開(kāi)關(guān)電源的小信號(hào)模型及環(huán)路設(shè)計(jì)

1、開(kāi)關(guān)電源的小信號(hào)模型及環(huán)路設(shè)計(jì)    摘要：建立了Buck電路在連續(xù)電流模式下的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型，并根據(jù)穩(wěn)定性原則分析了電壓模式和電流模式控制下的環(huán)路設(shè)計(jì)問(wèn)題。     關(guān)鍵詞：開(kāi)關(guān)電源；小信號(hào)模型；電壓模式控制；電流模式控制引言設(shè)計(jì)一個(gè)具有良好動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能的開(kāi)關(guān)電源時(shí)，控制環(huán)路的設(shè)計(jì)是很重要的一個(gè)部分。而環(huán)路的設(shè)計(jì)與主電路的拓?fù)浜蛥?shù)有極大關(guān)系。為了進(jìn)行穩(wěn)定性分析，有必要建立開(kāi)關(guān)電源完整的小信號(hào)數(shù)學(xué)模型。在頻域模型下，波特圖提供了一種簡(jiǎn)單方便的工程分析方法，可用來(lái)進(jìn)行環(huán)路增益的計(jì)算和穩(wěn)定性分析。由于開(kāi)關(guān)電源本質(zhì)上是一個(gè)非線

2、性的控制對(duì)象，因此，用解析的辦法建模只能近似建立其在穩(wěn)態(tài)時(shí)的小信號(hào)擾動(dòng)模型，而用該模型來(lái)解釋大范圍的擾動(dòng)（例如啟動(dòng)過(guò)程和負(fù)載劇烈變化過(guò)程）并不完全準(zhǔn)確。好在開(kāi)關(guān)電源一般工作在穩(wěn)態(tài)，實(shí)踐表明，依據(jù)小信號(hào)擾動(dòng)模型設(shè)計(jì)出的控制電路，配合軟啟動(dòng)電路、限流電路、鉗位電路和其他輔助部分后，完全能使開(kāi)關(guān)電源的性能滿(mǎn)足要求。開(kāi)關(guān)電源一般采用Buck電路，工作在定頻PWM控制方式，本文以此為基礎(chǔ)進(jìn)行分析。采用其他拓?fù)涞拈_(kāi)關(guān)電源分析方法類(lèi)似。1 Buck電路電感電流連續(xù)時(shí)的小信號(hào)模型圖1為典型的Buck電路，為了簡(jiǎn)化分析，假定功率開(kāi)關(guān)管S和D1為理想開(kāi)關(guān)，濾波電感L為理想電感（電阻為0），電路工作在連續(xù)電流模式（

3、CCM）下。Re為濾波電容C的等效串聯(lián)電阻，Ro為負(fù)載電阻。各狀態(tài)變量的正方向定義如圖1中所示。S導(dǎo)通時(shí)，對(duì)電感列狀態(tài)方程有L(dil/dt)=UinUo    （1）S斷開(kāi)，D1續(xù)流導(dǎo)通時(shí)，狀態(tài)方程變?yōu)長(zhǎng)(dil/dt)=Uo    （2）    占空比為D時(shí)，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期過(guò)程中，式（1）及式（2）分別持續(xù)了DTs和（1D）Ts的時(shí)間（Ts為開(kāi)關(guān)周期），因此，一個(gè)周期內(nèi)電感的平均狀態(tài)方程為L(zhǎng)(dil/dt)=D(UinUo)(1D)(Uo)=DUinUo   （3）穩(wěn)態(tài)時(shí)，=0，則D

4、Uin=Uo。這說(shuō)明穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓是一個(gè)常數(shù)，其大小與占空比D和輸入電壓Uin成正比。由于電路各狀態(tài)變量總是圍繞穩(wěn)態(tài)值波動(dòng)，因此，由式（3）得Ld(il+il')/dt=(Dd)(UinUin')(UoUo')    （4）    式（4）由式（3）的穩(wěn)態(tài)值加小信號(hào)波動(dòng)值形成。上標(biāo)為波浪符的量為波動(dòng)量，d為D的波動(dòng)量。式（4）減式（3）并略去了兩個(gè)波動(dòng)量的乘積項(xiàng)得L(dil'/dt)=DUin'dUinUo'    （5）由圖1，又有iL=C(duc/dt)

5、Uo/R0    （6）Uo=UcReC(duc/dt)    （7）式（6）及式（7）不論電路工作在哪種狀態(tài)均成立。由式（6）及式（7）可得iLReC(dil/dt)=1/Ro(UoCRo(duo/dt)    （8）式（8）的推導(dǎo)中假設(shè)Re<<Ro。由于穩(wěn)態(tài)時(shí)dil/dt=0，dUo/dt=0，由式（8）得穩(wěn)態(tài)方程為iL=Uo/Ro。這說(shuō)明穩(wěn)態(tài)時(shí)電感電流平均值全部流過(guò)負(fù)載。對(duì)式（8）中各變量附加小信號(hào)波動(dòng)量得式（9）減式（8）得iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(UoCRo(dUo/d

6、t)    （10）將式（10）進(jìn)行拉氏變換得iL(s)=(Uo(s)/Ro)·(1+sCRo)/(1+sCRe)    (11)(s)=（11）一般認(rèn)為在開(kāi)關(guān)頻率的頻帶范圍內(nèi)輸入電壓是恒定的，即可假設(shè)=0并將其代入式（5），將式（5）進(jìn)行拉氏變換得sLiL'(s)=d(s)UinUo'(s)    （12）由式（11），式（12）得Uo'(s)/d(s)=Uin(1+sCRe)/(s2LC+s(ReC+L/Ro)+1    （13）iL&#

7、39;(s)/d(s)=(1+sCRo)/s2LC+s(ReC+L/Ro)+1·Uin/Ro    （14）式(13)，式(14)便為Buck電路在電感電流連續(xù)時(shí)的控制輸出小信號(hào)傳遞函數(shù)。2 電壓模式控制（VMC）電壓模式控制方法僅采用單電壓環(huán)進(jìn)行校正，比較簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)，可以滿(mǎn)足大多數(shù)情況下的性能要求，如圖2所示。圖2中，當(dāng)電壓誤差放大器（E/A）增益較低、帶寬很窄時(shí)，Vc波形近似直流電平，并有D=Vc/Vs    （15）d=Vc'/Vs    （16）式（16）為式（15）的小信號(hào)

8、波動(dòng)方程。整個(gè)電路的環(huán)路結(jié)構(gòu)如圖3所示。圖3沒(méi)有考慮輸入電壓的變化，即假設(shè)Uin=0。圖3中，（一般為0）及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號(hào)波動(dòng)；KFB=UREF/Uo，為反饋系數(shù)；誤差e為輸出采樣值偏離穩(wěn)態(tài)點(diǎn)的波動(dòng)值，經(jīng)電壓誤差放大器KEA放大后，得；KMOD為脈沖寬度調(diào)制器增益，KMOD=d/=1/Vs；KPWR為主電路增益，KPWR=/d=Uin；KLC為輸出濾波器傳遞函數(shù)，KLC=(1+sCRe)/S2LC+s(ReC+L/Ro)+1。    在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數(shù)表達(dá)式后，即可設(shè)計(jì)電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)諧振極點(diǎn)，因此，一般

9、將E/A設(shè)計(jì)成PI調(diào)節(jié)器即可，KEA=KP(1z/s)。其中z用于消除穩(wěn)態(tài)誤差，一般取為KLC零極點(diǎn)的1/10以下；KP用于使剪切頻率處的開(kāi)環(huán)增益以20dB/十倍頻穿越0dB線，相角裕量略小于90°。VMC方法有以下缺點(diǎn)：1）沒(méi)有可預(yù)測(cè)輸入電壓影響的電壓前饋機(jī)制，對(duì)瞬變的輸入電壓響應(yīng)較慢，需要很高的環(huán)路增益；2）對(duì)由L和C產(chǎn)生的二階極點(diǎn)（產(chǎn)生180°的相移）沒(méi)有構(gòu)成補(bǔ)償，動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢。VMC的缺點(diǎn)可用下面將要介紹的CMC方法克服。3 平均電流模式控制（AverageCMC）平均電流模式控制含有電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)兩個(gè)環(huán)路，如圖4所示。電壓環(huán)提供電感電流的給定，電流環(huán)采用誤差放

10、大器對(duì)送入的電感電流給定（Vcv）和反饋信號(hào)（iLRs）之差進(jìn)行比較、放大，得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進(jìn)行比較，最后即得控制占空比的開(kāi)關(guān)信號(hào)。圖4中Rs為采樣電阻。對(duì)于一個(gè)設(shè)計(jì)良好的電流誤差放大器，Vc不會(huì)是一個(gè)直流量，當(dāng)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電感電流上升，會(huì)導(dǎo)致Vc下降；開(kāi)關(guān)關(guān)斷，電感電流下降時(shí)，會(huì)導(dǎo)致Vc上升。電流環(huán)的設(shè)計(jì)原則是，不能使Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率，兩者斜率相等時(shí)就是最優(yōu)。原因是：如果Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率，會(huì)導(dǎo)致Vc峰值超過(guò)Vs的峰值，在下個(gè)周波時(shí)Vc和Vs就可能不會(huì)相交，造成次諧波振蕩。采用斜坡匹配的方法進(jìn)行最優(yōu)設(shè)計(jì)后，PWM控制器的增益會(huì)隨占空比D的變

11、化而變，如圖5所示。當(dāng)D很大時(shí)，較小的Vc會(huì)引起D較大的改變，而D較小時(shí)，即使Vc變化很大，D的改變也不大，即增益下降。所以有d=DV'/Vs    （17）不妨設(shè)電壓環(huán)帶寬遠(yuǎn)低于電流環(huán)，則在分析電流環(huán)時(shí)Vcv為常數(shù)。當(dāng)Vc的上升斜率等于三角波斜率時(shí)，在開(kāi)關(guān)頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為GCAd(iLRs)/dt=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs    （18）GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs)    （19）高頻下，將式（14）分子中的“1”和分母

12、中的低階項(xiàng)忽略，并化簡(jiǎn)，得iL'(s)=d(s)Uin/sL    （20）由式（17）及式（20）有(iL'Rs)/Vc'=Rsd(s)Uin/(sL)/d(s)Vs/D=(RsUinD)/(sLVs)    （21）將式（19）與式（21）相乘，得整個(gè)電流環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s    （22）圖7    將s=2fc代入上式，并令上式等于1時(shí)，可得環(huán)路的剪切頻率fc=fs/(2

13、)。因此，可將電流環(huán)等效為延時(shí)時(shí)間常數(shù)為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的純慣性環(huán)節(jié)，如圖6所示。顯然，當(dāng)電流誤差放大器的增益GCA小于最優(yōu)值時(shí)，電流響應(yīng)的延時(shí)將會(huì)更長(zhǎng)。GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個(gè)高頻極點(diǎn)，以使fs以后的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益以40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環(huán)的抗干擾能力。低頻下一般要加一個(gè)零點(diǎn)，使電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益變大，減小穩(wěn)態(tài)誤差。整個(gè)環(huán)路的結(jié)構(gòu)如圖7所示。其中KEA，KFB定義如前?？梢?jiàn)相對(duì)VMC而言（參見(jiàn)圖3），平均CMC消除了原來(lái)由濾波電感引起的極點(diǎn)（新增極點(diǎn)fs很大，對(duì)電壓環(huán)影響很?。?，將環(huán)路校正成了一階系統(tǒng),

14、電壓環(huán)增益可以保持恒定，不隨輸入電壓Vin而變，外環(huán)設(shè)計(jì)變得更加容易。4 峰值電流模式控制（PeakCMC）平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時(shí)顯得不太方便，因此，實(shí)踐中經(jīng)常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環(huán)輸出控制量（Vc）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過(guò)電壓比較器進(jìn)行比較后，直接得到開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷信號(hào)（開(kāi)通信號(hào)由時(shí)鐘自動(dòng)給出），因此，電壓環(huán)的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。    峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經(jīng)濾波后即負(fù)載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿(mǎn)載時(shí)電感電流在導(dǎo)通期間的電流增量設(shè)計(jì)為額定電流的10左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5，負(fù)載越輕誤差越大，特別是進(jìn)入不連續(xù)電流（DCM）工作區(qū)后誤差將超過(guò)100，系統(tǒng)有時(shí)可能會(huì)出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。在剪切頻率fc以下，由圖6可知平均CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益只能保持在10以?xún)?nèi)不變（峰值電流和平均值之