寬壓高效DCDC設(shè)計(jì)

1、內(nèi)容摘要：本報(bào)告對(duì)寬壓高效 DC-DC 變換器的技術(shù)要求、設(shè)計(jì)方案、工作原理進(jìn)行了簡(jiǎn)單的 闡述和分析， 并對(duì)各個(gè)主要模塊做了原理分析， 給出了關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)及元器件選取關(guān) 鍵參數(shù)設(shè)計(jì)及元器件選取 。根據(jù)原理圖， 按兩個(gè)方案試制出輸出為 15W/15V 、15W/5V 、30W/15V 和 30W/5V 模塊原理樣機(jī)， 測(cè)試結(jié)果顯示， 按方案一實(shí)現(xiàn)的模塊問題較多，按方案二實(shí)現(xiàn)的模塊 除了高低溫實(shí)驗(yàn)沒有做外， 其他性能基本達(dá)到技術(shù)協(xié)議上的性能指標(biāo)。 下面簡(jiǎn)要說明一 下方案一存在的問題， 15W 輸出滿載時(shí)， 在輸入電壓低于 40V 時(shí)，效率在 85%左右，而 在高于 40V 時(shí)，效率會(huì)降低， 當(dāng)輸入

2、電壓為 50V 時(shí)，效率為 80%，分析效率低的原因會(huì) 在正文中敘述，這里不再贅述，解決辦法就是減少漏感和降低開關(guān)頻率，這樣會(huì)減小損 耗，故在下面的實(shí)驗(yàn)中擬 15W 中采用 ER18 的磁芯，最低工作頻率在 80KHz，在制作變 壓器中嚴(yán)格控制漏感。而 30W 輸出存在同樣的問題，故會(huì)在后面的實(shí)驗(yàn)中擬采用 ER23 的磁芯，最低工作頻率也在 80KHz 左右。主 題 詞更 改 欄更改單號(hào)更改日期更改人更改辦法第 1頁 共19頁寬壓高效 DC/DC變換方案報(bào)告1 概述 本報(bào)告根據(jù)寬壓高效 DC/DC 變換技術(shù)開發(fā)技術(shù)協(xié)議 ，對(duì)寬壓高效 DC/DC 變換模 塊的技術(shù)要求、設(shè)計(jì)方案、工作原理等方面進(jìn)

3、行了相應(yīng)闡述和分析。此次研發(fā)涉及 4 種 DC/DC 模塊，分別為 15W 和 30W 兩個(gè)額定輸出功率等級(jí)，每個(gè) 功率等級(jí)包括單路 5V 輸出、單路 15V 輸出模塊各 1種，也就是共設(shè)計(jì)四種類型的電源。 其主要難點(diǎn) :(1) 寬輸入電壓范圍 12.550V； (2)寬工作溫度范圍 -4585° ;(3) 外形尺寸較小，這樣對(duì)功率密度、效率和散熱三方面提出挑戰(zhàn) (4)低功耗，效率高。15W 模塊：全輸入電壓范圍內(nèi)，常溫條件下， 5V 模塊滿載輸出時(shí)效率不低于 85%， 15V 模塊滿載輸出時(shí)效率不低于 88% ；全輸入電壓范圍內(nèi)，常溫條件下， 5W 輸出時(shí)效率 不低于 75%，爭(zhēng)取

4、達(dá)到 80% 。30W 模塊：全輸入電壓范圍內(nèi)，常溫條件下， 5V 模塊滿載輸出時(shí)效率不低于 86%，15V 模塊滿載輸出時(shí)效率不低于 90%；全輸入電壓范圍內(nèi)，常溫條件下， 15W 輸出時(shí)效 率不低于 86% 。因此本項(xiàng)目提出的三個(gè)新課題： 全輸入范圍高效； 低溫啟動(dòng)； 高溫散熱；高功率密度。 2 技術(shù)要求2.1 模塊類別涉及 4種 DC/DC 模塊，分 15W 和 30W 兩個(gè)額定輸出功率等級(jí)，每個(gè)功率等級(jí)包括 單路 5V 輸出、單路 15V 輸出模塊各 1 種。以下如非特指，均為對(duì)各模塊的統(tǒng)一要求。2.2 工作溫度范圍 -45 +85，無需額外散熱措施。2.3 隔離要求 輸入地、輸出地及

5、二者與外殼間加 500V，絕緣電阻不低于 100M 。 輸入、輸出地間不加電容器。2.4 結(jié)構(gòu) 各模塊均采取封閉式結(jié)構(gòu)，金屬外殼封裝。第 2頁 共19頁外形尺寸（暫定）及點(diǎn)定義分別見圖 1.1 和圖 1.2，控制端低電平禁止圖 1.1 15W 模塊外形尺寸及點(diǎn)定義圖 1.2 30W 模塊外形尺寸及點(diǎn)定義2.5 輸入2.5.1 輸入電壓范圍 輸入電壓范圍 12.5V 50V，標(biāo)稱 28V。2.5.2 最大輸入電流 阻性負(fù)載滿載啟動(dòng)時(shí)，最大輸入電流不超過穩(wěn)態(tài)輸入電流的2倍2.5.3 輸入紋波電流第 3頁 共19頁額定輸入電壓、額定負(fù)載、穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，輸入紋波電流峰 -峰值不大于 30mA，可通過 外

6、接一級(jí) LC 差模濾波控制。2.5.4 兼容性要求兼容 GJB181A 相關(guān)要求及輸入電壓范圍內(nèi)的電壓浪涌要求。2.6 輸出除非特殊說明，本條所列指標(biāo)均要求在全輸入（ 12.5V50V ）、全負(fù)載（空載 滿載）、 全溫度范圍內(nèi)（ -45 +85）滿足。2.6.1 輸出功率啟動(dòng)時(shí)，在額定輸出功率基礎(chǔ)上，至少需保留 15% 設(shè)計(jì)裕量（過載時(shí)間不超過 10s）， 驗(yàn)收時(shí)以額定值為準(zhǔn)。2.6.2 轉(zhuǎn)換效率15W 模塊：全輸入電壓范圍內(nèi)，常溫條件下， 5V 模塊滿載輸出時(shí)效率不低于 85%， 15V 模塊滿載輸出時(shí)效率不低于 88% ；全輸入電壓范圍內(nèi)，常溫條件下， 5W 輸出時(shí)效率 不低于 75%，爭(zhēng)

7、取達(dá)到 80% 。30W 模塊：全輸入電壓范圍內(nèi)，常溫條件下， 5V 模塊滿載輸出時(shí)效率不低于 86%， 15V 模塊滿載輸出時(shí)效率不低于 90%；全輸入電壓范圍內(nèi)，常溫條件下， 15W 輸出時(shí)效 率不低于 86% 。2.6.3 輸出電壓精度（電壓 /負(fù)載調(diào)整）5V 輸出穩(wěn)態(tài)電壓精度不超過 ±0.1V，15V 輸出穩(wěn)態(tài)電壓精度不超過 ±0.2V。2.6.4 輸出電壓峰 -峰值5V 輸出時(shí)峰 -峰值不大于 75mV，紋波成分（不含開關(guān)高頻噪聲）不大于 30mV，無 開關(guān)頻率外的低頻振蕩；空載條件下，峰 -峰值不大于 150mV，紋波成分不超過 90mV。 1 5V 輸出時(shí)峰

8、-峰值不大于 100mV，紋波成分（不含開關(guān)高頻噪聲）不大于 30mV，無開關(guān) 頻率外的低頻振蕩；空載條件下，峰 -峰值不大于 150mV，紋波成分不超過 90mV。其中：常溫條件下，在輸出端子根部靠測(cè)，示波器 20MHz 帶寬，無外加電容，探頭× 1 檔； 高低溫條件下，可在輸出線負(fù)載端測(cè)試，紋波幅值可不做要求，但要求無低頻振蕩。2.6.5 開機(jī)特性啟動(dòng)延時(shí)時(shí)間不超過 30ms，輸出電壓建立時(shí)間應(yīng)不超過 20ms，輸出過沖電壓不超過 額定輸出電壓的 5% 。測(cè)試條件為：第 4頁 共 19頁輸入電壓時(shí)間不大于 1ms，滿載啟動(dòng)。2.6.6 負(fù)載階躍響應(yīng)輸出接電子負(fù)載，設(shè)置負(fù)載電流為額

9、定輸出電流的 507550和 2550 25階躍變化，階躍周期為 1ms，輸出電流爬升斜率為 2.5A/us 。輸出過沖電壓不超過額 定輸出電壓的 1% ；如輸出過沖電壓超過額定輸出電壓的 1% ，恢復(fù)時(shí)間不應(yīng)超過 500s。2.7 使能功能控制端懸空正常輸出，控制端接地或低電平（ 0V0.2V ）輸出截止。2.8 保護(hù)功能2.8.1 輸入過欠壓保護(hù)超出最高輸入電壓 10%時(shí)，過壓保護(hù)動(dòng)作；低于最低輸入電壓 10% 時(shí)，欠壓保護(hù)動(dòng) 作。保護(hù)發(fā)生后無輸出（體積允許情況下建議加，非必要） 。2.8.2 輸出過壓保護(hù)超過額定輸出電壓 15% 時(shí)動(dòng)作，保護(hù)后無輸出（體積允許情況下建議加，非必要） 。2

10、.8.3 輸出過流保護(hù)超過額定輸出電流 50% 時(shí)動(dòng)作，保護(hù)后無輸出（體積允許情況下建議加，非必要） 。2.8.4 輸出短路保護(hù) 長(zhǎng)時(shí)間短路不致?lián)p壞?？煽紤]打嗝方式，自動(dòng)或開機(jī)恢復(fù)（必要） 。2.9 電磁兼容要求重點(diǎn)滿足 GJB151A 中 CE101、CE102、RE101、RE102、CS106 等相關(guān)要求，可根 據(jù)北工大實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有條件完成相關(guān)考核，測(cè)試條件不具備的應(yīng)在設(shè)計(jì)過程中充分相關(guān)因 素。2.10 器材要求 電阻、電容、磁性元件全部使用國內(nèi)軍品廠家產(chǎn)品，必要時(shí)可協(xié)助采購。 變壓器推薦使用 4326 廠的表貼式平面變壓器，相關(guān)參數(shù)固化后提要求，可協(xié)助采購。 PCB 建議層數(shù)為雙層，最多

11、不超過四層。外殼設(shè)計(jì)形式需雙方協(xié)商后確定。 進(jìn)口半導(dǎo)體分立器件和集成電路要求全部可實(shí)現(xiàn)國產(chǎn)化封裝， 前期設(shè)計(jì)即以國產(chǎn)化兼 容封裝布板。相關(guān)器件型號(hào)規(guī)格提前提出，與國內(nèi)軍品半導(dǎo)體器件供應(yīng)商確認(rèn)無誤后方可 進(jìn)行，元器件國產(chǎn)化替代工作同步進(jìn)行。初樣的進(jìn)口元器件和 PCB 由北工大負(fù)責(zé)，正樣 元器件和 PCB 由北工大負(fù)責(zé)， 慣性公司協(xié)助。3 方案選擇第 5頁 共19頁3.1 難點(diǎn)分析難點(diǎn)分析基本在概述中已經(jīng)闡述，下面針對(duì)每個(gè)問題解決辦法進(jìn)行說明：(1) 寬輸入電壓范圍 12.550V； 當(dāng)輸入電壓為 12.5V 時(shí)電路能正常工作，必須選用低電壓?jiǎn)?dòng)控制芯片作為主控芯片； 在輸入電壓大范圍變化時(shí)，保持

12、輸出電壓的穩(wěn)定度，選擇合理的電流控制模式、強(qiáng)前向反 饋，必須采用峰值電流控制。(2)寬工作溫度范圍 -4585°低溫啟動(dòng) (-45 )問題：工業(yè)級(jí) IC 器件的極限低溫 -40的，不能滿足要求，這樣要 求選擇合適的裸片進(jìn)行封裝。高溫散熱 (85 ) ：外形尺寸： inch)的表面積，用銅材， 1.8W 的溫升近似等于 18 ，取環(huán)境溫度為 85 時(shí)，開關(guān)管的結(jié)溫等于 85 + 18 =113 。若選擇最高結(jié)溫等于 150 的開關(guān)管 ，則余量為 37 。在保證效率為 88%的 條件下，采用銅材外殼和加灌導(dǎo)熱膠的方式可以滿足高溫運(yùn)行，其結(jié)構(gòu)示意圖如圖 3.1 所 示：PD圖 3.1 模塊

13、整體結(jié)構(gòu)示意圖(3) 外形尺寸較小，這樣對(duì)功率密度、效率和散熱三方面提出挑戰(zhàn) 由于外形尺寸較小， 這樣采用四層 PCB 布線，元器件采用雙面表貼安裝， 變壓器也采 用表貼變壓器；采用線圈控制同步整流管，去除傳統(tǒng)采用同步整流 IC 控制。(4) 低功耗，效率高。 要做到損耗小，在遴選器件必須考慮以下幾方面：低損耗的控制芯片； ESR 和 ESL 均為較小的磁介電容；低損耗的 MOSFET 管(低導(dǎo)通電阻、小的柵極電荷) ；低損耗的高 頻磁芯；低損耗的整流器件，采用同步整流技術(shù)。3.2 解決方法 方案一:完全摒棄傳統(tǒng)的反饋技術(shù)， 采用全新的控制芯片 LT3748 控制第 6頁 共 19頁LT374

14、8 的主要優(yōu)點(diǎn)為 :(1) 臨界導(dǎo)電模式 /變頻控制。 消除了整流二極管的反向恢復(fù)電流造成的損耗； 由于臨界模式和變壓器漏感的作用開關(guān)管工作在 ZCS 開啟；開關(guān)管的輸出電容作用 開關(guān)管是 ZVS 關(guān)斷，故開關(guān)管無開關(guān)損耗，只有導(dǎo)通損耗； 減少開關(guān)管輸出電容的功耗。(2) 原邊電壓反饋技術(shù)，無需光耦或變壓器第三繞組和基準(zhǔn)電源TL431; 提高效率和可靠性，減少了非線性誤差、成本以及體積。(3) 提供低電壓驅(qū)動(dòng)， 7V 的驅(qū)動(dòng)電壓，大大減少了驅(qū)動(dòng)功率；與 15V 驅(qū)動(dòng)相比，驅(qū)動(dòng)功率 減小 3/4。(4) 改電壓型誤差放大為跨導(dǎo)型誤差放大。 優(yōu)點(diǎn)：抗干擾能力強(qiáng)、響應(yīng)速度快、穩(wěn)定性好 不足：靜態(tài)誤差

15、大， 調(diào)整率要求高的系統(tǒng)不能用； 輸入失調(diào)電壓和輸入偏置電流特性差， 因此需要溫度補(bǔ)償技術(shù)， 而 LT3748 帶有溫度補(bǔ)償技術(shù)很好的解決了這個(gè)問題。(5) 峰值電流控制模式，可以滿足寬輸入電壓范圍： 12.550V。(6)采用 COS 技術(shù)，使得芯片的功耗很?。红o態(tài)工作電流為 1.3mA.在最大電壓 Vin=50V ， 功耗為 50× 1.3mA=65mW。(7)溫度補(bǔ)償技術(shù)：系統(tǒng)可在寬溫度范圍內(nèi)保持穩(wěn)定。即開環(huán)增益幾乎與溫度無關(guān)。這就是 為什么芯片的測(cè)試溫度范圍為 -50 125 的原因。(8)輕載 DCM 工作模式， 減小空載和輕載的損耗。LT3748 的主要缺點(diǎn)為 :(1)

16、由于采用變頻控制，變壓器工作在臨界模式，電流峰峰值大，在 MOS 關(guān)斷時(shí)電流會(huì)有 振蕩，故 MOS 的關(guān)斷損耗很大。(2) 由于變壓器工作在臨界模式，輸入電壓時(shí)工作頻率較低，輸入電壓高時(shí)工作頻率較高， 這樣在高輸入電壓時(shí)由 MOS 管的 DS 結(jié)電容引起的開關(guān)損耗會(huì)很大，而且變壓器的漏 感也會(huì)增加 MOS 管的 DS 兩端電壓，這樣要實(shí)現(xiàn)寬范圍高效就很困難。(3) 由于變壓器工作在臨界模式，輸入電流的紋波會(huì)很大。(4) 由于上面的 3 個(gè)原因，在選擇工作頻率時(shí)越低越好，這樣要求磁芯會(huì)很大，體積會(huì)增 大。技術(shù)難點(diǎn)及解決方法：(1) 在高壓輸入時(shí)的效率問題是個(gè)難點(diǎn)。隨著輸入電壓的升高，工作頻率會(huì)增

17、加，由 MOS 關(guān)斷電流振蕩及 MOS 管的 DS 結(jié)電容引起的關(guān)斷損耗會(huì)增大，這樣很難滿足高壓輸入第 7頁 共19頁 效率的要求。盡量增大磁芯，降低工作頻率，在原理樣機(jī)中 15W 采用 ER14.5 的磁芯， 30W 采用 ER18 的磁芯，為了提高效率擬在下一步實(shí)驗(yàn)中 15W 采用 ER18 的磁芯，30W 采用 ER23 的磁芯。（2）同步整流驅(qū)動(dòng)問題是個(gè)難點(diǎn)。由于變壓器工作在臨界模式并且采用線圈控制同步整流 驅(qū)動(dòng) MOS ，若驅(qū)動(dòng)電壓過高造成有環(huán)流現(xiàn)象，使得效率變低；若驅(qū)動(dòng)電壓過低造成 MOS 沒有完全導(dǎo)通，這樣會(huì)增加 MOS 的導(dǎo)通損耗。而由于變壓器繞線匝數(shù)較少（一 般不會(huì)超 10

18、匝），這樣很難準(zhǔn)確的控制同步整流線圈的匝數(shù)。如果采用同步整流芯片 控制同步整流管會(huì)增加損耗。這樣就要求我們選取導(dǎo)通門檻電壓低的MOS ，實(shí)驗(yàn)證明選取門檻電壓低的專用同步整流 MOS （1.2V-2.8V），同步整流驅(qū)動(dòng)電壓一般要在 2.5 和 3.5V 之間最佳。采用 ISL6843 為主控芯片設(shè)計(jì)， 主要在器件選取與工藝做深入的研究。 與傳統(tǒng)的 ISL6843 控制相比，主要在細(xì)節(jié)上做一些改動(dòng)：（1）采用同步整流；（2）峰值電流取樣采用變壓器取樣；（3）采用推挽外接電源驅(qū)動(dòng)控制芯片；（4）同步整流管采用線圈驅(qū)動(dòng)，無需外加控制 IC ?，F(xiàn)在市面上有采用 ISL6843 控制的模塊， 像臺(tái)灣 P

19、-DUKE 公司生產(chǎn) LCD 系列產(chǎn)品， 其 技術(shù)指標(biāo)和本項(xiàng)目的相似， 均采用傳統(tǒng)的 TLV431 和光耦控制， 但是要在器件選取與制 作工藝上做深入的研究。3.3 結(jié)構(gòu)特點(diǎn)及散熱和關(guān)鍵技術(shù)（1）結(jié)構(gòu)特點(diǎn)封閉式模塊電源主要由插針、 頂蓋、外殼和 PCB 零件構(gòu)成。由于外形尺寸較小， PCB 安裝在封閉的銅殼體中，解決散熱的方式是采用銅基板和灌注導(dǎo)熱封膠，這樣熱量通過導(dǎo) 熱膠傳導(dǎo)散熱，通過銅外殼輻射散熱。結(jié)構(gòu)上采用 PCB 安裝在封閉的銅殼體中，殼中灌注導(dǎo)熱膠；解決好關(guān)鍵零件工藝問 題。由于采用多層板，良好的導(dǎo)熱特性保證整個(gè)電源板的溫度平衡，增強(qiáng)散熱效果，不至 于功率器件局部溫度過高，影響使用壽

20、命和可靠性。（2）關(guān)鍵零件工藝插針應(yīng)具有良好的焊接性和導(dǎo)電性， 通常采用黃銅 H62 或紫銅 T2，且表面一般采用 鍍金作為防腐措施，以提高插針的可焊性及導(dǎo)電性。第 8頁 共 19頁殼體與頂蓋通常采用銅板折彎而成，四角縫隙不得大于 0.2mm，表面處理采用氧化 發(fā)黑處理即可，增加輻射散熱。（3）PCB 設(shè)計(jì)工藝PCB 設(shè)計(jì)對(duì)于灌膠模塊在布局時(shí)要考慮排氣孔，排氣孔的設(shè)計(jì)盡量在變壓器等大器 件附近，開孔尺寸盡量大，最小直徑大于 2mm。PCB 設(shè)計(jì)時(shí)內(nèi)層鋪銅盡量鋪滿，這樣有 利于 PCB 散熱并減小其翹曲度。多層后銅 PCB 的層間結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)要注意芯板、絕緣層、埋 孔和盲孔不能任意設(shè)置。4 原理框圖

21、及工作原理4.1.1 原理框圖方案一 :采用 LT3748 為主控芯片的原理框圖為圖 4.1所示：圖 4.1 LT3748 為主控芯片的原理框圖 方案二:采用 ISL6843 為主控芯片的原理框圖如圖 4.2所示第 9頁 共 19頁圖 4.2 ISL6843 為主控芯片的原理框圖4.1.2 工作原理 根據(jù)框圖逐項(xiàng)給出各部分的工作原理，難點(diǎn)部分重點(diǎn)寫 方案一的工作原理方框 1為電壓采樣電路，三極管 Q1 和 Q2 的放大倍數(shù)相同， 20uA 的電流源為 Q1提供偏置。當(dāng) MOS 管關(guān)斷時(shí)開始采樣輸出電壓， 其工作原理為此時(shí) Q1基極電壓為 Vin Vbe，Q2 發(fā)射極電壓也為 Vin，而 MOS

22、 管兩端電壓為 Vin nVo （n為變壓器原副邊匝比） ，此時(shí)第10頁 共 19頁 加在反饋電阻 RFB兩斷電壓為 nVo ，則流經(jīng) RFB的電流與經(jīng)過 RREF 的電流基本相等，此時(shí) RREF 上的電壓與輸出電壓和 n成一定的比例關(guān)系，真實(shí)的反映出輸出電壓。方框 2 為誤差放大電路，采樣電壓進(jìn)入誤差放大器的反相輸入端，與基準(zhǔn)電壓比較 放大輸出一個(gè)電流信號(hào)，經(jīng)過反饋回路 RC、CC 將電流信號(hào)變?yōu)殡妷?，因此誤差放大器為 跨導(dǎo)放大器。方框 3 為溫度補(bǔ)償電路，使系統(tǒng)在寬溫度范圍內(nèi)保持穩(wěn)定，使得環(huán)路增益與溫度無 關(guān)。方框 4為臨界模式檢測(cè)電路， 當(dāng)比較器 A1 的反相輸入端電壓小于 0.55V

23、時(shí)表明此時(shí) 電感電流降為零，即變壓器儲(chǔ)能為零， A1輸出為高，置 S為1，使 MOS 重新導(dǎo)通。下面簡(jiǎn)單的介紹下采用 ISL6843 為主控芯片的原理框圖。 下面逐一介紹主要的工作原 理:方框 1 中為自啟動(dòng)電路， 反激電路傳統(tǒng)的啟動(dòng)電路一般由 RC 構(gòu)成， 但是由于該模 塊供電電壓較低， 最低 12.5V 工作， 這樣就要求新的啟動(dòng)電路。此電路為一個(gè)應(yīng)用調(diào)整 管實(shí)現(xiàn)的穩(wěn)壓電路， 主要的工作原理為當(dāng)輸入電壓高于 10V 時(shí)， 穩(wěn)壓管 D6 開始穩(wěn)壓， 此時(shí) Q1 放大導(dǎo)通， 則 Q2 也開始放大導(dǎo)通給供電電容 C6 和 C19 充電， 使得輸出電壓 穩(wěn)定在約為 10V， 此時(shí) ISL6843

24、開始工作。當(dāng) ISL6843 工作后， 由供電線圈和 D9 組成 的供電電路開始工作， 當(dāng)供電電路的電壓大于 10V 時(shí)， 穩(wěn)壓管 D6 正向?qū)ǎ?此時(shí)啟 動(dòng)電路關(guān)閉。方框 2 為峰值電流取樣電路， 采用線圈取樣， 這里不做贅述。這里主要介紹一下從第11頁 共 19頁 輸入電壓接入 R15的作用， 由于該模塊輸入電壓范圍較寬 （12.5V-50V）， 普通的峰值電流 控制電壓調(diào)整率很難滿足要求。而加入 R15 后， 相當(dāng)于前饋加強(qiáng)了， 即輸入電壓越高， 輸入電流限制越小， 這樣很容易滿足電壓調(diào)整率要求。方框 3為諧波補(bǔ)償電路， 利用三極管將 ISL6843 4 腳產(chǎn)生的鋸齒波引入到峰值電流輸

25、 入腳。方框 4為一個(gè)推挽驅(qū)動(dòng)電路， 由于工作頻率較高 （350KHz）， ISL6843 輸出驅(qū)動(dòng)電流 為 1A， 這樣很驅(qū)動(dòng)的上升時(shí)間相對(duì)于周期時(shí)間很長(zhǎng)， 影響管子的導(dǎo)通， 采用推挽驅(qū)動(dòng) 后， 供電由外部供電電路供給， 很好的解決了這個(gè)問題。方框 5 為一個(gè)同步整流電路， 采用同步線圈控制， 原理較簡(jiǎn)單， 這里不做贅述。方框 6 為過流保護(hù)電路， 此電路還在調(diào)試中。 其基本原理為當(dāng)過載到一定程度時(shí)， 輸 出電壓會(huì)跌落， 此時(shí) ISL6843 1 腳升高于一定值時(shí)， 比較器輸出為低， 此時(shí)光耦的輸出 端被箝位低， MOS 關(guān)斷， 實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)。方框 7 為電壓采樣及補(bǔ)償控制電路， 這里不做贅

26、述。5 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)及元器件選?。?）功率器件選取與損耗計(jì)算主管： 150V 管子損耗 （W）50V 輸入28V 輸入12.5V 輸入管型15V 輸出5V 輸出15V 輸出5V 輸出15V 輸出5V 輸出備注（ 15W ）SiR838DP0.161270.161580.130180.132850.17380.1834935A50V 輸入28V 輸入12.5V 輸入15V 輸出5V 輸出15V 輸出5V 輸出15V 輸出5V 輸出備注（ 30W ）SiR838DP0.227550.240.23430.25410.467480.5129335A同步整流管： 100V（當(dāng)輸出為 15V 時(shí)的整流管

27、）損耗（W）50V 輸入28V 輸入12.5 輸入管型15V 輸出15V 輸出15V 輸出備注（ 15W）Si7454DP0.070740.059660.10727.8A15V 輸出15V 輸出15V 輸出備注（ 30W）SiR432DP0.116130.133690.304828A同步整流管： 50V（含高于 50V的管子） （當(dāng)輸出為 5V 時(shí)的整流管 ）損耗（W）50V 輸入28V 輸入12.5 輸入第12頁 共 19頁管型5V 輸出5V 輸出5V 輸出備注（ 15W）Si7164DP0.134930.128750.1726760A5V 輸出5V 輸出5V 輸出備注（ 30W）Si716

28、4DP0.179990.212290.4167260A（2）采用 LT3748 控制， 輸出功率為 15W 變壓器計(jì)算 :假定磁芯不飽和，原邊電感量 Li 和副邊電感量 Lo 為常數(shù)，開關(guān)管為理想開關(guān)。對(duì)于 臨界導(dǎo)通狀態(tài)， 0 時(shí)刻原邊電流為零， DT 時(shí)刻電感電流為IP1 Ug DTI P1P1Li原邊在一個(gè)周期內(nèi)獲得的能量為W 1 Li I P212 i P1Ug2D2T2Li轉(zhuǎn)換效率為 ，工作頻率為 f，輸出功率為Ug2D2TPOWf gUO IOO 2LiO O周期末副邊電流為 0，開關(guān)管截止時(shí)間用 Do 表示，有DOTU ON PI S1 I P1 LO S1 NS P1 定義單圈電

29、感量為 Lr ，則有：Li N2pLr, Lo N2s Lr 可以推導(dǎo)出DO U gNs DUo Np在輸入電壓一定、周期一定的時(shí)候，占空比越大，原邊電感越小，電流峰值越大，輸入功率和輸出功率越大。若 Li 變大，為保證輸出功率不變，要求 D也變大。因?yàn)?D 最 大為 0.5，若 Li 變大幅度太大，超出 D 變化可調(diào)節(jié)的范圍，則輸出功率必然變小。POD2LiI P1U gDTDLiLi磁芯工作頻率選擇在 250K，變頻頻率可以下降到幾十 K ，應(yīng)選擇工作頻率 500K 以 下的寬溫度范圍， 低損耗高頻鐵氧體材料， 根據(jù)昆山錳鋅鐵氧體材料手冊(cè)， 應(yīng)選擇 DMR90第13頁 共 19頁或 DMR

30、95 材料磁芯。對(duì)應(yīng) TDK 磁芯型號(hào)為 PC90 或 PC95 材料。其中， 95 材料具有更 高的初始導(dǎo)磁率， 使用頻率較低 （ 400K）寬溫度范圍磁損小， 90 材料初始導(dǎo)磁率較低， 使用頻率較高（ 500K），因此選用 PC95材料。 PC95材料磁損系數(shù)為 280350mW/cm3， 測(cè)試條件為 100KHz ，200mT。選擇 PC95ER14 其 Aw=5.84mm2，Ae=17.6mm2。其 Aw*Ae=102.8mm4。 64根據(jù)公式 Aw*Ae=Pout*10 6/（2*ko*kc*f*Bm*j* ）=99.2mm4，其中 Aw 為窗口面積； Ae為磁芯截面積； ko為窗

31、口填充系數(shù) 1，一般取0.40.6，此處取 0.4；kc為磁芯截面積 填充系數(shù) =1；f 為工作頻率取 250K；Bm 為飽和磁通密度， PC95 材料最大可以選擇為 3900Gs（100），安全起見選擇 2800Gs；j 為電流密度，取 4A/mm2；取 0.9，Pout 為 變壓器輸出功率，考慮過功率輸出取 20W。此時(shí)計(jì)算原邊匝數(shù)為 4.9 圈，取為 5 圈。計(jì)算氣隙長(zhǎng)度為 0.183mm。此時(shí)可得副邊 圈數(shù)為 6匝（輸出 15V）和 2 匝（輸出 5V）。（3）采用 ISL6843 控制， 輸出功率為 15W 變壓器計(jì)算 : 假設(shè)當(dāng)輸出功率為半載時(shí)工作在臨界模式， 此時(shí)P1.Ug2D

32、2T2P6.2 H其中Ug 12.5V, f 350kHz, T=2.86 s， D 為最大占空比 0.5選擇對(duì)應(yīng) TDK 磁芯型號(hào)為 PC90 或 PC95 材料。其中， 95 材料具有更高的初始導(dǎo)磁 率，使用頻率較低（ 400K）寬溫度范圍磁損小， 90 材料初始導(dǎo)磁率較低，使用頻率較 高（ 500K）， 因此選用 PC95 材料。 PC95 材料磁損系數(shù)為 280350mW/cm3，測(cè)試條 件為 100KHz， 200mT。選擇 PC95ER11 其 Aw=4.956mm2， Ae=11.9mm2。其 Aw*Ae=58.98mm4。根據(jù)公式 Aw*Ae=Pout*10 6/（2*ko*k

33、c*f*Bm*j* ）=52.88mm4，其中 Aw 為窗口面積； Ae為磁芯截面積； ko為窗口填充系數(shù) 1，一般取0.40.6，此處取 0.4；kc為磁芯截面積 填充系數(shù) =1；f 為工作頻率取 350K；Bm 為飽和磁通密度， PC95 材料最大可以選擇為 3900Gs（100），安全起見選擇 3000Gs；j 為電流密度，取 5A/mm2；取 0.9，Pout 為 變壓器輸出功率，考慮過功率輸出取 20W。此時(shí)計(jì)算原邊匝數(shù)為 7.8 圈，取為 8 圈。計(jì)算氣隙長(zhǎng)度為 0.2mm。此時(shí)可得副邊圈 數(shù)為 10 匝（輸出 15V）和 3 匝（輸出 5V）， 供電線圈為 8 匝， 同步整流為

34、2 匝（輸出 15V）和 2 匝（輸出 5V）。6 建模與仿真第14頁 共 19頁方案一的模型現(xiàn)在還沒建出來，后續(xù)會(huì)給出。下面給出方案二的控制仿真模型： 在復(fù)頻域下，反激式開關(guān)電源電路可等效成如圖 6.1所示的理論模型，圖 6.2 所示為 反激電路電路圖。V ref (s)圖 6.1 反激電路模型結(jié)構(gòu)圖其中， Gv (s)是補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳函， AP (s)是功率級(jí)傳遞函數(shù)， V 0 (s)輸出信號(hào)， V ref (s)為參考電壓象函數(shù)。輸入直流電壓CoECSRRs補(bǔ)償器VrefRo圖 6.2 反激電路電路圖1)功率級(jí) AP s 傳遞函數(shù)1sApZ(esr)1s其中：ADC2 Vin VoutVin

35、 VeNsecNpriPRL CoZ (esr)RESR CoVe是誤差放大器的直流基準(zhǔn)值，RL 是負(fù)載電阻， CO 是輸出電容， RESR 是輸出電 容的 ESR 電阻。2)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò) Gv s 傳遞函數(shù)第15頁 共 19頁本文中的單端反激電路所選用的是積分反饋網(wǎng)絡(luò)，如圖 6.3 所示誤差放大器CC圖 6.3 反饋網(wǎng)絡(luò)示意圖反饋網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)為：Gvs RCCC其中 RC、CC是圖 6.3中補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電阻和電容。（3）參數(shù)選擇 單端反激電路系統(tǒng)主要參數(shù)為：反激變壓器變比n=Npri/Nsec=8/10；輸入電壓Vin=12.5-50V ；輸出 電壓 Vout=15V ；輸出功率 Po=0.072-15W；峰 值電流 采樣電阻 Rs=0.25 ；輸出電容 Cout= 10uF；補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù) Cc=1uF，Rc=30 K。（4）復(fù)頻域下系統(tǒng)仿真圖如圖所示，圖 6.4為復(fù)頻域下 Vout=50V、P