二重PWM型逆變電路

1、圖6-20 二重PWM型逆變電路 14.0 引 言Ø PWM（Pulse Width Modulation）控制脈沖寬度調(diào)制技術(shù)，通過對一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效地獲得所需要波形（含形狀和幅值）Ø 直流斬波電路采用Ø 斬控式交流調(diào)壓電路，矩陣式變頻電路Ø 本章內(nèi)容Ø PWM控制技術(shù)在逆變電路中應(yīng)用最廣，應(yīng)用的逆變電路絕大部分是PWM型，PWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的應(yīng)用，才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位Ø 本章主要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術(shù)Ø 也介紹PWM整流電路14.1 PWM控制的基本原理

2、Ø 理論基礎(chǔ)Ø 沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同Ø 沖量指窄脈沖的面積Ø 效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同Ø 低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異圖6-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖Ø 一個實(shí)例 圖6-2a的電路v 電路輸入：u(t)，窄脈沖，如圖6-1a、b、c、d所示v 電路輸出：i(t)，圖6-2bØ 面積等效原理圖6-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形Ø 用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波v 正弦半波N等分，可看成N個彼此相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值

3、不等v 用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點(diǎn)重合，面積（沖量）相等v 寬度按正弦規(guī)律變化v SPWM波形脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形v 要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可 圖6-3 用PWM波代替正弦半波Ø 等幅PWM波和不等幅PWM波Ø 由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波v 如直流斬波電路及本章主要介紹的PWM逆變電路和PWM整流電路Ø 輸入電源是交流，得到不等幅PWM波v 如斬控式交流調(diào)壓電路和矩陣式變頻電路Ø 基于面積等效原理進(jìn)行控制，本質(zhì)是相同的Ø PWM電流波Ø 電流型逆變電路進(jìn)

4、行PWM控制，得到的就是PWM電流波Ø PWM波形可等效的各種波形Ø 直流斬波電路：等效直流波形Ø SPWM波：等效正弦波形Ø 還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面積原理14.2 PWM逆變電路及其控制方法Ø 目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)Ø 逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場合Ø 本節(jié)內(nèi)容構(gòu)成了本章的主體Ø PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實(shí)用的PWM逆變電路幾乎都是電壓型電路 計算法和調(diào)制法Ø 計算法v 根據(jù)正

5、弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形v 繁瑣，當(dāng)輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結(jié)果都要變化Ø 調(diào)制法v 輸出波形作調(diào)制信號，進(jìn)行調(diào)制得到期望的PWM波v 通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波v 等腰三角波應(yīng)用最多，其任一點(diǎn)水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對稱Ø 與任一平緩變化的調(diào)制信號波相交，在交點(diǎn)控制器件通斷，就得寬度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求Ø 調(diào)制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波Ø 調(diào)制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波&

6、#216; 結(jié)合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調(diào)制法進(jìn)行說明: 工作時V1和V2通斷互補(bǔ)，V3和V4通斷也互補(bǔ)Ø 控制規(guī)律v uo正半周，V1通，V2斷，V3和V4交替通斷v 負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段區(qū)間為正，一段區(qū)間為負(fù)v 負(fù)載電流為正的區(qū)間，V1和V4導(dǎo)通時，uo等于Udv V4關(guān)斷時，負(fù)載電流通過V1和VD3續(xù)流，uo=0v 負(fù)載電流為負(fù)的區(qū)間， V1和V4仍導(dǎo)通，io為負(fù)，實(shí)際上io從VD1和VD4流過，仍有uo=UdØ V4關(guān)斷V3開通后，io從V3和VD1續(xù)流，uo=0Ø uo總可得到Ud和零兩種電平Ø uo負(fù)半周，讓V

7、2保持通，V1保持?jǐn)啵琕3和V4交替通斷，uo可得-Ud和零兩種電平圖6-4 單相橋式PWM逆變電路Ø 單極性PWM控制方式（單相橋逆變）在ur和uc的交點(diǎn)時刻控制IGBT的通斷v ur正半周，V1保持通，V2保持?jǐn)鄔 當(dāng)ur>uc時使V4通，V3斷，uo=Udw 當(dāng)ur<uc時使V4斷，V3通，uo=0v ur負(fù)半周，V1保持?jǐn)?，V2保持通w 當(dāng)ur<uc時使V3通，V4斷，uo=-Udw 當(dāng)ur>uc時使V3斷，V4通，uo=0w 虛線uof表示uo的基波分量圖6-5 單極性PWM控制方式波形Ø 雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）v 在ur的半個

8、周期內(nèi)，三角波載波有正有負(fù)，所得PWM波也有正有負(fù)v 在ur一周期內(nèi)，輸出PWM波只有±Ud兩種電平v 仍在調(diào)制信號ur和載波信號uc的交點(diǎn)控制器件的通斷v ur正負(fù)半周，對各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同v 當(dāng)ur >uc時，給V1和V4導(dǎo)通信號，給V2和V3關(guān)斷信號v 如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通， uo=UdØ 當(dāng)ur<uc時，給V2和V3導(dǎo)通信號，給V1和V4關(guān)斷信號Ø 如io<0，V2和V3通，如io>0，VD2和VD3通，uo=-UdØ 單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制圖

9、6-6 雙極性PWM控制方式波形Ø 雙極性PWM控制方式（三相橋逆變）v 三相的PWM控制公用三角波載波ucv 三相的調(diào)制信號urU、urV和urW依次相差120°圖6-7 三相橋式PWM型逆變電路Ø U相的控制規(guī)律v 當(dāng)urU>uc時，給V1導(dǎo)通信號，給V4關(guān)斷信號，uUN=Ud/2v 當(dāng)urU<uc時，給V4導(dǎo)通信號，給V1關(guān)斷信號，uUN=-Ud/2v 當(dāng)給V1(V4)加導(dǎo)通信號時，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是VD1(VD4)導(dǎo)通v uUN、uVN和uWN的PWM波形只有±Ud/2兩種電平v uUV波形可由uUN-uVN得出，當(dāng)1和

10、6通時，uUV=Ud，當(dāng)3和4通時，uUV=Ud，當(dāng)1和3或4和6通時，uUV=0v 輸出線電壓PWM波由±Ud和0三種電平構(gòu)成v 負(fù)載相電壓PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5種電平組成Ø 防直通死區(qū)時間v 同一相上下兩臂的驅(qū)動信號互補(bǔ)，為防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號的死區(qū)時間v 死區(qū)時間的長短主要由開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定v 死區(qū)時間會給輸出的PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波圖6-8 三相橋式PWM逆變電路波形 異步調(diào)制和同步調(diào)制v 載波比載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比，N= fc / frv 根據(jù)載波

11、和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制1. 異步調(diào)制Ø 異步調(diào)制載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式w 通常保持fc固定不變，當(dāng)fr變化時，載波比N是變化的w 在信號波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱w 當(dāng)fr較低時，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對稱產(chǎn)生的不利影響都較小w 當(dāng)fr增高時，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大同步調(diào)制Ø 同步調(diào)制N等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步w 基本同步調(diào)制方式，fr變化時N不變，信號波一周期

12、內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定w 三相電路中公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱w 為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對稱，N應(yīng)取奇數(shù)w fr很低時，fc也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除w fr很高時，fc會過高，使開關(guān)器件難以承受圖6-10 同步調(diào)制三相PWM波形Ø 分段同步調(diào)制(圖6-11）w 把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同w 在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高w 在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低w 為防止fc在切換點(diǎn)附近來回跳動，采用滯后切換的方法w 同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機(jī)控制時容易實(shí)現(xiàn)w 可在低頻輸出時采用異

13、步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近 規(guī)則采樣法Ø 按SPWM基本原理，自然采樣法w 要求解復(fù)雜的超越方程，難以在實(shí)時控制中在線計算，工程應(yīng)用不多Ø 規(guī)則采樣法特點(diǎn)w 工程實(shí)用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多圖6-12 規(guī)則采樣法Ø 規(guī)則采樣法原理w 圖6-12，三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tcw 自然采樣法中，脈沖中點(diǎn)不和三角波一周期的中點(diǎn)（即負(fù)峰點(diǎn)）重合w 規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖的中點(diǎn)都以相應(yīng)的三角波中點(diǎn)為對稱，使計算大為簡化w 在三角波的負(fù)峰時刻tD對正弦信號波采樣得D點(diǎn)，過D作水平直

14、線和三角波分別交于A、B點(diǎn)，在A點(diǎn)時刻tA和B點(diǎn)時刻tB控制開關(guān)器件的通斷w 脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近 Ø 規(guī)則采樣法計算公式推導(dǎo) 正弦調(diào)制信號波 式中，a稱為調(diào)制度，0a<1；wr為信號波角頻率。從圖6-12得 (6-6) 因此可得 三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度 (6-7)Ø 三相橋逆變電路的情況Ø 三角波載波公用，三相正弦調(diào)制波相位依次差120°Ø 同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為dU、dV和dW，脈沖兩邊的間隙寬度分別為dU、dV和dW，同一時刻三相調(diào)制波電壓之和為零，由式(6-6)得 (6-8) 由式(

15、6-7)得 (6-9) 利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算WM逆變電路的多重化v PWM多重化逆變電路，一般目的：提高等效開關(guān)頻率、減少開關(guān)損耗、減少和載波有關(guān)的諧波分量v PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式Ø 利用電抗器聯(lián)接的二重PWM逆變電路（圖6-28，圖6-29)Ø 兩個單元的載波信號錯開180°Ø 輸出端相對于直流電源中點(diǎn)N的電壓uUN=(uU1N+uU2N)/2，已變?yōu)閱螛O性PWM波 圖6-20 二重PWM型逆變電路 Ø 輸出線電壓共有0、(±1/2)Ud、±Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少Ø 電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了Ø 輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr，但其中n為奇數(shù)時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當(dāng)于電路的等效載波頻率提高一倍圖6-21 二重PWM型逆變電路輸出波形圖6-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖 圖6-2