益作除后的結(jié)果與模塊1的輸入IM2失真電壓進(jìn)行同相相加，這樣作可以得到最壞情況下相對(duì)于接收機(jī)

45、輸入的總IM2失真電壓。假設(shè)系統(tǒng)特征阻抗為1，我們可以寫(xiě)出下面的等式：這里取平方根是為了將IIM2從功率值轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷褐怠Ｆ渲凶兞縤im2, iim21和iim22取線(xiàn)性功率單位(瓦特或毫瓦)。并且有 G1 (dB) = 10.log10(g1) and IL (dB) = 10.log10(il).等式(15)進(jìn)行整理后可以變成下面的等式：等式(17)定義了整個(gè)接收機(jī)的輸入IP2，它也可以不用dBm作單位而寫(xiě)成線(xiàn)性功率單位(毫瓦，mW)的形式：與等式(17)中使用的方法類(lèi)似，我們也可以分別定義模塊1和模塊2的IIP21和IIP22：已知 P1(dBm) = PI 且 P2(dBm) = PI

46、+(G1-IL-S),可以從等式(19)、(20)得出:與我們?cè)诘仁?17)中使用的方法相同,等式(21)、(22)可以寫(xiě)成線(xiàn)性功率單位的形式而不是以dBm為單位。于是分別得出等式(23)和等式(24):其中 S(dB) = 10.log10(s)，IL(dB) = 10.log10(il)。注意，S(dB)和IL(dB)都是正數(shù)。再來(lái)看等式(16)，兩邊都除以(pI)1/2,根據(jù)等式(18)、(23)和(24)，我們將等式(25)中的各項(xiàng)都用其等價(jià)的形式代替，消去pI將等式簡(jiǎn)化后,我們就得到下面這個(gè)改進(jìn)的IIP2級(jí)聯(lián)方程:從等式(12)可以看出,使用一個(gè)高選擇性的RF濾波器（s>>

47、;1）,可以將第一級(jí)混頻器模塊的輸入IP2（IIP22）對(duì)接收機(jī)RF前端的總輸入IP2（IIP2）的影響降至最低。值得注意的是：在分析級(jí)聯(lián)系統(tǒng)時(shí)，第一級(jí)混頻器的輸入IP2(IIP22)應(yīng)該用等效的IP2代替，它考慮了在RF濾波器中引入選擇性的效應(yīng)，這個(gè)等效的IIP22可以寫(xiě)作：在方程(26)的基礎(chǔ)上，可以推出更加通用的、計(jì)算由M級(jí)級(jí)聯(lián)組成的接收機(jī)RF前端的總輸入IP2的公式。每一級(jí)的線(xiàn)性增益為(gn)，輸入IP2(iip2n,瓦特)，對(duì)引入帶內(nèi)IM2產(chǎn)物的半中頻CW信號(hào)頻率的選擇性參數(shù)為(sn)：其中Sn(dB) = 10.log10(sn)。電路故障查找的好幫手- 示波器與邏輯分析儀示波器與

48、邏輯分析儀是模擬與數(shù)字電路設(shè)計(jì)上的重要儀器。在電子實(shí)驗(yàn)室中最常見(jiàn)的便是示波器，大部分的工程師也能輕易操作它，然而如何能充分發(fā)揮這些儀器的功能、存儲(chǔ)并顯示無(wú)失真的波形，以及找出產(chǎn)品不正常工作的問(wèn)題所在，則是許多硬件研發(fā)人員需了解的。本文由基本的取樣概念開(kāi)始，提供幾個(gè)示波器與邏輯分析儀的秘訣，幫助研發(fā)人員更加了解示波器與邏輯分析儀，增強(qiáng)電路查找故障的技巧。   取樣技術(shù) 要將待測(cè)信號(hào)真實(shí)地經(jīng)由取樣而呈現(xiàn)在示波器上，必須滿(mǎn)足奈奎斯Nyquist取樣理論，即取樣頻率fs大于信號(hào)最高頻率的2倍，以保證信號(hào)每一周期上至少有兩個(gè)取樣點(diǎn)： fs > 2 BW 其中，最小的取樣率稱(chēng)為奈奎斯取樣率

49、。但實(shí)際上，要得到較準(zhǔn)確的波形，2倍是不夠的。 由于取樣頻率與頻寬常被混淆在一起，因此一般示波器會(huì)用每秒多少個(gè)取樣點(diǎn)(Sa/sec)來(lái)描述取樣頻率，而以百萬(wàn)赫茲(MHz)來(lái)表示頻寬。一般而言，取樣技術(shù)可分為單次取樣和重復(fù)取樣兩大類(lèi)。 最常見(jiàn)的示波器都是使用單次取樣來(lái)擷取數(shù)據(jù)，這也是最直接的方法。取樣時(shí)只是按照取樣頻率將整個(gè)波形一點(diǎn)一點(diǎn)儲(chǔ)存下來(lái)，遇到一次觸發(fā)條件便完成所有取樣，因此可以捕捉到非周期性的瞬態(tài)，故名為單次取樣。單次取樣在長(zhǎng)時(shí)間數(shù)據(jù)收集時(shí)，存儲(chǔ)深度是必須考慮的因素。對(duì)于一固定的取樣頻率，每一個(gè)通道的存儲(chǔ)深度越深，越能擷取越長(zhǎng)的數(shù)據(jù)，否則就必須降低取樣頻率，犧牲信號(hào)的頻寬以及分辨率，甚至

50、造成膺頻的現(xiàn)象。避免膺頻的方法須盡可能提高取樣頻率，或者儀器本身增加一個(gè)低通濾波器（LFT），濾掉過(guò)高頻的信號(hào) 如果我們要捕捉的是周期性信號(hào)，示波器就不必在一個(gè)周期內(nèi)完成取樣，這個(gè)概念衍生出重復(fù)取樣技術(shù)。在每一次遇到觸發(fā)條件時(shí)作取樣，最后將多次取樣結(jié)果相疊重建出波形，因此就像是有了較高取樣頻率（例如1GHz）的示波器。重復(fù)取樣技術(shù)包括順序與隨機(jī)重復(fù)取樣兩種。順序重復(fù)取樣技術(shù)系在每個(gè)觸發(fā)條件后一段延遲時(shí)間取樣一點(diǎn)，每次增加延遲的時(shí)間 ，只要自觸發(fā)點(diǎn)到取樣點(diǎn)的時(shí)間能精確控制，理論上是有最高的準(zhǔn)確度。不過(guò)取樣點(diǎn)越密集，整個(gè)重建時(shí)間也拖得越久，同時(shí)，此種技術(shù)無(wú)法看到觸發(fā)點(diǎn)以前（pre-trigger）

51、的數(shù)據(jù)。隨機(jī)重復(fù)取樣，顧名思義為取樣點(diǎn)隨機(jī)分布，因此可能落在觸發(fā)點(diǎn)以前，示波器的時(shí)間電路必須要計(jì)算觸發(fā)點(diǎn)與取樣點(diǎn)的時(shí)間差，以正確的疊出波形。隨機(jī)重復(fù)取樣在每次觸發(fā)條件附近做5點(diǎn)取樣。許多示波器都采用單次取樣與隨機(jī)重復(fù)取樣技術(shù)，在低頻時(shí)可采用前者，高頻時(shí)則使用后者。 峰值檢測(cè)模式（Peak Detect） 在對(duì)微處理器進(jìn)行故障查找上，我們常期望能將無(wú)法預(yù)期的偶發(fā)事件擷取下來(lái)觀察。例如希望能擷取到一個(gè)占空比只有0.005%的窄脈沖，了解造成電路錯(cuò)誤動(dòng)作的原因。傳統(tǒng)的取樣技術(shù)受限于內(nèi)存有限，在長(zhǎng)時(shí)間數(shù)據(jù)搜集時(shí)，示波器會(huì)自動(dòng)降低取樣率，以避免未捕捉到一個(gè)完整波形以前，內(nèi)存就已經(jīng)滿(mǎn)了。 欲利用擁有50K

52、內(nèi)存的示波器擷取一毫秒（ns）的數(shù)據(jù)，取樣率應(yīng)為50MSa/sec，如此一來(lái)，只能碰巧才能捕捉到一個(gè)2.5ns的窄脈波。峰值檢測(cè)模式則是儲(chǔ)存并顯示每個(gè)取樣周期中的最大值以及最小值，因此無(wú)論示波器在何種掃描速率下，都可完全捕捉到2.5ns的窄脈波。 在長(zhǎng)時(shí)間觀察波形時(shí)，峰值檢測(cè)模式是最有用的，不過(guò)，若要測(cè)量峰值變化的上升時(shí)間、脈沖寬度等詳細(xì)的參數(shù)分析，則必須利用高取樣率配合毛刺觸發(fā)，捕捉無(wú)失真的波形來(lái)觀察。 毛刺觸發(fā)（Glitch trigger） 毛刺是信號(hào)上不想要的電壓改變，是數(shù)字電路中特別常見(jiàn)的問(wèn)題。雖然有些電路可以允許這些毛刺的存在，但大部份電路卻會(huì)因?yàn)槊潭a(chǎn)生誤動(dòng)作，造成系統(tǒng)不正常。

53、因此如何辨別毛刺并將其捕捉下來(lái)進(jìn)一步分析，便成為一個(gè)重要的課題。 要如何才能分析隔十小時(shí)才會(huì)發(fā)生一次的毛刺呢？我們不可能一直守候在儀器旁，儀器也沒(méi)有足夠的內(nèi)存來(lái)儲(chǔ)存數(shù)十小時(shí)的所有數(shù)據(jù) 。因此必須告訴它要在毛刺時(shí)作觸發(fā)，將整個(gè)毛刺前后的數(shù)據(jù)擷取下來(lái)，以分析毛刺發(fā)生的原因。例如不同路徑（trace）間的電容耦合、電源漣波、組件上之高瞬態(tài)電流、或其它各種可能的事件。因此配合毛刺觸發(fā)，可在快速時(shí)間下利用示波器的高取樣速率，仔細(xì)捕捉、分析可疑的干擾。 此外，用邏輯分析儀亦可達(dá)到類(lèi)似的功能。在邏輯分析儀的時(shí)序分析中，如果信號(hào)在兩個(gè)相鄰取樣點(diǎn)間，通過(guò)門(mén)限電壓（threshold）兩次，便定義并記錄為毛刺，這

54、樣很容易便可捕捉到惱人的毛刺了。值得注意的是，邏輯分析儀中的“毛刺觸發(fā)”功能啟用時(shí)，儀器會(huì)內(nèi)定一個(gè)最高的輔助取樣速率（例如：1Gsa/sec），根據(jù)定義判斷是否存在毛刺，不過(guò)顯示在邏輯分析儀上的仍為內(nèi)存所儲(chǔ)存的數(shù)據(jù)，也就是將原取樣速度之取樣結(jié)果，再加上毛刺的記錄。然而邏輯分析儀的1-bit分辨率只能有0與1的數(shù)字基準(zhǔn)，若要重建實(shí)際波形則可配合邏輯分析儀中的示波器模塊做同步（synchronize）來(lái)觀察。壓控晶體振蕩器選用中的幾個(gè)問(wèn)題摘要本文介紹了壓控晶體振蕩器電參數(shù)的特點(diǎn)以及選用時(shí)注意的問(wèn)題。關(guān)鍵詞壓控晶體振蕩器1、前言壓控晶體振蕩器（VCXO）是通過(guò)紅外加控制電壓使振蕩效率可變或是可以調(diào)制

55、的石英晶體振蕩器。VCXO主要由石英諧振器、變?nèi)荻O管和振蕩電路組成，其工作原理是通過(guò)控制電壓來(lái)改變變?nèi)荻O管的電容，從而“牽引”石英諧振器的頻率，以達(dá)到頻率調(diào)制的目的。VCXO大多用于鎖相技術(shù)、頻率負(fù)反饋調(diào)制的目的。VCXO大多用于鎖相技術(shù)、頻率負(fù)反饋系統(tǒng)及頻率調(diào)制，已是通信機(jī)、移動(dòng)電話(huà)、尋呼機(jī)、全球定位系統(tǒng)（GPS）等眾多電子應(yīng)用系統(tǒng)必不可少的關(guān)鍵部件。VCXO允許頻率控制的范圍比較寬，牽引度一般為（±35±50）×106，實(shí)際可達(dá)±200×106。隨著現(xiàn)代無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)向高頻、寬帶、便攜式方向發(fā)展，要求VCXO具有高頻、高性能、頻率范圍寬、

56、線(xiàn)性度好、頻率穩(wěn)定度優(yōu)、頻率牽引誤差小、噪聲低和封裝尺寸小等特性。世界上各先進(jìn)國(guó)家競(jìng)相開(kāi)發(fā)與生產(chǎn)高水平的產(chǎn)品來(lái)滿(mǎn)足日益增長(zhǎng)的市場(chǎng)需求。表1為美國(guó)十大著名VCXO廠商生產(chǎn)的VCXO品種、性能和價(jià)格1。VCXO技術(shù)規(guī)范中列有多項(xiàng)性能參數(shù)。這些參數(shù)往往是相互關(guān)聯(lián)的。我們不能一味追求某些參數(shù)的高指標(biāo)而忽視由此引起的其它參數(shù)的劣化。例如，VCXO允許的頻率控制范圍就是有限制的。一般來(lái)說(shuō)，如果要求VCXO有較大的牽引度，則它在工作溫度范圍內(nèi)的頻率穩(wěn)定度就較差。反之，如果對(duì)頻率穩(wěn)定度要求高，就很難得到較大的牽引度（>±200×106）。因此，正確了解VCXO的技術(shù)規(guī)范和使用要求，對(duì)

57、于在設(shè)計(jì)上用好這種器件是很關(guān)鍵的。下面我們將介紹VCXO電參數(shù)的特點(diǎn)和選用時(shí)應(yīng)注意的問(wèn)題。2、VCXO的確定首先，要弄清楚具體應(yīng)用場(chǎng)合是需要VCXO，還是一般的振蕩器。當(dāng)設(shè)計(jì)人員希望通過(guò)外加控制電壓來(lái)對(duì)振蕩器的頻率作小范圍的調(diào)諧時(shí)，就應(yīng)選用VCXO器件。我們把這種振蕩器調(diào)諧稱(chēng)為牽引度（pullability）。牽引度用106數(shù)量級(jí)表示。VCXO牽引度的典型值為±50×106±200×106，要得到這種范圍的牽引度，VCXO產(chǎn)品一般采用標(biāo)準(zhǔn)圓形石英晶體。為了滿(mǎn)足牽引度范圍大的要求，設(shè)計(jì)上須用大尺寸晶體（直接0.25英寸0.35英寸）。此外，如果要得到大范圍

58、的牽引度，VCXO產(chǎn)品的晶體應(yīng)是基模晶體。3、頻率穩(wěn)定度要求VCXO用石英晶體作頻率控制元件，其振蕩頻率在工作溫度內(nèi)是穩(wěn)定的。當(dāng)我們對(duì)VCXO進(jìn)行調(diào)諧時(shí)，振蕩頻率會(huì)發(fā)生改變；但偏離標(biāo)稱(chēng)頻率的各個(gè)頻率值在工作溫度范圍內(nèi)同樣是穩(wěn)定的。必須注意，對(duì)于一個(gè)給定的頻率而言，頻率穩(wěn)定度要求越高，要得到大范圍的牽引度就越困難。采用硅解決方案，不能獲得良好的頻率穩(wěn)定度。這是因?yàn)楣璐嬖陬潉?dòng)噪聲和相位噪聲所致。VCXO采用了石英晶體，頻率異常穩(wěn)定，是目前最好的頻率控制器件。表1美國(guó)VCXO性能型號(hào)公司頻率范圍/MHz牽引度/×106頻率穩(wěn)定度/×106工作電壓/V封裝價(jià)格/美元S1318S1550SaRonix3212038.88155.52±25/50±50,±100±50±20,±25,±50(070)±100（4085)SMTDIPJVCXOVectronInternational155150203.3SMTCMVK1526K1528CChampionTec