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文檔簡介
1、本科畢業(yè)設(shè)計(論文)交錯并聯(lián)雙管正激變換器研究燕 山 大 學2013年6月本科畢業(yè)設(shè)計(論文)交錯并聯(lián)雙管正激變換器研究學院(系):專 業(yè):學生 姓名:學 號:指導 教師:答辯 日期:燕山大學畢業(yè)設(shè)計(論文)任務書摘要摘要本文主要研究了交錯并聯(lián)雙管正激變換器主電路拓撲的工作原理和工作過程。工作原理部分分析了兩路雙管正激變換器的交替工作過程和變壓器實現(xiàn)鐵芯磁復位,能量回饋電源的工作原理。控制電路方式部分搭建了系統(tǒng)的控制模型,并根據(jù)控制模型對控制電路參數(shù)進行了設(shè)計。本文第一章討論了具有隔離變壓器的功率電路拓撲,并根據(jù)討論結(jié)果確定交錯并聯(lián)雙管正激變換器作為選擇方案。第二章對交錯并聯(lián)雙管正激變換器進行
2、了工作原理分析并討論了變壓器工作過程。第三章完成了交錯并聯(lián)雙管正激變換器的參數(shù)計算,第四章建立了BUCK電路的小信號模型,并對進行了分析,設(shè)計了補償網(wǎng)絡(luò),搭建了閉環(huán)電路拓撲。第五章進行了開環(huán)和閉環(huán)的仿真分析。關(guān)鍵詞 雙管正激變換器,交錯并聯(lián),小信號模型,補償網(wǎng)絡(luò),閉環(huán)仿真IAbstractAbstractThis paper studies the interleaved two-transistor forward converter main circuit topology of the working principle and process. Works part analyzes
3、 the two-way dual-transistor forward converter transformer alternating work processes and implement core magnetic reset, regenerative power supply works. Control circuit part to build the system control model and control model under the control parameters of the circuit design.The first chapter disc
4、usses the isolation transformer with a power circuit topology and resulting from the discussion interleaved two-transistor forward converter as an option. The second chapter interleaved two-transistor forward converter works were analyzed and discussed the working process of the transformer. Chapter
5、 3 completed interleaved two-transistor forward converter parameter calculation. Chapter 4 established BUCK circuit small signal model, and analyzed the design of the compensation network, set up closed circuit topology. Chapter 5 performed open-loop and closed-loop simulation.Keywords Two-transisto
6、r forward converter, interleaved, small-signal model, the compensation network, the closed-loop simulationII目 錄摘要 . I Abstract . II第1章 緒論 . 11.1 課題背景 . 11.2 DC/DC變換器常用拓撲介紹 . 21.3 本章小結(jié) . 6第2章 主電路工作原理分析 . 72.1交錯并聯(lián)雙管正激變換器的基本關(guān)系 . 72.2變換器中變壓器的磁化過程 . 82.3電路特點分析 . 102.4本章小結(jié) . 10第3章 電路參數(shù)設(shè)計 . 113.1 設(shè)計的技術(shù)指標 .
7、 113.2 主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計 . 113.3 控制電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計 . 133.4 本章小結(jié) . 16第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 . 174.1 正激變換器小信號模型推導與分析 . 174.2 補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 . 204.3 補償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)計算 . 224.4 本章小結(jié) . 24第5章 仿真分析 . 255.1 仿真的目的、意義與可信度 . 255.2 開環(huán)仿真及其結(jié)果分析 . 255.3 閉環(huán)仿真及其結(jié)果分析 . 275.4 本章小結(jié) . 31結(jié)論 . 32參考文獻 . 33III致謝 . 34附錄1 . 35附錄2 . 41附錄3 . 46附錄4 . 54附錄5 . 60I
8、V第1章 緒論第1章 緒論1.1 課題背景開關(guān)電源以其很多顯著的優(yōu)點正被越來越廣泛的應用于國民生產(chǎn)的各個領(lǐng)域。這些優(yōu)點體現(xiàn)于以下幾個方面:效率高。開關(guān)穩(wěn)壓電源調(diào)整開關(guān)管工作在開關(guān)狀態(tài)。在截止期間,開關(guān)管無電流,因此不消耗功率,可大大提高效率,通常可達到80%以上。而傳統(tǒng)的調(diào)整串連型穩(wěn)壓電源的晶體管一直工作在放大區(qū),全部負載電流都通過晶體管,功耗就較大,因而效率很低,一般只在50%左右。由于開關(guān)管在開關(guān)狀態(tài),功率消耗小,不需要采用大散熱器。而且功耗小使得機內(nèi)溫升低,周圍元件不會因長期工作在高溫環(huán)境下而損壞,有利于提高整機的可靠性和穩(wěn)定性。穩(wěn)壓范圍寬。當開關(guān)穩(wěn)壓電源輸入的交流電壓在150250范圍
9、內(nèi)變化時,都能達到很好的穩(wěn)壓效果,輸出電壓的變化在2%以下。而且在輸入電壓發(fā)生變化時,始終能保持穩(wěn)壓電路的高效率。因此開關(guān)穩(wěn)壓電源適用于電網(wǎng)電壓波動很大的地區(qū)。體積小重量輕。開關(guān)電源可將電網(wǎng)輸入的交流電壓直接整流,再通過脈沖變壓器獲得各組不同的脈沖電壓,這樣就可省去笨重的工頻變壓器,節(jié)省了大量漆包線和硅鋼片,使電源的體積大大縮小,重量減輕。安全可靠。開關(guān)穩(wěn)壓電路一般都具有自動保護電路。當穩(wěn)壓電路、高壓電路、負載等出現(xiàn)故障或短路時,能自動切斷電源,保護功能靈敏可靠。正是基于開關(guān)電源相對于傳統(tǒng)相控和線性電源的優(yōu)勢,很多相關(guān)單位和部門都將面臨著傳統(tǒng)電源的改造和改進工作。開關(guān)電源市場比較樂觀。而且隨著
10、電力電子新技術(shù)產(chǎn)品的“四化”發(fā)展方向:應用技術(shù)的高頻化,硬件結(jié)構(gòu)的模塊化,軟件控制的數(shù)字化,產(chǎn)品性能的綠色化,新一代開關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)含量將在原有基礎(chǔ)上進一步提高,更加成熟、經(jīng)濟、實用、可靠,從【10】 而更好的服務于國民經(jīng)濟的各個相關(guān)行業(yè),提供高品質(zhì)的電能。1燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)1.2DC/DC變換器常用拓撲介紹1)正激變換器R圖1-1正激變換器如圖1-1所示,電路結(jié)構(gòu)簡單,是中小功率場合常用的拓撲方案。這種變換器必須采取附加復位電路來實現(xiàn)變壓器鐵芯磁復位,除有源箝位等少數(shù)幾種磁復位方式外,其它的多種復位方式拓撲一般都存在以下缺陷:變壓器鐵芯單向磁化,利用率低,主功率管承受兩倍左右
11、的輸入電壓,主功率管的【3】 占空比一般都不超過O.5。2)反激變換器R圖1-2反激變換器如圖1-2所示,其電路形式與正激變換器相似,只是變壓器的接法和作 2第1章 緒論用不同。從輸出端看,反激變換器是電流源,功率管每開通一次,就要往輸出端傳送能量,因此輸出端不能開路。3)推挽變換器圖1-3推挽變換器如圖1-3所示,電路結(jié)構(gòu)簡單,變壓器鐵芯雙向磁化,當一臺正激變換器不工作時,濾波電感能量可以通過另一臺正激變換器的二次側(cè)回路向負載釋放,因此相同鐵芯尺寸下,推挽電路能夠比正激式電路輸出更大的功率,但電路必須有良好的對稱性,否則容易引起直流偏磁導致鐵芯飽和。另外,變壓器繞組必須緊密耦合,以減小漏感,
12、從而降低功率管的關(guān)斷電壓尖峰,【3】 這增大了變壓器繞制工藝的要求以及對所用功率器件電壓定額的要求。4)半橋變換器R圖1-4半橋變換器3燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)如圖1-4所示,鐵芯雙向磁化,利用率高。變壓器鐵芯不存在直流偏磁現(xiàn)象,功率管承受電源電壓,流過兩倍的輸入電流,適合高壓中功率場合。5)全橋變換器R圖1-5全橋變換器如圖1-5所示,鐵芯雙向磁化,利用率高,易采用軟開關(guān)工作方式。功率管承受電源電壓,流過一倍輸入電流。但全橋變換器功率器件較多,控制及驅(qū)動較復雜,并且變壓器鐵芯存在直流偏磁現(xiàn)象,橋臂存在直通現(xiàn)象,比【3】 較適合大功率場合。6)雙管正激變換器圖1-6雙管正激變換器4第1章
13、 緒論如圖1-6所示,S1和S2同時導通同時關(guān)斷,當S1和S2導通時,輸入直流母線電壓加在變壓器原邊繞組上,向副邊傳輸能量,當S1和S2關(guān)斷后,Dl&D2導通,磁化能量回饋電源。雙管正激變換器的優(yōu)點: 電路結(jié)構(gòu)簡潔,通過兩個二極管來提供勵磁電流回路,實現(xiàn)鐵芯磁復位,去除了復雜的磁復位電路,與開關(guān)管串聯(lián)的二極管將開關(guān)管的電壓箝位在輸入電壓,同時為變壓器的勵磁電流提供回路,勵磁能量回饋給電源,減小了損耗,功率管只承受輸入直流母線電壓,電壓應力低。 相對于半橋變換器或全橋變換器而言,雙管正激變換器的每一個橋臂均由一個開關(guān)管和一個二極管串聯(lián)組成,不存在橋臂直通現(xiàn)象,可靠性高。雙管正激變換器技術(shù)
14、成熟,在中等功率場合得到了廣泛的應用。但雙管正激變換器存在缺點:通常占空比小于0.5,變壓器工作于磁化曲線的第一象限,磁芯利用率低,而且在同一條件下與全橋相比,輸出濾波【8】 電感的體積也較大。7)交錯并聯(lián)雙管正激變換器R圖1-7交錯并聯(lián)雙管正激變換器如圖1-7所示:1.Q1、Q2、D1、D2與副邊拓撲構(gòu)成一路雙管正激變換器,Q3、Q4、D3、D4與副邊拓撲構(gòu)成另一路正激變換器,D5、D6分別為這兩路正激變換器的副邊整流二極管,D7為兩路共用的續(xù)流二極管,L、C分別為輸出濾 5燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)波電感和濾波電容。2.當一路變換器的開關(guān)管關(guān)斷后,經(jīng)過短暫的死區(qū)時間,負載電流經(jīng)二極管D
15、7續(xù)流,變壓器磁化電流逐漸減小為零,實現(xiàn)鐵芯磁復位,能量回饋電源,然后另一路變換器開始工作,另一組變壓器的勵磁電流逐漸增大,然后重復之前過程。兩路正激變換器以相位相差180°的方式交替工作,因此與單路正激變換器相比其等效占空比,提高一倍。與雙管正激變換器相比,正激變換器的交錯并聯(lián)具有許多優(yōu)點: 在同樣工作頻率下,與雙管正激變換器相比,輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍,減小了輸出濾波電感的體積。 副邊整流側(cè)電壓的等效占空比增加一倍,提高了電路的響應,并有利于驅(qū)動電路的設(shè)計,在同樣輸出電壓的情況下,整流側(cè)峰值電壓減小一半,續(xù)流時間減小,有利于續(xù)流管的選擇。 每個并聯(lián)支路流過更小的功率,
16、消除變換器的“熱點”,使熱分布均勻,減輕了散熱設(shè)計的難度 。 輸入電流脈動頻率提高一倍,減小了輸入濾波器的體積,從而進一步減小整機的體積。兩路雙管正激變換器相當于一個全橋電路,所用的器件數(shù)量基本相同,但是交錯并聯(lián)雙管正激變換器克服了全橋變換器的變壓器偏磁、橋臂直通和控制驅(qū)動復雜等缺點。 基于對以上幾種常用隔離式DC/DC電路拓撲的分析,根據(jù)380VAC三相交流輸入,輸出平均功率3KVA的技術(shù)指標,本次設(shè)【8】 計選擇交錯并聯(lián)雙管正激變換器。1.3 本章小結(jié)本章首先對幾種常見的DC/DC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)的工作原理進行分析,并列舉出了各自的優(yōu)缺點。然后又進一步講述了交錯并聯(lián)雙管正激變換器的工作原理
17、及其優(yōu)缺點。通過對它們性能的優(yōu)越性進行比較,綜合考慮各種因數(shù),最終決定選用交錯并聯(lián)雙管正激變換器。6第2章 主電路工作原理分析第2章 主電路工作原理分析本章主要從兩個方面方分析交錯并聯(lián)雙管正激變換器穩(wěn)態(tài)工作原理:變換器輸入輸出的基本關(guān)系以及電路中各個器件的電壓電流應力關(guān)系。由于這部分相對簡單,這里只是將半導體器件的電壓電流應力和輸入輸出電壓的關(guān)系列出。這部分的工作主要是為第三章功率電路各器件的設(shè)計選取提供依據(jù)。變壓器的磁化過程,由于交錯并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器有個短暫的反向磁化的過程,這是單路雙管正激變換器的變壓器所沒有的一個過程,因此這里單獨對變壓器的磁化過程進行了詳細的分析。2.1交錯并
18、聯(lián)雙管正激變換器的基本關(guān)系為方便論述,將第一章交錯并聯(lián)雙管正激變換器的主電路再畫在這里,如圖2-1所示。 Q1、Q2、D1、D2與副邊拓撲構(gòu)成一路雙管正激變換器,Q3、Q4、D3、D4與副邊拓撲構(gòu)成另一路雙管正激變換器,D5、D6分別為這兩路變換器的副邊整流二極管,D7為兩路空用的續(xù)流管,L、C分別為輸出濾波電感和濾波電容。R圖2-1交錯并聯(lián)雙管正激變換器 輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系 Vo2D ViK7燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)其中D是單路占空比,K是變壓器的變比(文中出現(xiàn)的占空比都是指單路占空比)。 關(guān)管的電壓電流應力當開關(guān)管關(guān)斷時,開關(guān)管上的電壓是輸入電壓Vi,當開關(guān)管導通時,流過開關(guān)管
19、的電流是經(jīng)變壓器變換后的負載電流,其有效值是Iq=副邊整流管的電壓電流應力流過整流管電流的有效值IDR=對于兩路共用一個電感的拓撲來說,副邊整流二極管的電壓應力是變壓器副邊電壓的兩倍。副邊續(xù)流管的電壓電流應力流過續(xù)流管電流的有效值為IDF=副邊續(xù)流二極管的電壓應力是變壓器副邊電壓。原邊續(xù)流二極管的電壓電流應力流過該二極管的電流是變壓器磁化電流,其上的電壓是輸入電壓。2.2變換器中變壓器的磁化過程對于共用一個電感的交錯并聯(lián)雙管正激變換器來說,其磁化曲線不象單路雙管正激變換器是第一象限單向磁化的,而是會運動到第三象限。這是由于另一路的存在,使得這路在變壓器去磁完畢后變壓器副邊不會被續(xù)流二極管短路,
20、造成共用一個電感的交錯并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器磁化曲線會【6】 運動到第三象限。下面依據(jù)圖2-2所示的電壓電流原理波形,對這個過程進行簡要的分析。 分析前做如下一些假設(shè): 所有開關(guān)管,二極管均視為理想器件; L足夠大,在一個開關(guān)周期中,其電流基本保持不變,這樣L和C以及負載電阻可以看成是一個電流為I0的恒流源。8第2章 主電路工作原理分析t0t1t2t3t4t5圖2-2半導體器件的電壓電流原理圖在t0時刻前,Q1、Q2、D1、D2上電壓均為(1/2)Vin,Q3、Q4上電壓均為Vin。負載電流Io通過D7續(xù)流,D3、D4導通,磁化電流減小,變壓器T2實現(xiàn)鐵心磁復位。t0時刻,Q1、Q2開通,
21、D1、D2、Q3、Q4仍截止,D3、D4仍導通,T2勵磁電流繼續(xù)通過D3、D4續(xù)流,線性減小,回饋電源。D7關(guān)斷,D5導通,電源通過T1給副邊傳輸能量,T1磁化電流從零線性上升。2.在t1時刻,勵磁電流為零,D3、D4自然關(guān)斷。開關(guān)管Q1、Q2的驅(qū)動脈沖變?yōu)榈碗娖剑琎1、Q2關(guān)斷,T1磁化電流從正向最大值線性下降。D5關(guān)斷,D7開通,負載電流I0經(jīng)D7續(xù)流。D1、D2開通,T1的磁化電流通過D1、D2續(xù)流,線性減小,回饋電源。Q1、Q2承受的電壓為Ui。3.在t2時刻,Q3、Q4的驅(qū)動脈沖為高電平,Q3、Q4開通,開始工作與下半周期,兩路雙管正激變換器互換工作狀態(tài),重復前半周期的工作過程。4.
22、變壓器磁芯復位過程分析:以T1為例,當Q1、Q2關(guān)斷后,由于變壓器的原邊、副邊均有剩磁,所以流過原副邊的電流不能突變?yōu)榱?,原邊電流?jīng)續(xù)流二極管D1、D2續(xù)流, 9燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)并逐漸減小,復邊電流經(jīng)D5續(xù)流,電感電流經(jīng)D7續(xù)流,此時二極管D5、D7均導通,使變壓器副邊短路,副邊電壓為零,由于變壓器的箝位作用,使原邊電壓為零,原邊電流迅速減小為零,實現(xiàn)變壓器復位?!?】2.3電路特點分析從以上分析可見,雙路交錯并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器交替工作,向副邊傳輸能量,通過二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量,實現(xiàn)鐵芯磁復位,電路結(jié)構(gòu)簡潔。并且主功率管關(guān)斷期間只承受電源電壓,這樣
23、就可以選用高速的MOS管,從而減小輸出和輸入的濾波元件的體積。而且,兩路交錯并聯(lián)雙管正激變換器相對于單路雙管正激變換器,具有以下優(yōu)點:在同樣開關(guān)頻率下,輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍,這樣減小了輸出濾波電感的體積,同時輸入電流脈動頻率提高一倍,減小了輸入濾波器的體積,從而進一步減小整機的體積。由于兩路交錯并聯(lián),使得整流側(cè)輸出電壓等效占空比增加一倍,這就帶來兩個好處:1.使功率管工作在占空比小于0.5的情況下,整流側(cè)輸出電壓占空比可以在01之間變化,提高了電路的動態(tài)響應,并且有利于驅(qū)動電路的設(shè)計;2.在同樣輸出電壓的情況下,變壓器副邊匝數(shù)減少一倍,這使得整流側(cè)峰值電壓減小一半,續(xù)流時間減小,
24、有利于選擇低電流定額的續(xù)流管。并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以使每個并聯(lián)支路流過更小的功率,消除變換器的“熱【10】 點”,使熱分布均勻,提高可靠性。2.4本章小結(jié)本章首先分析雙管正激變換器穩(wěn)態(tài)工作原理,主要從兩個方面展開: 變換器輸入輸出的基本關(guān)系以及電路中各個器件的電壓電流應力關(guān)系。由于這部分相對簡單,這里只是將半導體器件的電壓電流應力和輸入輸出電壓的關(guān)系列出。這部分的工作主要是為第三章功率電路各器件的設(shè)計選取提供依據(jù)。變壓器的磁化過程。由于交錯并聯(lián)雙管正激變換器的變壓器有個短暫的反向磁化的過程,這是單路雙管正激變換器的變壓器所沒有的一個過程,因此這里單獨對變壓器的磁化過程進行了簡要的分析。10第3章 電路參
25、數(shù)設(shè)計第3章 電路參數(shù)設(shè)計3.1 設(shè)計的技術(shù)指標交流電壓:380V±20%輸入電壓:交流電壓整流后得410VDC615VDC輸出電壓:180V直流輸出輸出功率:該變換器是某逆變器的前級,逆變器輸出滿載功率為3KW??紤]到逆變器自身損耗,將該DC/DC變換器平均輸出功率定為3300W,最大瞬時功率定為6300W。保護功能:輸入過壓保護、輸出過壓保護、原邊過流保護、后級保護、前級保護、輸出短路時具有限流功能(故障消除時能恢復正常工作)。3.2主電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計主電路參數(shù)設(shè)計時,考慮穩(wěn)態(tài)時各元器件的電壓電流關(guān)系。 由于輸入濾波電容的存在,忽略三相整流后電壓的波動,從而近似輸入電壓無波動。1
26、.變壓器設(shè)計【1】a、占空比和變壓器變比的確定控制芯片選用UC3525,試驗中它可以輸出最大占空比D為0.47,開關(guān)頻率設(shè)計在50K。在輸入電壓最低為410VDC時,保證輸出電壓以達到180V。 由公式:Vo=2Vi D (3-1)K可得變壓器原副邊變比K=N1:N2=2.14,考慮到實際電路中會有一定的占空比丟失,取變比K為2。b、磁芯選擇根據(jù)公式PT104AwAe= (3-2) BwJKofs其中等價功率PT=3.3KW,Bw取0.15T,載流密度J=4A/mm2,窗口利用系數(shù)KO=0.2,,得磁芯尺寸為18.53,EE55B型磁芯符合.11燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)再根據(jù)公式6ViD
27、110 Np= (3-3) BwAefs得到變壓器原邊參數(shù)N1=27.2,取28,根據(jù)變比要求取副邊匝數(shù)為14。 3.濾波器參數(shù)計算a、濾波電感根據(jù)公式 L=R(1-2D) (3-4) 2fs其中R為5,=1對應電感電流的臨界點,fS=50KHZ,求得L=130uH。b、濾波電容根據(jù)公式 C= (3-5) 4RfS其中R為5,=0.01,fS=50KHZ,求得C=70uF。4.半導體器件選取a.開關(guān)管根據(jù)整流后的最高輸入電壓為615V,選取耐壓為800V的MOSFET。 b.原邊續(xù)流二極管續(xù)流管中流過的是變壓器磁化電流,取磁化電流為負載電流的5%,因此得到流過原邊續(xù)流管的電流為3300 I=0
28、.05=0.99A 180原邊續(xù)流管的電壓應力是輸入直流母線電壓,最大為615V,選取DSEl812型二極管。c.副邊整流整流二極管流過整流管電流的瞬時值是流過開關(guān)管電流瞬時值的兩倍,則流 過整流管的最大電流為I=2Iq=30.7A承受的最大電壓也為615V,選取DSEl3012二極管。d.副邊續(xù)流管的選取開關(guān)頻率相對于輸出功率變化的頻率很高,在每個開關(guān)周期中,電感電 12第3章 電路參數(shù)設(shè)計流近似不變。流過該二極管的最大電流為IDFmax=IDRmax=30.7A考慮到線路電感引起的電壓尖峰和反向恢復損耗可能會熱擊穿二極管,選取兩個IXYS公司的DSEl3006二極管串聯(lián)。3.3 控制電路關(guān)
29、鍵參數(shù)設(shè)計控制電路采用Unitrode公司的集成芯片UC3525,此芯片是電壓型芯片,可以外接一個運算放大器,做電壓環(huán),其內(nèi)部的運放用來做電流環(huán),該芯片具有功能強大、集成度高等優(yōu)點,能完全滿足控制及保護功能要求。UC3525能提供接近50%的脈寬控制,可設(shè)定死區(qū)時間,對稱性好,工作頻率可達400kHz,圖騰柱結(jié)構(gòu)輸出,輸出能力達500mA,內(nèi)帶2MHz帶寬的放大器,【10】 軟啟動功能,Shutdowm保護端功能。根據(jù)控制要求,采用如圖3-1所示的3525外圍電路及參數(shù)要求。1.頻率設(shè)定頻率由6腳RT與5腳CT值決定。開關(guān)頻率為50KHz,內(nèi)部振蕩頻率為100 KHz,可確定:RT=4.3K,
30、 CT=3.3nF。2.死區(qū)時間設(shè)定由于雙管正激變換器無直通現(xiàn)象,且3525的輸出最大占空比小于0.5,為了提高系統(tǒng)的動態(tài)相應,可以盡量增大最大占空比,因此在設(shè)計時,將死區(qū)設(shè)置電阻Rd定位0。3.軟啟動電容設(shè)定芯片加電后,軟啟動端P8腳提供50uA的輸出電流,把電容電壓從0V緩慢充至3.3V,對應輸出占空比從0緩慢增至最大值,設(shè)定軟啟動電容l0uF。 1010-63.3=0.66s 軟啟動時間為:t=5010-6軟啟動端電平拉低后驅(qū)動信號為零。在變換器出現(xiàn)某些故障時,可以拉低軟啟動端電平,使輸出為零,如輸出過欠壓故障、輸入過壓故障、功率管過流故障等。軟啟動端可以減小功率管的開機沖擊,避免變壓器
31、的雙倍磁通效應。4.Shutdowm端保護當Shutdowm端電平高于0.8V時,切斷芯片工作,沒有驅(qū)動信號輸出, 13燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)并給軟啟動端電容復位:當Shutdowm端電平低于0.8V時,重新軟啟動。要正常實現(xiàn)保護功能,該端子的電流還要大于0.4mA。某些故障保護端必須加在Shutdowm,如功率管短路故障、輸入過壓故障、變壓器原邊過流故障等。5.基準電平P16腳Vref提供50mA輸出能力的5.1V高精度電壓基準。6.解耦電容9腳附近并接較小容量的解耦電容,濾除圖騰柱產(chǎn)生的諧波,以免影響系統(tǒng)的正常工作。驅(qū)動驅(qū)動圖3-1UC3525外圍電路7.原邊過流保護圖3-2過電流
32、保護電路14第3章 電路參數(shù)設(shè)計圖32是原邊電流取樣電路。T1、T2是脈沖電流互感器,它們在電路中交替工作用來檢測功率M0SFET漏極流過的電流波形。目前可行的電流取樣器件有,無感電阻、霍爾電流傳感器、普通的電流互感器。無感電阻是采用無感繞法的低值電阻,盡管用法簡單,但會造成明顯的附加壓降和損耗。霍爾電流傳感器是比較理想的快速電流檢測器件,但價格較貴限制了它的應用。普通的電流傳感器存在帶寬限制以及輸出信號失真等問題。這里我們采用了脈沖電流互感器,套在功率MOSFET的漏極引線上,線上流過的電流是漏極電流Ids。引線相當于脈沖電流互感器的原邊,匝數(shù)為1匝,磁環(huán)如果繞了N匝,則原副邊匝比為1/N。
33、假設(shè)電流互感器鐵芯的工作磁導率很大,當互感器的原邊流過正脈沖電流Ids時,副邊電流為Is=Ids/N,Is在檢測電阻R5、R6上建立電壓,Urs=Isr/N(R5=R6=R),原邊電流降到0時 磁場儲能通過擊穿二極管去磁。這樣副邊檢測電壓 很好地再現(xiàn)了原邊脈沖電流。電容C1、C2用于吸收高頻振蕩尖峰。檢測電壓送給LM31l比較器并與基準電壓進行比較。正常時,LM31l的輸出為高電平,當檢測到脈沖電壓的峰值超過基準電壓時,輸出低電平,這個信號傳給后接的保護、鎖定電路進行過流保護。圖3-3主功率管驅(qū)動電路15燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)如圖33所示是一路雙管正激電路的兩個主功率管的驅(qū)動電路。設(shè)計
34、時應考慮:1)由于雙管正激電路結(jié)構(gòu)上的需要,兩個主功率管必須電氣隔離,因此采取了如圖所示的隔離驅(qū)動電路。2)輸入為3525輸出的方波信號,由于主功率管均為電壓型控制單極型功率器件,3525提供的兩個圖騰柱輸出級電路結(jié)構(gòu)不太適用,因此經(jīng)對管Q1、Q2驅(qū)動。3)為了提高MOS管的關(guān)斷耐壓和抑制干擾的能力,開關(guān)管關(guān)斷時在其柵源間加負電壓。C為隔直電容,R1、R3為柵極驅(qū)動電阻,目的是防止電流尖峰引起的高頻振蕩。穩(wěn)壓二極管D1、D2和D3、D4目的是防止MOSFET正負驅(qū)動電壓過高損壞管子。該電路的優(yōu)點是該電路只使用一個+15V電源,即為單電源。由于隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅(qū)動的管子時提供一個負壓
35、,從而加速了功率管的關(guān)斷,因此有較高的抗干擾能力。3.4 本章小結(jié)本章主要是通過樣機參數(shù)的指標,分別設(shè)計了主電路中的一些重要參數(shù)和控制電路中比較重要的參數(shù)。最后還對主功率管的驅(qū)動電路進行了分析,并確定出了主功率管的驅(qū)動電路。16第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計4.1 正激變換器小信號模型推導與分析由于雙管正激變換器的兩個開關(guān)管是同時開通和關(guān)斷的,因此其工作過程和單管正激變換器幾乎沒有區(qū)別,而正激變換器又是從 Buck 變換器變化而來,Buck 電路如下圖所示。在 Buck 變換器的基礎(chǔ)上添加一個變壓器以實現(xiàn)電氣隔離和能量傳輸即可得到正激變換器
36、。因此分析 Buck 變換器【9】 模型可以得到正激變換器的具體工作過程。LVin圖4-2BUCK電路原理圖為了獲得 Buck 開關(guān)變換器的基本工作特性而又簡化分析,假定電路工作在理想狀態(tài)下。下面以此電路模型為基礎(chǔ)推導 Buck 的狀態(tài)空間表達式。假設(shè)電感電流連續(xù),則Ton 時間內(nèi),電感電流線性增加,diLL=Uin-Uo (4-1) dtduuCc=iL-c (4-2) dtRT 時間內(nèi),電感電流線性減小diL=-Uo (4-3) dtduuCc=iL-c (4-4) dtRL17燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)以IL、Vc為狀態(tài)變量,分別列出Ton、Toff時間內(nèi)狀態(tài)方程表達式。 在0s t
37、 dT期間:1diL0-1dt iLL+Lus (4-5) =duc 1dt C-1uCRC0uO01iLi= s10u C簡寫成x=A1x+B1us y=C1x 在dT t Ts期間diL1dt 0-LduiL+0u=s c dt 0-1uC0LuO= 01iLi10u s C簡寫成x=A2x+B2us y=C2x 將式(4-11)、(4-15)按占空比的影響求平均值,得到下式x=(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)us 同理可得y=(dC1+d'C2)x 式中d'=1-d現(xiàn)在對基本狀態(tài)平均方程組施加擾動,d=d+d d'=d'-d x
38、=x+x us=us+us y=y+y 將以上式子代入式(4-17)、(4-18)得:18(4-6)(4-7)(4-8)(4-9) 4-10)4-11)4-12)4-13)4-14)( ( ( ( (第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計)=(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)uS+(dA1+d'A2)x+(dB1+d'B2)uS(x+xdt(4-15)+(A-A)dx+(B-B)du+(A1-A2)x+(B1-B2)d1212S+(C-C)xd=(dC1+d'C2)x+(dC1+d'C2)x+(C1-C2)xd(4-16) y+y1
39、2將穩(wěn)態(tài)分量與擾動分量分離成二組方程,其中擾動方程即為式(4-17)、(4-18), 擾動方程如下:dx+(B-B)du+(dB1+d'B2)uS+(A1-A2)x+(B1-B2)uS+(A1-A2)dx=(dA1+d'A2)x12Sdt(4-17)、dx兩項,故是非線性化方程,為了線性sudxdu化,假設(shè)動態(tài)分量遠小于穩(wěn)態(tài)量,即 1, 1, 1,則s、dx可dusx式(4-16)、式(4-17)有dus以忽略,同時記A=dA1+d'A2,,B=dB1+d'B2,C=dC1+d'C2,因此上兩式可以化簡為:dx (4-18)+Bus+(A1-A2)x+(
40、B1-B2)usd =Axdt (4-19)=Cx+(C1-C2)xdy上兩式即為動態(tài)低頻小信號狀態(tài)平均方程,是一個線性非時變方程,將它進行拉氏變換,轉(zhuǎn)至 S 域:(s) (4-20)(s)=Ax(s)+Bus(s)+(A1-A2)x+(B1-B2)usdsx(s) (4-21)(s)=Cx(s)+(C-C)xdy12求解得,(s) (4-22)(s)=(sI-A)-1Bus(s)+(sI-A)-1(A1-A2)x+(B1-B2)usdx將此式展開得,cDuL=-us+id si+uLLLLuic=-c suCRC19燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)s=DiL+iLdi將其轉(zhuǎn)化為等效電路形式為下
41、圖所示:VidDLCs(s)u+RV0(s)-圖4-4連續(xù)工作模式下正激變換器小信號模型則由上圖知正激變換器的動態(tài)小信號傳遞函數(shù)為:VnD0= (4-23) Vsd=01+S+LCS2RVV10=0 (4-24) LdV=0nD1+S+LCS2sR上式又被稱為控制到輸出的傳遞函數(shù),上式中的n為變壓器變比N2/N1。4.2 補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計圖4-1所示為一種有源超前滯后補償網(wǎng)絡(luò),其傳遞函數(shù)為11/(R2+)VsCsC1 CS=2 1V1SR1/(R3+)sC3=(1+sR2C1)1+s(R1+R3)C3 (4-25) 212sR1(C1+C2)(1+s)(1+sR3C3)C1+C2有源超前滯后補償網(wǎng)
42、絡(luò)有兩個零點,三個極點。零點:20第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計fZ1=fZ2Z1 (4-26) =22R2C1w11(4-27) =Z2=22(R1+R3)C32R1C3極點: fP1=0(原點)w1(4-28) fP2=P2=22R3C3w11(4-29) fP3=P3=RCC222122R2C2C1+C2這里R3>>R1,C2<<C1。C2V1(s)VrefVc(s)圖4-1補償網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)頻率fZ1和fZ2之間的增益近似為AV1=R2(4-30) R1在頻率fP2和fP3之間的增益近似為R(R+R3)R2(4-31) AV2=21R1R3R3一般將補償網(wǎng)
43、絡(luò)的增益交越頻率fg設(shè)定在補償網(wǎng)絡(luò)的fZ2與fP2之間。 理論上補償后的回路函數(shù)的增益交越頻率fg可設(shè)定為開關(guān)頻率的1/2,但是考慮抑制輸出開關(guān)紋波,增益的交越頻率fg以小于1/5的開關(guān)頻率fs較為恰當。若原始回路中函數(shù)有兩個相近的極點,極點頻率fP1,P21/(2,可將補償網(wǎng)絡(luò)兩個零點頻率設(shè)計為原始回路函數(shù)兩個相近極點頻率的1/2,即21燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)fZ1=fZ2=(4-32) fP1,P2 2如果原始回路函數(shù)沒有零點,則可以將補償網(wǎng)絡(luò)的兩個極點設(shè)定為fP2=fP3=(13)fs,以減小輸出的高頻開關(guān)紋波。至此,補償網(wǎng)絡(luò)的零點和極點的位置可以確定。由于補償后系統(tǒng)的fg位于G
44、C(s)的零點fZ2與極點fP2,于是可求出在零點fZ1與fZ2之間的增益為AV1=AV2=fZ2GC(j2fg ) ( 4-33) fgfP2GC(j2fg) (4-34) fg有以下公式可以求出補償網(wǎng)絡(luò)各元件參數(shù):首先設(shè)定R2的值,R2 (4-35) AV21 (4-36) C1=2fZ1R21 (4-37) C2=2fP3R21 (4-38) C3=2fP2R31 (4-39) R1=2fZ2C3R3=補償網(wǎng)絡(luò)電路的實現(xiàn)大都利用PWM控制芯片或IC芯片內(nèi)部的誤差放大器外加RC無源元件構(gòu)成,或者將PWM控制IC芯片內(nèi)部誤差放大器當【5】 做緩沖器,利用外加的運算放大器加RC無源元件構(gòu)成補償
45、網(wǎng)絡(luò)電路。4.3 補償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)計算交錯并聯(lián)雙管正激變換器其等效占空比為2D,根據(jù)式(4-24)可得其傳遞函數(shù)為Gvd(s)=VO1 L2D1+s+s2LCR22第4章 主電路小信號模型分析和補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計其中VO為負載輸出電壓,D為單路占空比,L為主電路濾波電感值,C為濾波電容值,R為負載電阻值。原始回路增益函數(shù)Go(s)=H(s)Gm(s)Gvd(s)其中H(s)=0.0283,Gm(s)=1/2.4,則可得2.45 Go(s)=-4-821+0.2610s+0.9110s取交越頻率fg=1/5fs=10KHz,則可求得原始回路函數(shù)Go(s)在fg的增益為|Go(j2fg)|=2.45=0.0
46、701 1.63j-34.89則可求得補償網(wǎng)絡(luò)的增益為1Gc(j2fg)=14.265 0.0701幅頻特性的轉(zhuǎn)折頻率補償網(wǎng)絡(luò)函數(shù)Gc(s)兩個零點頻率設(shè)計為原始回路函數(shù)Go(s)兩個極點頻率fP1,P2=1669的1/2,即1fP1,P2=834.7 2則可求得在零點fZ1與fZ2之間的增益為f834.7AV1=Z2GC(j2fg)=14.265=1.2 fg1104fZ1=fZ2=fP25104AV2=GC(j2fg)=14.265=71.325 fg1104至此可以求出補償網(wǎng)絡(luò)的電阻值和電容值。根據(jù)式(4-35)(4-39),可設(shè) R2=10K,R21104R3=140 AV271.32
47、5C1=11=0.019u 2fZ1R223.14834.7110423燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)C2=11=320p 442fP3R223.1451011011=0.022u 2fP2R3238.6K -72fZ2C323.14834.72.210C3= R1=依據(jù)補償網(wǎng)絡(luò)和主電路可以建立閉環(huán)電路拓撲如下:圖4-5閉環(huán)電原理圖4.4 本章小結(jié)1.本章對雙管正激變換器建立了小信號模型,并對其進行了分析,推導出了正激變換器的傳遞函數(shù)。2.提出了一種雙零點,三極點的補償網(wǎng)絡(luò),并依據(jù)主電路的參數(shù)計算了補償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù),建立了閉環(huán)電路拓撲。 24第5章 仿真分析第5章 仿真
48、分析5.1 仿真的目的、意義與可信度仿真是科技開發(fā)的一個重要環(huán)節(jié),仿真的目的在于建立一個模擬的實驗環(huán)境,提供一種高效的計算乃至是分析手段,從而減小開發(fā)過程中的盲目性,縮短開發(fā)周期。但是,仿真存在一個可信度的問題,仿真的結(jié)果并不能十分完美的反應實際情況。這主要取決于兩個方面:一是方針手段有限,軟件反應電路模型的能力有限及計算方法不是很完善;二是仿真中的電路模型無法【7】 真實反映實際電路。5.2 開環(huán)仿真及其結(jié)果分析雙管正激變換器交錯并聯(lián)技術(shù)的開環(huán)仿真電路圖如圖5-1所示,設(shè)其占空比為0.3進行仿真,根據(jù)公式V540Vo=2iD=20.3 K2得 Vo=162V得到的仿真波形驗證了設(shè)計電路的正確
49、性。其仿真波形如圖5-2所示.圖5-1開環(huán)仿真電路圖25燕山大學本科生畢業(yè)設(shè)計(論文)圖5-2開環(huán)仿真波形上半部分得到的是輸出電壓的波形,經(jīng)過1.5ms之后完全穩(wěn)定在160V,與理論上應該計算得到的輸出電壓基本相同。下半部分是電感電流的波形,1.5ms之后電感電流也,在25A40A這個范圍內(nèi)穩(wěn)定波動。故由此可說明交錯并聯(lián)雙管正激變換器開環(huán)時的原理和參數(shù)的正確性。圖5-3開環(huán)電路中驅(qū)動信號波形26第5章 仿真分析由于本次設(shè)計的題目是雙管正激變換器的交錯并聯(lián)技術(shù),要想實現(xiàn)它的交錯并聯(lián),也就是要有兩路相互獨立的輸出,這兩路各自獨立,給每一路一個驅(qū)動脈沖,都能給負載供能,而且既然是交錯并聯(lián),就說明這相互獨立的兩路應該不能同時被觸發(fā),而應該是交替被觸
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