調(diào)頻廣播發(fā)射技術(shù)

1、調(diào)頻廣播發(fā)射技術(shù) 李 棟中國傳媒大學信息工程學院、概述 1922年發(fā)表調(diào)頻理論的研究報告，1941年美國建立起世界上第一個調(diào)頻電臺。 工作頻段：VHF（視距傳播）； 頻率范圍：87-108MHz； 帶寬：理論帶寬為，有效帶寬為200 kHz左右； 調(diào)頻時主載波的最大頻偏為 75kHz。 調(diào)頻廣播的特點：（1） 失真小 調(diào)頻廣播造成失真的來源不同于調(diào)幅廣播。 調(diào)幅波失真來源：電子管特性曲線的非線性。調(diào)幅信號是幅度變化的信號，與調(diào)制信號成線性的關(guān)系受到損害就意味著失真。 調(diào)頻波失真來源：調(diào)頻波的幅度是恒定的，高頻振蕩的頻率隨著調(diào)制信號線性變化。 失真來源于： a、系統(tǒng)的幅頻特性的不平坦（即不同的頻

2、率成分放大或衰減的幅度不一致，發(fā)生相對幅度的變化）；b、相移頻率特性的非線性（線性：傳輸過程中，頻率高的成分相移大，頻率低的成分相移小，相移與頻率成正比）。（2）抗干擾能力強： 多種干擾電波（天電干擾、工業(yè)干擾、其他電臺的干擾）一般為幅度變化的干擾，而振幅的變化可以通過接收機中的限幅器使其不產(chǎn)生影響，調(diào)頻廣播的干擾影響遠小于調(diào)幅廣播。 （3）便于開辦立體聲、多節(jié)目和附加信息 廣播。（4）發(fā)射機功率利用系數(shù)高，整機效率高， 發(fā)射機在調(diào)制過程中輸出的高頻功率是不變的，攜帶信息的邊帶功率是由載波功率轉(zhuǎn)化而來的。第一節(jié) 調(diào)頻原理一、調(diào)頻的定義與表達式 調(diào)頻與調(diào)相都是使高頻振蕩的相角產(chǎn)生變化，故統(tǒng)稱角度

3、調(diào)制，而高頻振蕩的幅度保持不變。單音調(diào)制時的調(diào)頻波形 調(diào)頻波的數(shù)學表達式 設高頻載波電壓的角頻率為c,在此基礎上疊加一個隨音頻調(diào)制信號u(t)= U cost線性變化的變量（t）,即： （t）=Kf U cost Kf表示單位調(diào)制信號所引起的角頻偏，量綱為弧度/（秒. 伏）調(diào)頻波的瞬時角頻率表達式為： （t）=c +（t） =c+ Kf U cost=c+ cost （ 1-1） 式中： 為音頻調(diào)制信號的角頻率（=2F ） 為調(diào)頻波的頻偏振幅值（=2f） 上式表明：調(diào)頻波的瞬時角頻率（t）在（c+）與（c-）之間，按照調(diào)制信號的變化規(guī)律而變化。調(diào)頻波的瞬時相位如何變化？ 設未調(diào)高頻振蕩電壓u

4、(t)= Uc cos(ct+0)= Uc cos （t ） （1-2）（t ）= (ct+0)為總相角，0為初始相角。調(diào)制后的總相角為：（t ）= （）d+0 = c+ cos d+0 =c t+(/) sint+0 (1-3)t0t0將式(1-3)的結(jié)果代入式(1-2)，便得到已調(diào)頻波的數(shù)學表達式： u (t)= Uc cos c t+(/) sint+0 = Uc cos c t + mf sint+0 (1-4)式中mf =/=f/F，稱為調(diào)頻指數(shù)，可為任意正值，從物理意義上說，調(diào)頻指數(shù)代表著在調(diào)頻過程中相角偏移的幅度（簡稱相偏振幅）。結(jié)論：（1）、調(diào)頻的同時必然伴隨著調(diào)相，但二 者的

5、規(guī)律不同；（2）、頻偏幅度只與調(diào)制信號的幅度 （大小）有關(guān)，而與調(diào)制信號的頻率無關(guān)；（3）最大相偏與調(diào)制信號的幅度成正比， 而與調(diào)制信號的頻率成反比。請注意：調(diào)頻波中有三個有關(guān)頻率的概念 ：（1）、fc（或c）：未調(diào)載波頻率，即調(diào)頻波的中心頻率；（2）、f（或）：頻偏振幅，表示調(diào)制信號變化時高頻波瞬時頻率偏離中心頻率（載頻）的幅度；（3）、F（ ）：音頻調(diào)制信號頻率，表示在調(diào)頻過程中，每秒鐘高頻振蕩瞬時頻率在其最大值fc +f 與最小值fc f之間往返擺動的次數(shù)（由于調(diào)頻的同時必然伴隨著調(diào)相，因此，也表示每秒鐘高頻振蕩的瞬時相位在自己的最大值與最小值之間往返擺動的次數(shù)）。 二、調(diào)頻波的頻譜分析

6、 調(diào)角信號也可以分解為許多不同頻率與不同幅度的正弦信號之和。對調(diào)角信號進行頻譜分析，可以得出各頻譜分量分布規(guī)律、能量關(guān)系及調(diào)角信號的頻帶寬度。1、頻譜分析 根據(jù)前面的分析，若調(diào)制信號是單頻余弦，則： 已調(diào)頻波為 u (t)= Uc cos c t + mf sint+0 (1-5) 根據(jù)公式cos(A+ B)= cosA.cosB-sinAsinB和cos(A-B)= cosA.cosB+sinAsinB，將式(1-5)中的 msint視為A , （c t + 0）視為B,進行變換，得到： u (t)= Uc cos c t + msint+0 = Uc cos (msint)cos(c t+

7、 0)-sin(msint)sin(c t+ 0) (1-6)將上式展開為貝塞爾函數(shù): cos (msint)= J0 (m)+2 J2 (m)cos2t+2 J4 (m)cos4t+. =J0 (m)+ 2 J2n(m)cos2nt (1-7) sin(msint)= 2 J1 (m)sint +2 J3 (m)sin3t +2 J5 (m)sin5t +. =2 J2n+1 (m)sin(2n+1)t (1-7)1n0n 將式(1-6) 和(1-7)代入 (1-5)，并利用公式2cosAcosB=cos(A+B)+ cos(A-B) 與 -2sinAsinB= cos(A+B)- cos(

8、A-B) ,可得到以下結(jié)果： u (t)= Uc J0 (m) cos（c t +0 ）-2 J1 (m)sint sin（c t +0 ）+2 J2 (m)cos2t cos（c t +0 ）-2 J3 (m)sin3t sin（c t +0 ）+2 J4 (m)cos4t cos（c t +0 ）-2 J5 (m)sin5t sin（c t +0 ） = Uc J0 (m) cos（c t +0 ）- ( 載頻) + Uc J1 (m)cos(c+)t+0- cos(c- )t+0- (第一對邊頻) + Uc J2 (m)cos(c+2)t+0+ cos(c- 2)t+0- （第二對邊頻）

9、 + Uc J3 (m)cos(c+3)t+0- cos(c- 3)t+0+- （第三對邊頻）= Uc Jn (m)cos(c+n)t+0 (1-8)n 式中Jn (m)為調(diào)制指數(shù)為m的n階第一類貝塞爾函數(shù)（n為階數(shù)、m為自變量），并有以下關(guān)系： （-1）n Jn (m) = J-n (m) (1-9) 即n為偶數(shù)時， Jn (m) = J-n (m)；n為奇數(shù)時，- Jn (m) = J-n (m) 。由以上分析可知，載波被單音頻信號調(diào)頻后產(chǎn)生的頻譜，除了載頻分量c外，上下各有無數(shù)個邊頻分量cn，它們與載頻分量的距離恰為調(diào)制信號頻率的整數(shù)倍，奇次上下邊頻分量的相位相反，偶次上下邊頻分量的相位

10、相同，載頻分量及各邊頻分量的振幅，由對應的各貝塞爾函數(shù)值確定。貝塞爾函數(shù)值隨m變化的規(guī)律2、功率關(guān)系 當不調(diào)制時，m=0，J0 (m) = J0 (0)=1，而J1 (0)= J2 (0)= J3(0)-=0； 在調(diào)制時，J0 (m) 、J1(m) 、J2(m) 、J3(m) 、都隨m而變化。 但是，J0 (m)除了m=0時等于1外，m0時總是小于1。 這說明載波分量的能量分配到其他邊頻分量中去了，綜合能量應與未調(diào)制時的載波狀態(tài)完全相同?，F(xiàn)證明如下： 載波狀態(tài)的功率：Pc = U2c /(2R) (R為負載電阻) 調(diào)制狀態(tài)的功率： P，= U2c /(2R) Jn 2(m) 由貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)

11、可知， Jn 2(m)= J0 2(0)=1 nn 因此 ， ， 調(diào)頻后的平均功率沒有發(fā)生變化，只是“轉(zhuǎn)移”或“轉(zhuǎn)化”，轉(zhuǎn)化的程度由m決定。對于某些特定的m值，J0(m) =0 ，說明此時載波功率全部轉(zhuǎn)移到邊帶中去了。 調(diào)頻時，調(diào)制信號只起著控制功率分配的作用，它本身不提供功率。 結(jié)論： 不論調(diào)制指數(shù)m為何值，調(diào)頻波各頻率分量的功率之和總是等于未調(diào)載波的功率。從能量守恒的關(guān)系來考慮，由于調(diào)頻波的幅度是固定不變的，因此，上述結(jié)論也是成立的3、載波與邊帶波的相對幅度隨調(diào)制指數(shù)m的變化趨勢分析 由變化趨勢可以看出，隨著m的增加，代表載頻和邊頻相對幅度的各系數(shù)J0 (m) 、J1(m) 、呈簡諧衰減曲

12、線變化。從曲線還可以看出，對于某些m，載頻或某些邊頻的振幅為0。 例如，m為2.405 5.520 8.653 -，時J0 (m)=0，利用這一現(xiàn)象，可以測定調(diào)制指數(shù)m和頻偏f。頻偏測量方法與原理： 用某已知頻率F（例如F=13586 .8Hz）去調(diào)制載波，由0逐漸增大調(diào)制信號的幅度（即增大調(diào)制系數(shù)m，用頻譜分析儀觀察到J0的幅度由1（相對值）逐漸減小到0，這就是第一個載波0點， J0 (2.405)=0，此時的m=2.405，根據(jù)公式f=mF，可計算出f=32.7kHz。如繼續(xù)增大調(diào)制信號的幅度，使載波出現(xiàn)第二個0點， J0 (5.520)=0，此時的 m=5.520，可計算出f=75kHz

13、。4、調(diào)頻波的有效帶寬 上述的理論分析已經(jīng)表明，調(diào)頻波的頻譜無限多，理論帶寬為無窮大。但是對于給定的m值來說，高到一定次數(shù)的邊頻分量的振幅小到可以忽略不計的程度，對于工程上來說，不會帶來顯著的誤差與影響。 如果忽略掉幅度小于1/10 未調(diào)載波幅度的那些邊頻分量，就能保留住調(diào)頻波的99%的能量（1-0.12=0.99）。根據(jù)貝塞爾函數(shù)表可以發(fā)現(xiàn)，邊帶次數(shù)凡是高于（m+1）的頻率分量，其幅度都小于0.1，由此確定出的有效帶寬為： B=2（m+1）F=2（f+F） 對于高質(zhì)量的調(diào)頻廣播來說，為了滿足良好的失真指標，要求保留更多的邊帶，忽略掉幅度小于1/100 未調(diào)載波幅度的那些邊頻分量，保留住調(diào)頻波

14、的99.99%的能量（1-0.012=0.9999）。這時，有效帶寬就不能用一個簡單的公式來表明。 但根據(jù)貝塞爾函數(shù)表和m值，可以查得應保留的邊帶次數(shù)n,則有效帶寬為：B=2nF。 例如，當用F=15kHz的調(diào)制信去調(diào)制，且調(diào)頻波的頻偏達到最大值f=75kHz，算出m=f/F=75kHz /15kHz=5，查貝塞爾函數(shù)表得到n=8，則有效帶寬為B=2nF=240 kHz。 假設調(diào)制信號的頻率F降低為3.75 kHz，頻偏仍達到最大值f=75kHz，則m=75kHz /3.75 kHz =20，查得n=24,得到B=180 kHz。 雖然m增大了，有效邊帶次n數(shù)多了，但由于調(diào)制頻率F低了，各相鄰

15、邊頻之間的間隔小了，所以帶寬并不加寬多頻信號調(diào)制的已調(diào)波的頻譜 用多頻信號對載波進行調(diào)頻，已調(diào)波的頻譜成分非常復雜，它既包含載波分量、各音頻分量形成的各次邊頻成分，各音頻分量的基波、各次諧波之間的和差組合頻率形成的邊頻成分。 在雙頻（1和2）信號調(diào)制的情況下，已調(diào)波可表達為： u (t)= = Uc Jn (m1) Js (m2) cos(c+ n1+ s2)tns 由上式可以看出，當s=0 , m2=0時，相當于只用1的信號對載波調(diào)頻，于是產(chǎn)生一系列上下邊頻，用（c+ n1）= （c | n| 1 ）表示，各邊頻的幅度分別為未調(diào)載波的振幅乘以各階Jn (m1)值。 當頻率為2的信號不為0時，

16、相當于頻率為2的信號對一系列新的載波調(diào)頻，這一系列新的載波的幅度為Uc Jn (m1)，新的載波的頻率為c+ n1，n為-+。 這相當于對已調(diào)頻波再次進行調(diào)頻，相當于對原來單頻調(diào)制的已調(diào)波的每一譜線進行調(diào)頻，在每一譜線的兩邊又制造出一系列上、下邊頻，譜線為c+ n1+ s2，幅度是在原來幅度Uc Jn (m1)的基礎上再乘以Js (m2)。 三、調(diào)頻的方法1、直接調(diào)頻 通過改變回路元件的參數(shù)實現(xiàn)調(diào)頻。LC振蕩回路的諧振頻率由L和C的參數(shù)決定，用調(diào)制信號控制L或C的大小，進而控制振蕩頻率而實現(xiàn)調(diào)頻。 例如，接入振蕩回路中的變?nèi)荻O管，可以作為電壓控制的電容元件，受調(diào)制信號電壓控制而改變電容量，從

17、而使回路振蕩頻率改變。2、間接調(diào)頻 通過調(diào)相實現(xiàn)調(diào)頻。3、通過數(shù)字信號處理，用計算的方法實現(xiàn)調(diào)頻。 第二節(jié) 調(diào)頻廣播的加權(quán)技術(shù) 在調(diào)頻系統(tǒng)中，由于微分噪聲頻偏與微分噪聲相偏的關(guān)系為dfn =fdn ,調(diào)頻噪聲電壓與頻率成正比，其結(jié)果是，對于高音頻信號來說，信噪比下降。 為了提高其信噪比，在調(diào)頻廣播中通常使用一種加權(quán)方法，即人為在接收機鑒頻器后的音頻系統(tǒng)中加上高音頻衰減網(wǎng)絡使高音頻段內(nèi)幅度較高的噪聲得到衰減。接收機中的這種措施稱為“去重”，相應的衰減網(wǎng)絡叫去重衰減。 但是，在去重的同時，節(jié)目信號的高音頻成分也衰減了，使節(jié)目原貌發(fā)生變化。為了保持廣播節(jié)目的本來面目，在發(fā)射端，人為地將音頻調(diào)制信號的

18、高音頻成分加以提升，這中措施叫“預加重”，即通過高音頻提升網(wǎng)絡增強高音。 如果“預加重”量與“去重”量相當，就能既完好保持節(jié)目的本來面貌（各種頻率成分的振幅固有關(guān)系），不會發(fā)生頻率失真，又抑制了高音頻成分的噪聲。由于節(jié)目信號的高能量信號主要集中在低音頻和中音頻段，大幅度的高音頻成分很少，因此，由于預加重而產(chǎn)生過調(diào)制的概率很小。一、預加重與去重特性 國際上對預加重與去重特性有明確的規(guī)定，發(fā)射端調(diào)頻器之前的預加重頻率特性必須與接收端鑒頻器后的去重頻率特性成反函數(shù)的關(guān)系。 預加重頻率特性為：Fp() = = = (2-1)去重頻率特性為： Fd() =1/ =1/ =1/ (2-2)012ff012

19、f221012ff012f221習慣上將預加重和去重頻率特性用對數(shù)表示，預加重頻率特性為： 20lgFp() =10 lg 1+ (2f )2 （dB） （2-3） 去重頻率特性為： 20 lg Fd()=-10 lg 1+ (2f )2 （dB） (2-4) 式 (3-1) -(3-4)中的f0是幅度提升3dB或衰減3dB時的頻率。 = 1/0=1/(2f0) ,具有時間量綱，稱為時間常數(shù)。 不同的值對應不同的頻率特性。通常規(guī)定 =50s或 =75s。我國在調(diào)頻廣播中規(guī)定 =50s。 不同值的預加重特性 由曲線可以看出，使用不同的值，同一提升量對應不同的頻率，或者說同一頻率時有不同的提升量。

20、二、預加重與去重網(wǎng)絡1、預加重網(wǎng)絡 電路參數(shù)的配置要求RR0，(1/c)R0，=RC。預加重網(wǎng)絡由圖可以看出：E2/E1 = R0/R/（1/jc）+ R0 (R0/R)（1+jRc）=(R0/R)（1+j）,|E2/E1|=(R0/R) Fd(), (R0/R)為衰減系數(shù)，由等量的放大來補償。 2、去重網(wǎng)絡 E2/E1=(-j1/c)/R-j1/c=1/(1+jRc)= 1/(1+j), |E2/E1|= Fd()。第三節(jié)導頻制調(diào)頻立體聲廣播 為了實現(xiàn)兼容性與逆兼容性，調(diào)頻立體聲廣播都保留單聲道廣播時傳送的信號部分，也就是繼續(xù)傳送左、右信號的“和”信號（單聲道信號），在基帶中占據(jù)0-15KH

21、z的范圍（實際為30Hz-15KHz），稱為主信道；在主信道的基礎上，通過頻譜搬遷形成一個副信道，在副信道傳送左、右信號的“差”信號。主、副一起對主載波調(diào)頻。 用差信號對38KHz的副載波進行雙邊帶調(diào)幅時，是將副載波分量全部抑制掉。然而，為便于接收機恢復載波以解調(diào)出差信號，另外再傳送一個19KHz的導頻信號。 導頻制的立體聲復合基帶信號可表示為： e (t)=M+S cosSt+ pcos (S/2) t M=（L+R)/2 , S=（L-R)/2, S =2fs, fs=38kHz 導頻制立體聲復合基帶信號頻譜圖 在導頻制中，復合基帶信號對主載波調(diào)頻時的頻偏分配：M與S cosSt最大分別占

22、總頻偏的90%，而pcos (S/2) t固定占10%。由于M信號達到最大時，S信號必然為0；反之，S號達到最大時，M信號必然為0。此起彼伏，稱為蜂房效應，可以保證M與S cosSt相疊加的任何瞬間產(chǎn)生的總頻偏不會超過90%（相當于75kHz X 90%=67.5 kHz ）。 在接收端，調(diào)頻波經(jīng)解調(diào)后得到立體聲復合基帶信號，經(jīng)低通濾波器選出和信號M，經(jīng)過帶通濾波器選出副信道信號，與由導頻信號倍頻后得到的副載波信號相加，再經(jīng)幅度解調(diào)電路得到差信號S，M與S經(jīng)和差組合得到L和R信號：M+S=（1/2）（L+R）+（1/2）（L-R）=L M-S=（1/2）（L+R）-（1/2）（L-R）=R 立

23、體聲分離度 立體聲廣播要求左、右兩聲道之間的相互串擾要小，一般要求達到40dB以上。表示左、右兩聲道之間相互串擾的程度稱為立體聲分離度，它是立體聲的特征指標。 當只有L（或R ）信號調(diào)制時，經(jīng)理想解碼器解碼后輸出的L（或R ）聲道的信號電壓為L0（或R0 ），此時 L（或R ）信號 串入到R（或L ）聲道的信號電壓為 RL （或LR），則二者絕對值之比即為立體聲分離度，用下式表示為： Se =20 lg ( L0 / RL ) =20 lg (M+S)/ (M-S) dB影響立體聲分離度的因素： 振幅失真相位失真導頻相位 正確的導頻與副載波信號之間的相位關(guān)系 第四節(jié)第四節(jié)功率合成與分配技術(shù)功率

24、合成： 通過功率合成網(wǎng)絡，將多個高頻功率放大器的輸出功率相加；功率分配： 通過功率分配網(wǎng)絡，將高頻信號功率均勻、互不影響地同時分配給多個獨立的負載，使每個負載獲得功率相等、相位相同（或相反）的信號。常用方法： 傳輸線變壓器、傳輸線定向耦合器和1/4波長傳輸線等。 功率合成與分配是相互聯(lián)系的，用作功率合成的晶體管，必須通過功率分配而得到激勵信號。 合成網(wǎng)絡與分配網(wǎng)絡的結(jié)構(gòu)是相同的，其區(qū)別不過是信號源與負載相互調(diào)換了位置。一、3dB帶狀線定向耦合器 帶狀線定向耦合器是一個四端口器件，線長為中心頻率所對應的波長的1/4，各端口都接以匹配負載。若信號源由端口1接入，則端口2、4有輸出，而3端沒有輸出。

25、 帶狀線定向耦合器結(jié)構(gòu)示意圖 帶狀線定向耦合器有如下特性：（ 1）、若信號源由端口1接入,出端2是通過電磁耦合而輸出能量，稱為耦合端； 4端是靠傳導而輸出能量，稱為直通端；3端無能量輸出，稱為隔離端。 （2）、 2端輸出電壓與輸入端1輸入電壓同相，電壓大小之比稱為電壓耦合系數(shù)K0= |U2/U1|，其功率與輸入功率之比，稱為功率耦合系數(shù)C0= K20= |U2/U1|2，通常用dB表示為： C0=10 lg |U2/U1|2 (2-2) 根據(jù)帶狀線理論，K0= ， K20=0.5, 即 ： P2=0.5 P1 , 用dB表示的耦合度： 20 lg |U2/U1|=10 lg |U2/U1|2=

26、-3dB （2-3） 22（3）、輸出端4的 U4與U1的關(guān)系： U4=（ ）U1 （2-4） P4/ P1= |U4/U1|2=0.5 , 10 lg P4/ P1 =-3dB (2-6) ej90022(4) 、 2端的輸出功率與隔離端3的輸出功率之比，稱為定向耦合器的定向系數(shù)，通常用dB表示為： D=10 lg |U2/U3|2 = 10 lg P2/P3 （ dB） (2-7) 在理想情況下，U3=0，D為無窮大。實用中一般對D提出一個起碼的要求，例如要求大于35 dB。（5）、電壓駐波比（VSWR）： 電壓駐波比的定義為：VSWR=（入射波電壓+反射波電壓）/（入射波電壓-反射波電壓

27、） （2-8） 取決于各端的匹配程度，一般要求小于1.1 (相當于反射電壓小于0.0476入射電壓)。二、3dB帶狀線定向耦合器功率合成與分配 （一） 3 dB定向耦合器功率分配 將輸入信號U1（振幅值）加于端口1， 各端口功率關(guān)系如下： P1= (1/2)U12/R P2= (1/2) ( U1)2 /R = (1/2) P1 P3=0 P4= (1/2) ( U1)2 /R = (1/2) P12端和4端各分得一半的輸入功率,實現(xiàn)了功率分配(但電壓相位差900) 2222（二）功率合成 將兩個相位差900的信號源分別加在3 dB定向耦合器的兩個相互隔離端,例如2端和4端,則可實現(xiàn)在3端的功

28、率合成。 3 dB定向耦合器功率合成設u2= U2 , u4= U4 , 對于u2而言, 1端為耦合端,得到同相的耦合電壓 U1 = U2 。而3端為直通端,得到落后900的直通電壓 U3= U2 。 ej00ej90022ej0022ej900對于u4而言, 3端為耦合端,得到同相的耦合電壓U3”= U4 ，而1端為直通端,得到落后900的直通電壓 U”1= U4 22ej90022ej1800因此,在兩個電源的共同作用下,當U2=U4=U時：1端的輸出電壓為U1=U1 +U”1 = U2 + U4 =0，3端的輸出電壓為U3=U3 +U”3 = U2 + U4 = U 。22ej0022e

29、j18002222ej900ej9002ej900端口2和4輸入功率分別為： P2= (1/2) U2 /R ， P4= (1/2) U2 /R1端輸出功率為P1=0；3端輸出功率為P3=(1/2)（U）2 / R =2 P2= 2P4 當U2和U4相位差900，但U2U4時，會有少量的功率傳到1端的吸收電阻而被消耗掉。三、威爾金遜網(wǎng)絡功率分配與合成 威爾金遜網(wǎng)絡是基于/4傳輸線的阻抗變換作用，利用阻抗變換功能將要合成（或要分配）的各路功率進行阻抗變換后，再并聯(lián)合成（或分配）212ZZW在 ， 的條件下，n個功率放大器只有m個工作，（n-m）個出故障，此時，送入負載上的功率為：bLRRR00R

30、nW ,)/(02,PnmPL 是每個功率放大器輸出的功率。 平衡電阻上消耗的功率為：0P0/ )(PnmnmPb四、調(diào)頻與電視廣播用雙工器與多工器 調(diào)頻廣播或電視廣播發(fā)射機，可借助雙工器或多工器，實現(xiàn)不同頻率的信號功率的合成，共用一條饋線和一套天線。（一）、等臂3 dB 橋濾波式雙工器 分別將兩個3dB耦合器和濾波器對臂連接成橋式，構(gòu)成橋式雙工器。濾波器可分為帶阻式（陷波式）和帶通式兩種。 1、等臂、等臂3 dB 橋帶阻式雙工器橋帶阻式雙工器等臂3 dB橋帶阻式雙工器構(gòu)成 圖像信號由3 dB定向耦合器I送入，經(jīng)耦合器I進行功率分配（兩路電壓相差900），兩個帶阻（對伴音而言）濾波器對圖像信號

31、來說無影響，可以暢通無阻地通過，兩路相差900的圖像電壓，通過耦合器II，在天線端實現(xiàn)功率合成。 伴音信號由3 dB定向耦合器II送入，經(jīng)進行功率分配，兩路電壓相差900，沿著等臂長向兩個帶阻(對伴音而言)濾波器傳去，形成全反射后又返回耦合器II，也在天線端進行功率合成。 帶阻濾波器并非理想，漏過的伴音信號送入耦合器I，在吸收電阻R0上合成而消耗掉，而不會送到圖像發(fā)射機。等臂3 dB橋帶阻式雙工器既實現(xiàn)了在天線上的功率合成，又使圖像發(fā)射機和伴音發(fā)射機相互隔離。 2、等臂、等臂3 dB 橋帶通式雙工器橋帶通式雙工器 等臂3 dB 橋帶通式雙工器構(gòu)成 與等臂3 dB橋帶阻式雙工器不同，一是將圖像與

32、伴音信號的位置相互對調(diào)，二是兩個濾波器對伴音信號是帶通（對圖像來說是帶阻）。分析方法同上，在正常工作情況下，圖像與伴音信號在天線合成。3、實用的電視廣播雙工器、實用的電視廣播雙工器 有效抑制fv 4.43MHz（fv為圖像載波頻率）頻率成分，降低對鄰頻道的干擾，是實際的圖像與伴音雙工器要考慮的問題。 實用的電視廣播雙工器 組成部分：3dB定向耦合器I和II，兩個伴音反射器，兩個（fv 4.43MHz）頻率成分反射器，一個吸收電阻R0。工作原理如下： 圖像信號：由3dB定向耦合器I的1端輸入，由2端和4端輸出兩路差相900的信號。反射元件對圖像信號呈并聯(lián)諧振，故無反射而直接送到3dB定向耦合器I

33、I的1端和3端，在耦合器II的4端功率合成而送往天線，在2端相互抵消，不影響伴音發(fā)射機。 伴音信號：由3dB定向耦合器II的2端輸入，經(jīng)3dB定向耦合器II的1端和3端輸出兩路差相900的信號，由于伴音反射器對伴音信號呈短路狀態(tài)，兩路信號在此形成全反射，又返回3dB定向耦合器II的1端和3端，最后在3dB定向耦合器II的4端功率合成而送往天線，在2端相互抵消而不返回伴音發(fā)射機。 實際上伴音反射器對伴音信號不可能實現(xiàn)理想全反射，回有少量的功率傳到3dB定向耦合器I，如果漏過去的功率相同，二者將在耦合器I的1端相互抵消而不會影響圖像發(fā)射機，在耦合器I的3端相疊加，被吸收電阻吸收。 圖像發(fā)射機送來的

34、圖像信號中的fv4.43MHz頻率成分，經(jīng)fv 4.43MHz反射器全反射后，返回耦合器I的2端和4端，最后在1端相抵消而不送回圖像發(fā)射機，在3端疊加而被吸收電阻吸收。（二）、等臂3 dB 橋濾波式多工器 由兩個等臂3 dB 橋可構(gòu)成三工器 ，可以實現(xiàn)三種不同頻率的信號合成，例如一套電視節(jié)目的圖像與伴音以及一套調(diào)頻節(jié)目的功率合成。等臂3 dB 橋帶阻式三工器原理圖 第一個3 dB 橋中的濾波器對伴音信號來說是帶阻，對圖像信號來說是帶通；伴音和圖像信號先在第一個3 dB 橋中合成后，送入第二個3 dB 橋，再與FM信號在天線合成。第二個3 dB 橋中的濾波器對FM信號是帶阻，對圖像與伴音信號來說

35、是帶通。 等臂等臂3 dB 橋帶通式三工器橋帶通式三工器 等臂3 dB 橋帶通式三工器原理圖星形雙工器 最簡單的星形雙工器適用于調(diào)頻廣播發(fā)射機。 陷波器組成的星形雙工器陷波器N2對信號f1呈現(xiàn)高阻抗，而陷波器N1對信號f1形成串聯(lián)諧振，呈現(xiàn)極低阻抗，相當于1/4傳輸線的負載為0，其輸入阻抗為無窮大，即圖的右側(cè)部分對信號f1呈現(xiàn)高阻抗，促使信號f1直接送往天線；同理，圖的左側(cè)部分對信號f2呈現(xiàn)高阻抗，促使信號f2直接送往天線。 也可用帶通濾波器構(gòu)成星形雙工器，它由f1和f2帶通濾波器和一個分支電路組成。 帶通濾波器組成的星形雙工器 f1帶通濾波器使頻率為f1的信號順利到達分支點，由于f2帶通濾波

36、器對f1呈現(xiàn)低阻抗，經(jīng)1/4傳輸線的阻抗變換，在分支點對f1來說相當于開路，于是，f1的信號功率只送往天線。 同理，f1帶通濾波器對f2呈現(xiàn)低阻抗，經(jīng)2/4傳輸線的阻抗變換，在分支點對f2來說相當于開路，于是，f2的信號功率只送往天線。 帶通濾波器類似雙回路并聯(lián)諧振電路，輸入輸出采用耦合環(huán)耦合。 星形雙工器的特點是線路簡單，造價低。但是，它只是通過一組帶通濾波器隔離，f1與f2之差不能太小。當f1-f2 =1.3MHz時，隔離度只有20dB, 當f1-f2 =2.0MHz時, 隔離度只有27dB。星形濾波式多工器 三部發(fā)射機經(jīng)過三個帶通濾波器和三段饋線匯接于O點（稱為星點），由O點將三路合成的

37、信號送往天線。F1、F2、F3是三個不同頻率的信號的帶通濾波器，通帶寬度與三個信號的要求相應，有足夠小的插入損耗。 。星形濾波式三工器構(gòu)成原理圖 諧振于f2和f3的帶通濾波器 F2和F3及其引線L2和L3在星點O并聯(lián)后，對頻率為f1的信號來說，呈并聯(lián)諧振，呈現(xiàn)高阻抗，使f1信號直接送往天線。同理，F(xiàn)1和F3及其引線L1和L3在星點O并聯(lián)后，對頻率為f2的信號呈現(xiàn)高阻抗；F1和F2及其引線L1和L2在星點O并聯(lián)后，對頻率為f3的信號呈現(xiàn)高阻抗。三路信號可以互不影響地在天線合成。混合型三工器 當輸入頻道中最高頻率和最低頻率相差4MHz以上時，可以把星形雙工器與3dB橋形雙工器組合成混合型三工器。

38、混合型三工器構(gòu)成 第五節(jié)鎖相環(huán)原理1、鎖相環(huán)路的作用、構(gòu)成與原理 （1）作用 環(huán)路產(chǎn)生一個本振信號，其相位“鎖定”在環(huán)路輸入信號的相位上。相位鎖定是指兩個信號的頻率完全相同，二者的相位差保持恒定值。此外，鎖相環(huán)路還可抑制掉輸入信號的相位抖動，輸出一個“干凈”的信號。 （2）構(gòu)成鎖相環(huán)路由鑒相器、環(huán)路低通濾波器與壓控振蕩器（VCO）組成。 （3）原理 設輸入信號ui(t)和本振信號u0(t)分別是正弦與余弦信號，它們在鑒相器進行比較，鑒相器的輸出電壓e0(t)是二者相位差的函數(shù)。環(huán)路低通濾波器濾掉e0(t)中的高頻分量，將輸出電壓p(t)加到壓控振蕩器（VCO）的輸入端。壓控振蕩器送出的本振信號

39、頻率隨著輸入電壓的變化而變化。 當輸入信號ui(t)和本振信號u0(t)的頻率相同且相位差900時，鑒相器的輸出電壓e0(t)中的低頻分量為零，因此，環(huán)路低通濾波器的輸出也為零，此時壓控振蕩器的振蕩頻率不發(fā)生變化，二者的頻率相同且相位差固定不變。 如果輸入信號ui(t)和本振信號u0(t)二者的頻率不一致，鑒相器的輸出電壓e0(t)將產(chǎn)生低頻變化分量，通過環(huán)路低通濾波器使 壓控振蕩器的振蕩頻率發(fā)生變化，這種變化將使本振信號u0(t) 的頻率與輸入信號ui(t) 的頻率二者完全一致起來。 當本振信號u0(t) 的頻率與輸入信號ui(t) 的頻率二者完全一致，二者的相位差保持某一恒定值時，鑒相器的

40、輸出將是一個直流電壓，壓控振蕩器的振蕩頻率將停止變化，這時的環(huán)路處于“鎖定狀態(tài)”。第六節(jié)調(diào)頻廣播發(fā)射機構(gòu)成 調(diào)制式立體聲調(diào)頻激勵器立體聲編碼器： 輸入信號為L和R 輸出信號為立體聲復合信號 調(diào)頻激勵器 壓控振蕩器（VCO）： 產(chǎn)生載波頻率f0,調(diào)制信號（單聲或立體聲復合信號）改變（控制）載波頻率。瞬時振蕩頻率在載波頻率（中心頻率）上下隨著調(diào)制電壓的變化規(guī)律而變化 。 壓控振蕩器用可變電容（變?nèi)荻O管）改變頻率。 變?nèi)荻O管振蕩回路 鎖相穩(wěn)頻單元（PLL/AFC） f0= f0 /n, fr= fr /m, f0與 fr在鑒相器比較，產(chǎn)生誤差信號u d(t),經(jīng)濾除高頻成分后得到控制信號u c(

41、t),送到壓控振蕩期振蕩電路中變?nèi)荻O管的負極，改變電容，進而改變輸出頻率f0 ，使f0 /n逐漸逼近fr /m，達到同頻，接近同相。使振蕩頻率鎖定在晶體基準頻率上，達到穩(wěn)頻的目的。FM調(diào)制器功率放大器 全固態(tài)調(diào)頻發(fā)射機的較大功率的功率放大器，主要由功放模塊、功率分配器和合成器、低通濾波器和定向耦合器組成。 主要指標要求：增益高、效率高、帶寬（調(diào)頻全頻段）和諧波抑制好。 功放模塊是功放電路的基本單元 功率放大管現(xiàn)都采用MOSFET晶體管（BLF278和MFR151G等） MOSFET晶體管是電壓控制器件，當Vgs有較小的變化時，將引起Id較大的變化。 優(yōu)點：輸入、輸出阻抗高，容易實現(xiàn)寬帶匹配；

42、增益高，容易實現(xiàn)對功率的控制；漏源擊穿電壓高，對安全、可靠工作有利；具有負溫度參數(shù)，溫度穩(wěn)定性好；效率高，低導通內(nèi)阻，消耗功率?。?低電壓供電，壽命長。 缺點：由于輸入阻抗高，柵極電流很小，所以在柵極感應的電荷也不易泄放，由此產(chǎn)生較高的感應電壓，造成柵極的絕緣容易被擊穿而損壞；耐受溫度的能力低；承受大駐波比高反射電壓的能力差。 MOSFET晶體管的存放和使用注意事項：存放在防靜電的包裝盒內(nèi)或?qū)⒏麟姌O短路的情況下存放；取用時要采取防靜電措施；安裝時源極S接地要好；用防靜電烙鐵在5秒鐘內(nèi)焊接； MOSFET晶體管一種簡易測量方法： 用M500型三用表10K電阻檔測量柵源兩極和漏源兩極來判斷管子的好

43、壞。 MOSFET晶體管更換方法（1） 用吸錫器、吸錫繩將焊錫吸凈，將損壞的管子拆下，并把電路板焊錫處理平，把安裝管子的散熱部分處理干凈。（2） 帶上防靜電手鐲，將管子底板涂上導熱硅脂，放在電路上，用螺釘擰緊。（3） 用防靜電烙鐵先焊漏極，再焊柵極。場效應推挽管功放模塊方框圖輸入電路：不平衡/平衡、阻抗變換（在87-108MHz范圍內(nèi)保持50） 。 輸出電路：阻抗變換（在87-108MHz范圍內(nèi)保持50） 、平衡/不平衡。 （單管放大電路只有阻抗變換電路。） 要求：輸入與輸出電路的轉(zhuǎn)換、變換電路必須滿足寬帶和匹配要求。 寬帶：87-108MHz 匹配：使變換、匹配電路阻抗的虛數(shù)部分與信號源阻抗

44、的虛數(shù)部分相抵消，同時使他們的實數(shù)部分相同，實現(xiàn)最大的功率傳輸。 輸入與輸出電路可以利用變壓器方式、電感電容集中參數(shù)或分布參數(shù)、微帶線、RF電纜等方式來實現(xiàn)。 用MOSFET晶體管BLF278的300W功放模塊 （飛利浦） 用MOSFET晶體管MFR151G的300W功放模塊（摩托羅拉）（摩托羅拉）發(fā)射機諧波濾波器 要求諧波輸出應低于基波60dB（輸出功率為300W的發(fā)射機，各次諧波的輸出均應小于0.3mW）。 濾波器特性濾波器的輸入阻抗在整個工作頻段中均勻，電壓駐波比優(yōu)于1：1.1；濾波器的插入損耗應盡可能小。 利用定向耦合器檢測發(fā)射機的 入射功率與反射功率 全部功率通過主傳輸線(中間)傳向

45、天線,上下兩邊各有一條耦合帶與主傳輸線相耦合。 入射功率由1端口輸入,由直通端4輸出,從耦合端2可獲得一小部分入射功率，經(jīng)檢波后，得到代表入射功率的直流電壓。 反射功率由4端口輸入,由直通端1返回發(fā)射機,從耦合端2可獲得一小部分反射功率，經(jīng)檢波后，得到代表反射功率的直流電壓。 第七節(jié) 調(diào)頻發(fā)射機供電 功放 放大器需要大功率低電壓直流穩(wěn)壓電源 ,采用無工頻 變壓器的、高頻的 、用脈寬調(diào)制（PDM）方式穩(wěn)壓的電源，簡稱開關(guān)電源。 特點： 允許輸入交流電壓大的波動范圍（超出15%）； 穩(wěn)定精度高，電壓可穩(wěn)定在0.1%以內(nèi)； 效率高，可達95%； 重量輕、體積小。 高壓整流器直接對220伏交流電整流，

46、經(jīng)濾波后得到大約300伏的直流電壓，為高頻變換器的場效應管供電，場效應管的柵極受脈寬調(diào)制器送來的100kHz脈沖控制，場效應管作為開關(guān)管，隨脈沖的有無而導通或關(guān)斷，導通的持續(xù)時間取決于脈沖寬度。 高頻變換器送出的是100kHz的高壓脈沖，經(jīng)脈沖變壓器降壓后進行整流和濾波，送出放大器要求的直流電壓和電流。 穩(wěn)壓原理 直流輸出取樣,將電壓變化信息送到脈寬調(diào)制器,控制脈沖寬度:當輸出電壓低(高)于設定值時,脈寬調(diào)制器輸出的脈沖寬度變寬(窄),從而使輸出電壓上升(下降)。將工頻 變?yōu)楦哳l脈沖的好處： * 變壓器由大而重的工頻變壓器 變成小而輕的脈沖變壓器 ； * 濾波電容和濾波電感值均可變?。?*穩(wěn)壓

47、方法幾乎不消耗功率。 第 八節(jié) 調(diào)頻廣播發(fā)射機的電聲指標 調(diào)頻廣播發(fā)射機的電聲指標是衡量播出質(zhì)量的重要指標，主要包括信噪比、非線性失真和頻響。1. 信噪比：經(jīng)過解調(diào)后的有用音頻信號與噪聲之比，用分貝表示: lg（信號電壓噪聲電電壓）(dB) 2. 非線性失真：解調(diào)后的音頻諧波分量與基波分量之比用百分數(shù)表示: %100)/.(122221uuuun3. 響率響應：解調(diào)后以1KHz音頻為參考點,看（30Hz15KHz）各頻點的平坦度，數(shù)學式為:20 lg(30Hz15kHz電平)/1kHz電平 (dB) 4、殘波輻射：除基波以外的諧波輻射,包括帶內(nèi)、帶外的雜散輻射,用dB表示,數(shù)學公式： S=10

48、 lg (殘波輻射功率基波輸出功率) (dB) 5. 分離度：左右信號間相應的泄漏量,即立體聲左/右信號分離度，數(shù)學式為: S=20 lg EL(或ER)/ ER(或EL) ( dB)6.整機效率：發(fā)射機發(fā)射功率與發(fā)射機從電網(wǎng)吸收的功率（包括照明與冷卻設備等消耗的功率）之比， 調(diào)頻廣播發(fā)射指標測量 GB/T 4311-2000 米波調(diào)頻廣播技術(shù)規(guī)范GY/T 169-2001 米波調(diào)頻廣播發(fā)射機技術(shù)要求和測測量方法量方法 信噪比測量：a.按測量方框圖連接儀器，由發(fā)射機高頻信號耦合器拾取適當電平的高頻信號送給綜合測試儀。b.導頻信號保持10的調(diào)制不變。c.調(diào)頻立體聲發(fā)射機和綜合測試儀分別使用50s

49、預加重和去加重網(wǎng)絡。d.用音頻信號發(fā)生器送1KHz信號到調(diào)頻立體聲發(fā)射機L或R輸入端，使總調(diào)制為100 75KHz頻偏。在解碼器L或R輸出端測得電平值，并以此電平為基準。e.去掉調(diào)頻立體聲發(fā)射機L或R輸入信號，在解碼器輸出端測得噪聲電平值，該基準電平與噪聲電平之差值，即為L或R的信噪比。失真度測量a.按測量方框圖連接儀器，由發(fā)射機高頻信號耦合器拾取適當電平的高頻信號送給綜合測試儀。b.導頻信號保持10的調(diào)制不變。c.調(diào)頻立體聲發(fā)射機和綜合測試儀不使用加重和去加重網(wǎng)絡，音頻信號發(fā)生器分別送0.03KHz、0.04KHz、0.1KHz、0.4KHz、1KHz、3KHz、5KHz、7KHz、10KH

50、z、12KHz、15KHz信號到調(diào)頻立體聲發(fā)射機L或R輸入端，且使總調(diào)制保持100不變。d.在綜合測試儀上測出上述各頻點的L或R失真。頻率響應測量a.按測量方框圖連接儀器，由發(fā)射機高頻信號耦合器拾取適當電平的高頻信號送給綜合測試儀。b.導頻信號保持10的調(diào)制不變。c.調(diào)頻立體聲發(fā)射機和綜合測試儀在不加重和不去重情況下測量。音頻信號發(fā)生器送1KHz信號，加到調(diào)頻立體聲發(fā)射機的L或R輸入端，且使總調(diào)制為100 75KHz頻偏，并記錄此電平值為基準.d.改變音頻信號發(fā)生器的頻率，分別送0.03KHz、0.04KHz、0.1KHz、0.4KHz、1KHz、3KHz、5KHz、7KHz、10KHz、12KHz、15KHz信號到調(diào)頻發(fā)射機L或R輸入端。e.在不加重和不去重時，在綜合測試儀上測量各頻點電平值。與1KHz頻率時的基準電平之差，即為頻點的響應值。立體聲分離度測量 a按測量方框圖連接儀器，由發(fā)射機高頻信號耦合器拾取適當電平的高頻信號送給綜合測試儀。b導頻信號保持10的調(diào)制不變。c調(diào)頻立體聲發(fā)射機和綜合測試儀不使用加重和去加重網(wǎng)絡。d改變音頻信號發(fā)生器的頻率，分別送0.03KHz、0.04KHz、0.1KHz、0.4KHz、1KHz、3KHz、5KHz、7KHz、10KHz、12KHz、15KHz信號到調(diào)頻立體聲發(fā)射機L或R輸入端，且使總調(diào)制保持100不變。e.在立體聲解碼