功率可調(diào)中頻感應(yīng)加熱電源控制系統(tǒng)的設(shè)計

1、 畢業(yè)設(shè)計論文課 題：功率可調(diào)中頻感應(yīng)加熱電源 控制系統(tǒng)的設(shè)計 院 （系）： 專 業(yè)： 學(xué)生姓名： 學(xué) 號： 摘 要中頻感應(yīng)加熱以其加熱效率高、速度快，可控性好及易于實現(xiàn)機械化、自動化等優(yōu)點，已在熔煉、鑄造、彎管、熱鍛、焊接和表面熱處理等行業(yè)得到廣泛的應(yīng)用。本設(shè)計根據(jù)設(shè)計任務(wù)進(jìn)行了方案設(shè)計，設(shè)計了相應(yīng)的硬件電路，研制了20KW中頻感應(yīng)加熱電源。本設(shè)計中感應(yīng)加熱電源采用IGBT作為開關(guān)器件，可工作在10 Hz10 kHz頻段。它由整流器、濾波器、和逆變器組成。整流器采用不可控三相全橋式整流電路。濾波器采用兩個電解電容和一個電感組成型濾波器濾波和無源功率因數(shù)校正。逆變器主要由PWM控制器SG352

2、5A控制四個IGBT的開通和關(guān)斷，實現(xiàn)DC-AC的轉(zhuǎn)換。 設(shè)計中采用的芯片主要是PWM控制器SG3525A和光耦合驅(qū)動電路HCPL-316J。設(shè)計過程中程充分利用了SG3525A的控制性能，具有寬的可調(diào)工作頻率，死區(qū)時間可調(diào)，具有輸入欠電壓鎖定功能和雙路輸出電流。由于HCPL-316J具有快的開關(guān)速度（500ns），光隔離，故障狀態(tài)反饋，可配置自動復(fù)位、自動關(guān)閉等功能，所以選擇其作為IGBT的驅(qū)動。對原理樣機的調(diào)試結(jié)果表明，所完成的設(shè)計實現(xiàn)了設(shè)計任務(wù)規(guī)定的基本功能。此外，為了滿足不同器件對功率需要的要求，設(shè)計了功率可調(diào)。這部分超出了設(shè)計任務(wù)書規(guī)定的任務(wù)。關(guān)鍵詞：感應(yīng)加熱電源；串聯(lián)諧振；逆變電路

3、；IGBT目 錄引言11 緒論21.1 感應(yīng)加熱的工作原理21.2 感應(yīng)加熱電源技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀與趨勢32 感應(yīng)加熱電源實現(xiàn)方案研究52.1 串并聯(lián)諧振電路的比較52.2 串聯(lián)諧振電源工作原理72.3 電路的功率調(diào)節(jié)原理82.4 本課題設(shè)計思路及主要設(shè)計內(nèi)容83 感應(yīng)加熱電源電路的主回路設(shè)計93.1 主電路的主要設(shè)計元器件參數(shù)93.2 感應(yīng)加熱電源電路的主回路結(jié)構(gòu)9主回路的等效模型10整流部分電路分析13逆變部分電路分析153.3 系統(tǒng)主回路的元器件參數(shù)設(shè)定16整流二極管和濾波電路元件選擇16IGBT和續(xù)流二極管的選擇17槽路電容和電感的參數(shù)設(shè)定184 控制電路的設(shè)計194.1控制芯片SG3525

4、A19內(nèi)部邏輯電路結(jié)構(gòu)分析20芯片管腳及其功能介紹214.2 電流互感器235 驅(qū)動電路的設(shè)計245.1 絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）對驅(qū)動電路的要求24門極電壓對開關(guān)特性的影響及選擇24門極串聯(lián)電阻對開關(guān)特性的影響及選擇255.2 IGBT過壓的原因及抑制255.3 IGBT的過流保護(hù)26設(shè)計短路保護(hù)電路的幾點要求275.4 集成光電隔離驅(qū)動模塊HCPL-316J27器件特性27芯片管腳及其功能介紹28內(nèi)部邏輯電路結(jié)構(gòu)分析28器件功能分析29驅(qū)動電路的試驗和注意問題306 輔助直流穩(wěn)壓電源316.1 三端固定穩(wěn)壓器316.2 本次設(shè)計用的的電源326.2.1 18伏，15伏穩(wěn)壓電壓電源32

5、6.2.2 ±12伏，±5伏雙路穩(wěn)壓電源326.2.3元器件選擇及參數(shù)計算337 硬件調(diào)試348 結(jié)論35致謝37參考文獻(xiàn)38附錄一 整體電路原理圖39附錄二控制電路PCB40引言隨著功率器件的發(fā)展，感應(yīng)加熱電源的頻率也逐步提高，經(jīng)歷了中頻、超音頻、高頻幾個階段。在感應(yīng)加熱電源的應(yīng)用中，淬火、焊管、焊接等工藝都要求高頻率高功率的電源。功率MOSFET雖然可以實現(xiàn)高頻工作，但其電壓、電流容量等級低，大功率電源需采用串、并聯(lián)技術(shù)，影響了電源運行的可靠性。絕緣柵雙極晶體管(IGBT)比較容易實現(xiàn)電源高功率化，但在高頻情況下，其開關(guān)損耗，尤其是IGBT關(guān)斷時存在的尾部電流，會限制工

6、作頻率的進(jìn)一步提高。本文論述的中頻感應(yīng)加熱電源采用功率自關(guān)斷功率器件IGBT，負(fù)載頻率是開關(guān)管工作頻率的二倍，間接拓寬了IGBT的使用頻率；功率管工作于零電流開關(guān)狀態(tài)，徹底消除了尾部電流引起的關(guān)斷損耗，理論上可實現(xiàn)零開關(guān)損耗；同時采用死區(qū)控制策略后，可實現(xiàn)負(fù)載阻抗調(diào)節(jié)。以往一般采用晶閘管來實現(xiàn)逆變電路，但是晶閘管關(guān)斷期反壓太低，參數(shù)匹配麻煩，輸出頻率仍然偏低；而采用IGBT后，并讓電路工作在電流斷續(xù)狀態(tài)下，這些問題都得到很好地解決。為滿足中小工件加熱的需要，研制了一種新型線效的中頻感應(yīng)加熱電源。該電源具有輸出電壓低圈匝數(shù)少、不需要中頻變壓器降壓、結(jié)構(gòu)簡單、效率高。1 緒論感應(yīng)加熱具有加熱效率高

7、、速度快、可控性好及易于實現(xiàn)自動化等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于金屬熔煉、透熱、熱處理和焊接等工業(yè)生產(chǎn)過程中，成為冶金、國防、機械加工等部門及鑄、鍛和船舶、飛機、汽車制造業(yè)等不可缺少的技術(shù)手段。1.1 感應(yīng)加熱的工作原理感應(yīng)加熱原理為產(chǎn)生交變的電流，從而產(chǎn)生交變的磁場，在利用交變磁場來產(chǎn)生渦流達(dá)到加熱的效果。如圖1.1：圖1.1 感應(yīng)電流圖示當(dāng)交變電流通入感應(yīng)圈時，感應(yīng)圈內(nèi)就會產(chǎn)生交變磁通，使感應(yīng)圈內(nèi)的工件受到電磁感應(yīng)電勢。設(shè)工件的等效匝數(shù)為。則感應(yīng)電勢： （1-1）如果磁通是交變得，設(shè)，則 有效值為： （1-3）感應(yīng)電勢E在工件中產(chǎn)生感應(yīng)電流使工件內(nèi)部開始加熱，其焦耳熱為： （1-4）式中： 感應(yīng)電流有

8、效值（安），R工件電阻（歐），t時間（秒）。這就是感應(yīng)加熱的原理。感應(yīng)加熱與其它的加熱方式，如燃?xì)饧訜幔娮锠t加熱等不同，它把電能直接送工件內(nèi)部變成熱能，將工件加熱。而其他的加熱方式是先加熱工件表面，然后把熱再傳導(dǎo)加熱內(nèi)部。金屬中產(chǎn)生的功率為： （1-5）感應(yīng)電勢和發(fā)熱功率不僅與頻率和磁場強弱有關(guān)，而且與工件的截面大小、截面形狀等有關(guān)，還與工件本身的導(dǎo)電、導(dǎo)磁特性等有關(guān)。在感應(yīng)加熱設(shè)備中存在著三個效應(yīng)集膚效應(yīng)、近鄰效應(yīng)和圓環(huán)效應(yīng)。集膚效應(yīng)：當(dāng)交變電流通過導(dǎo)體時，沿導(dǎo)體截面上的電流分布式部均勻的，最大電流密度出現(xiàn)在導(dǎo)體的表面層，這種電流集聚的現(xiàn)象稱為集膚效應(yīng)。近鄰效應(yīng)當(dāng)兩根通有交流電的導(dǎo)體靠得很

9、近時，在互相影響下，兩導(dǎo)體中的電流要重新分布。當(dāng)兩根導(dǎo)體流的電流是反方向時，最大電流密度出現(xiàn)在導(dǎo)體內(nèi)側(cè)；當(dāng)兩根導(dǎo)體流的電流是同方向時，最大電流密度出現(xiàn)在導(dǎo)體外側(cè)，這種現(xiàn)象稱為近鄰效應(yīng)。圓環(huán)效應(yīng)：若將交流電通過圓環(huán)形線圈時，最大電流密度出現(xiàn)在線圈導(dǎo)體的內(nèi)側(cè)，這種現(xiàn)象稱為圓環(huán)效應(yīng)。感應(yīng)加熱電源就是綜合利用這三種效應(yīng)的設(shè)備。在感應(yīng)線圈中置以金屬工件，感應(yīng)線圈兩端加上交流電壓，產(chǎn)生交流電流，在工件中產(chǎn)生感應(yīng)電流。此兩電流方向相反，情況與兩根平行母線流過方向相反的電流相似。當(dāng)電流和感應(yīng)電流相互靠攏時，線圈和工件表現(xiàn)出鄰近效應(yīng)，結(jié)果，電流集聚在線圈的內(nèi)側(cè)表面，電流聚集在工件的外表面。這時線圈本身表現(xiàn)為圓環(huán)

10、效應(yīng)，而工件本身表現(xiàn)為集膚效應(yīng)。 交變磁場在導(dǎo)體中感應(yīng)出的電流亦稱為渦流。工件中產(chǎn)生的渦流由于集膚效應(yīng)，沿橫截面由表面至中心按指數(shù)規(guī)律衰減，工程上規(guī)定，當(dāng)渦流強度從表面向內(nèi)層降低到其數(shù)值等于最大渦流強度的1/e(即36.8% )，該處到表面的距離稱為電流透入深度。由于渦流所產(chǎn)生的熱量與渦流的平方成正比，因此由表面至芯部熱量下降速度要比渦流下降速度快的多，可以認(rèn)為熱量(8590%)集中在厚度為的薄層中。透入深度由下式確定： （1-6） 式中: 工件電阻率（m ）, 。真空磁導(dǎo)率4×10(H/m). 工件磁導(dǎo)率(H/m ), 工件相對磁導(dǎo)率， 角頻率(rad/s )， f頻率(HZ)。

11、將。和的數(shù)值代入，即可得公式: （1-7）從上式可以看出，當(dāng)材料電阻率、相對磁導(dǎo)率給定后，透入深度僅與頻率f平方根成反比，此工件的加熱厚度可以方便的通過調(diào)節(jié)頻率來加以控制。頻率越高，工件的加熱厚度就越薄。這種性質(zhì)在工業(yè)金屬熱處理方面獲得了廣泛的應(yīng)用。1.2 感應(yīng)加熱電源技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀與趨勢（1）感應(yīng)加熱電源技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀感應(yīng)電源按頻率范圍可分為以下等級：500Hz以下為低頻，1-10KHz為中頻；20KHz以上為超音頻和高頻。感應(yīng)加熱電源發(fā)展與電力電子器件的發(fā)展密切相關(guān)。1970年浙大研制成功國內(nèi)第一臺100KW/1KHz晶閘管中頻電源以來，國產(chǎn)KGPS系列中頻電源已覆蓋了中頻機組的全部型號。在超

12、音頻電源方面，日本在1986年就利用SITH研制出100KW/60KHz的超音頻電源，此后日本和西班牙又在1991年相繼研制出500KW/50KHz和200KW/50KHz的IGBT超音頻電源。國內(nèi)在超音頻領(lǐng)域與國外還有一定差距，但發(fā)展很快，1995年浙大研制出50KW/50KHz的IGBT超音頻電源，北京有色金屬研究總院和本溪高頻電源設(shè)備廠在1996年聯(lián)合研制出100KW/20KHz的IGBT電源。在高頻這一頻段可供選擇的全控型器件只有靜電感應(yīng)晶閘管（SITH）和功率場效應(yīng)晶閘管（MOSFET），前者是日本研制的3KW200KW，20KHz300KHz系列高頻電源,后者由歐美采用MOSFET

13、研制成功輸出頻率為200300KHz,輸出功率為100400KW的高頻電源。與國外相比，國內(nèi)導(dǎo)體高頻電源存在較大差距，鐵嶺高頻設(shè)備廠1993年研制成功80KW/150KHz的SIT高頻電源，但由于SIT很少進(jìn)入國際化流通渠道，整機價格偏高，并沒有投入商業(yè)運行?，F(xiàn)在，電力電子應(yīng)用國家工程中心設(shè)計研制出了550KW/100400KHz高頻MOSFET逆變電源。上海寶鋼1420冷軋生產(chǎn)線于1998年引進(jìn)了日本富士公司的7180KHz,3200KW高頻感應(yīng)加熱電源，是目前世界上最為先進(jìn)的逆變電源?？傮w說來，國內(nèi)在感應(yīng)加熱電源的設(shè)計開發(fā)和產(chǎn)品化方面雖有發(fā)展，但遠(yuǎn)不能適應(yīng)我國工業(yè)發(fā)展的要求，對于應(yīng)用范圍越

14、來越廣泛的高頻感應(yīng)加熱電源領(lǐng)域的研究尤為薄弱，處于剛剛起步階段。（1）感應(yīng)加熱電源技術(shù)發(fā)展與趨勢感應(yīng)加熱電源的水平與半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展密切相關(guān)，因此當(dāng)前功率器件在性能上的不斷完善，使得感應(yīng)加熱電源的發(fā)展趨勢呈現(xiàn)出以下幾方面的特點。高頻率目前，感應(yīng)加熱電源在中頻頻段主要采用晶閘管，超音頻頻段主要采用IGBT，而高頻頻段，由于SIT存在高導(dǎo)通損耗等缺陷，主要發(fā)展MOSFET電源。感應(yīng)加熱電源諧振逆變器中采用的功率器件利于實現(xiàn)軟開關(guān)，但是，感應(yīng)加熱電源通常功率較大，對功率器件，無源器件，電纜，布線，接地，屏蔽等均有許多特殊要求，尤其是高頻電源。因此，實現(xiàn)感應(yīng)加熱電源高頻化仍有許多應(yīng)用基礎(chǔ)技術(shù)需要進(jìn)

15、一步探討。大容量化從電路的角度來考慮感應(yīng)加熱電源的大容量化，可將大容量化技術(shù)分為二大類：一類是器件的串、并聯(lián)，另一類是多臺電源的串、并聯(lián)器件的均流問題，由于器件制造工藝和參數(shù)的離散性，限制了器件的串、并聯(lián)數(shù)目，且串、并聯(lián)數(shù)越多，裝置的可靠性越差。多臺電源的串、并聯(lián)技術(shù)是在器件串、并聯(lián)技術(shù)基礎(chǔ)上進(jìn)一步大容量化的有效手段，借助于可靠的電源串、并聯(lián)技術(shù)，在單機容量適當(dāng)?shù)那闆r下，可簡單地通過串、并聯(lián)運行方式得到大容量裝置，每臺單機只是裝置的一個單元或一個模塊。感應(yīng)加熱電源逆變器主要有并聯(lián)逆變器和串聯(lián)逆變器，串聯(lián)逆變器輸出可等效為一低阻抗的電壓源，當(dāng)二電壓源并聯(lián)時，相互間的幅值、相位和頻率不同或波動時將

16、導(dǎo)致很大的環(huán)流以致逆變器器件的電流產(chǎn)生嚴(yán)重不均，因此串聯(lián)逆變器存在并機擴容困難；而對并聯(lián)逆變器，逆變器輸入端的直流大電抗器可充當(dāng)各并聯(lián)器之間的電流緩沖環(huán)節(jié)，使得輸入端的AC/DC或DC/AC環(huán)節(jié)有足夠的時間來糾正直流電源的偏差，達(dá)到多機并聯(lián)擴容。負(fù)載匹配感應(yīng)加熱電源多用于工業(yè)現(xiàn)場，其運行工況比較復(fù)雜，它與鋼鐵、冶金和金屬熱處理行業(yè)具有十分密切的聯(lián)系，他的負(fù)載對象各式各樣，而電源逆變器與負(fù)載是一有機的整體，負(fù)載直接影響到電源的運行效率和可靠性。對焊接、表面熱處理等負(fù)載，一般采用匹配變壓器連接電源和負(fù)載感應(yīng)器，對高頻、超音頻電源用的匹配變壓器要求漏抗很小，如何實現(xiàn)匹配變壓器的高輸入效率，從磁性材料

17、選擇到繞組結(jié)構(gòu)的設(shè)計已成為一重要課題，另外，從電路拓?fù)渖县?fù)載結(jié)構(gòu)以三個無源元件代替原來的二哥無源元件以取消匹配變壓器，實現(xiàn)高效、低成本隔離匹配。智能化控制隨著感應(yīng)熱處理生產(chǎn)線自動化控制程度及對電源可靠性要求的提高，感應(yīng)加熱電源正向智能化控制方向發(fā)展。具有計算機智能接口、遠(yuǎn)程控制、故障自動診斷等控制性能的感應(yīng)加熱電源正成為下一代發(fā)展目標(biāo)。 2 感應(yīng)加熱電源及其實現(xiàn)方案研究2.1 串并聯(lián)諧振電路的比較感應(yīng)加熱電源根據(jù)補償形式分為兩種，并聯(lián)諧振式(電流型)電源和串聯(lián)諧振式(電壓型)電源。圖2.1感應(yīng)加熱電源主電路圖并聯(lián)諧振式電源采用的逆變器是并聯(lián)諧振逆變器，其負(fù)載為并聯(lián)諧振負(fù)載。通常需電流源供電，在

18、感應(yīng)加熱中，電流源通常由整流器加一個大電感構(gòu)成。由于電感值較大，可以近似認(rèn)為逆變器輸入端電流固定不變。交替開通和關(guān)斷逆變器上的可控器件就可以在逆變器的輸出端獲得交變的方波電流，其電流幅值取決于逆變器的輸入端電流值，頻率取決于器件的開關(guān)頻率。 串聯(lián)諧振式電源采用的逆變器是串聯(lián)諧振逆變器，其負(fù)載為串聯(lián)諧振負(fù)載。通常需電壓源供電，在感應(yīng)加熱中，電壓源通常由整流器加一個大電容構(gòu)成。由于電容值較大，可以近似認(rèn)為逆變器輸入端電壓固定不變。交替開通和關(guān)斷逆變器上的可控器件就可以在逆變器的輸出端獲得交變的方波電壓，其電壓幅值取決于逆變器的輸入端電壓值，頻率取決于器件的開關(guān)頻率。串聯(lián)諧振逆變器和并聯(lián)諧振逆變器的

19、差別，源于它們所用的振蕩電路不同，前者是用L、R和C串聯(lián)，后者是L、R和C并聯(lián)； (1)串聯(lián)諧振逆變器的輸入電壓恒定，輸出電流近似正弦波，輸出電壓為矩形波，換流是在晶閘管上電流過零以后進(jìn)行，因而電流總是超前電壓角。 并聯(lián)諧振逆變器的輸入電流恒定，輸出電壓近似正弦波，輸出電流為矩形波，換流是在諧振電容器上電壓過零以前進(jìn)行，負(fù)載電流也總是越前于電壓 角。這就是說，兩者都是工作在容性負(fù)載狀態(tài)。(2)串聯(lián)諧振逆變器在換流時，晶閘管是自然關(guān)斷的，關(guān)斷前其電流己逐漸減少到零，因而關(guān)斷時間短，損耗小。在換流時，關(guān)斷的晶閘管受反壓的時間較長。并聯(lián)諧振逆變器在換流時，晶閘管是在全電流運行中被強迫關(guān)斷的

20、，電流被迫降至零以后還需加一段反壓時間，因而關(guān)斷時間較長。相比之下，串聯(lián)諧振逆變器更適宜于在工作頻率較高的感應(yīng)加熱裝置中使用。(3)串聯(lián)諧振逆變器起動較容易，適用于頻繁起動工作的場所；而并聯(lián)諧振逆變器需附加起動電路，起動較為困難，起動時間長。至今仍有人在研究并聯(lián)諧振逆變器的起動問題。串聯(lián)諧振逆變器晶閘管暫時丟失脈沖，會使振蕩停止，但不會造成逆變顛覆。而并聯(lián)諧振逆變器晶閘管偶爾丟失觸發(fā)脈沖時，仍可維持振蕩。(4)串聯(lián)諧振逆變器并接大的濾波電容器，當(dāng)逆變失敗時，浪涌電流大，保護(hù)困難。但隨著保護(hù)手段的不斷完善以及器件模塊本身也有自帶保護(hù)功能，串聯(lián)諧振逆變器的保護(hù)不再是難題。 并聯(lián)諧振逆變器串接大電抗

21、器，但在逆變失敗時，由于電流受大電抗限制，沖擊不大，較易保護(hù)。(5)串聯(lián)諧振逆變器感應(yīng)線圈上的電壓和補償電容器上的電壓，都為諧振逆變器輸出電壓的Q倍。當(dāng)Q值變化時，電壓變化比較大，所以對負(fù)載的變化適應(yīng)性差。流過感應(yīng)線圈上的電流，等于諧振逆變器的輸出電流。并聯(lián)諧振逆變器的感應(yīng)線圈和補償電容器上的電壓，都等于逆變器的輸出電壓，而流過它們的電流，則都是逆變器輸出電流的Q倍。逆變器器件關(guān)斷時，將承受較高的正向電壓，器件的電壓參數(shù)要求較高。(6)串聯(lián)諧振逆變器的感應(yīng)加熱線圈與逆變電源(包括補償電容器)的距離較遠(yuǎn)時，對輸出功率的影響較小。而對并聯(lián)諧振逆變器來說，感應(yīng)加熱線圈應(yīng)盡量靠近電源(特別是補償電容器

22、)，否則功率輸出和效率都會大幅度降低。綜合比較串、并聯(lián)諧振逆變器的優(yōu)缺點，決定對串聯(lián)諧振式電源進(jìn)行研究。2.2 串聯(lián)諧振電源工作原理串聯(lián)諧振逆變器也稱電壓型逆變器，其原理圖如圖2.2所示。串聯(lián)諧振型逆變器的輸出電壓為近似方波，由于電路工作在諧振頻率附近，使振蕩電路對于基波具有最小阻抗，所以負(fù)載電流近似正弦波同時，為避免逆變器上、下橋臂間的直通，換流必須遵循先關(guān)斷后導(dǎo)通的原則，在關(guān)斷與導(dǎo)通間必須留有足夠的死區(qū)時間。 圖2.2 串聯(lián)逆變器結(jié)構(gòu) （a）容性負(fù)載 （b）感性負(fù)載 圖 2.3負(fù)載輸出波形當(dāng)串聯(lián)諧振逆變器在低端失諧時(容性負(fù)載)，它的波形見圖2.3(a)。由圖可見，工作在容性負(fù)載狀態(tài)時，輸

23、出電流的相位超前于電壓相位，因此在負(fù)載電壓仍為正時，電流先過零，上、下橋臂間的換流則從上(下)橋臂的二極管換至下(上)橋臂的MOSFET。由于MOSFET寄生的反并聯(lián)二極管具有慢的反向恢復(fù)特性，使得在換流時會產(chǎn)生較大的反向恢復(fù)電流，而使器件產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗，而且在二極管反向恢復(fù)電流迅速下降至零時，會在與MOSFET串聯(lián)的寄生電感中產(chǎn)生大的感生電勢，而使MOSFET受到很高電壓尖峰的沖擊當(dāng)串聯(lián)諧振型逆變器在高端失諧狀態(tài)時(感性負(fù)載)，它的工作波形見圖2.3(b)。由圖可見，工作在感性負(fù)載狀態(tài)時，輸出電流的相位滯后于電壓相位，其換流過程是這樣進(jìn)行的，當(dāng)上(下)橋臂的MOSFET關(guān)斷后，負(fù)載電流換

24、至下（上）橋臂的反并聯(lián)的二極管中，在滯后一個死區(qū)時間后，下(上)橋臂的MOSFET加上開通脈沖等待電流自然過零后從二極管換至同橋臂的MOSFET.由與MOSFET中的電流是從零開始上升的，因而基本實現(xiàn)了零電流開通，其開關(guān)損耗很小。另一方面，MOSFET關(guān)斷時電流尚末過零，此時仍存在一定的關(guān)斷損耗，但是由于MOSFET關(guān)斷時間很短，預(yù)留的死區(qū)不長，并且因死區(qū)而必須的功率因數(shù)角并不大，所以適當(dāng)?shù)乜刂颇孀兤鞯墓ぷ黝l率，使之略高于負(fù)載電路的諧振頻率，就可以使上(下)橋臂的MOSFET向下(上)橋臂的反并聯(lián)的二極管換流其瞬間電流也是很小的，即MOSFET關(guān)斷和反并聯(lián)二極管開通是在小電流下發(fā)生的，這樣也限

25、制了器件的關(guān)斷損耗。上述分析可知，串聯(lián)諧振型逆變器在適當(dāng)?shù)墓ぷ鞣绞较?，開關(guān)損耗很小因而，可以工作在較高的工作頻率下這也是串聯(lián)諧振型逆變器在半導(dǎo)體高頻感應(yīng)加熱電源中受到更多重視的主要原因之一。2.3 電路的功率調(diào)節(jié)原理 電源工作在開關(guān)頻率大于諧振頻率狀態(tài)，負(fù)載呈感性，負(fù)載電流滯后于輸出電壓r角。所以在高頻條件下輸出功率表達(dá)式為： 式中的0. 9是因為矩形波所乘的波形率。從式中可以看出當(dāng)輸入電壓一定時，可以通過調(diào)節(jié)輸出電流滯后輸出電壓的滯后角r來調(diào)節(jié)輸出功率。而滯后角r是由諧振參數(shù)和開關(guān)管工作頻率共同決定的。 從上式可以看出當(dāng)系統(tǒng)工作在諧振頻率時=1，即r為0度，系統(tǒng)輸出的功率最大。當(dāng)開關(guān)頻率提高

26、時，滯后角r同時開始增大，輸出功率開始下降，從而完成功率調(diào)節(jié)。2.4 本課題設(shè)計思路及主要設(shè)計內(nèi)容 本課題研究的是一種感應(yīng)加熱電源。系統(tǒng)原理圖見圖2.4圖2.4系統(tǒng)原理結(jié)構(gòu)本文主要設(shè)計內(nèi)容：(1)給出系統(tǒng)理論模型和主要設(shè)計內(nèi)容。(2)主回路部分，進(jìn)一步介紹了整個系統(tǒng)的總體工作過程，分析了主回路的等效模型，通過計算選擇主回路元器件參數(shù)。(3)控制系統(tǒng)及實驗論證，介紹了控制回路硬件原理和控制模塊SG3525A及其組成方案。(4)驅(qū)動電路部分，給出了IGBT驅(qū)動電路的要求和驅(qū)動模塊HCPL-316J，及其在本系統(tǒng)的用途，并分析了其短路方法。 (5) 輔助直流穩(wěn)壓電源,對系統(tǒng)設(shè)計過程需要的直流供電穩(wěn)壓

27、電源作了具體分析。(6)硬件調(diào)試部分，分析了系統(tǒng)硬件調(diào)試需要注意的問題及本系統(tǒng)調(diào)試過程中出現(xiàn)的問題。(7)結(jié)論部分，對設(shè)計方案進(jìn)行了綜合和總結(jié)，并提出了進(jìn)一步的工作設(shè)想，還附帶了經(jīng)過本次畢業(yè)設(shè)計的心得體會。3 感應(yīng)加熱電源電路的主回路設(shè)計3.1 主電路的主要設(shè)計技術(shù)參數(shù)電網(wǎng)供電電壓：3相380V感應(yīng)加熱電源輸出功率：15kW輸出電流頻率：20KHz輸出電流值：30A3.2 感應(yīng)加熱電源電路的主回路結(jié)構(gòu)主電路結(jié)構(gòu)框圖如圖3.1所示：圖3.1 感應(yīng)加熱電源主結(jié)構(gòu)框圖感應(yīng)加熱電源主電路圖，如圖3.2所示圖3.2 感應(yīng)加熱電源的主電路圖如圖3.2所示，它由整流器、濾波器和逆變器組成。整流器采用不可控三

28、相全橋式整流電路。 、和 (C1、C2)構(gòu)成型濾波器。兩個電解電容C1，C2串聯(lián)以減小單個電容的承受的電壓，R2 , R3起均壓作用。R1為限流電阻，當(dāng)系統(tǒng)開始上電時，由于電容兩端電壓為零，故剛開始對電容充電時，電流將很大，加上限流電阻R1后則就電流不會很大了。當(dāng)電容兩端電壓達(dá)到一定數(shù)值時，交流接觸器K1閉合，將限流電阻短接。系統(tǒng)即可正常工作。 逆變器采用單相變逆變橋，經(jīng)變壓器和串聯(lián)諧振電路相接。利用輪流驅(qū)動單相對角的兩組IGBT工作，把恒定的直流電壓變成10 Hz10 kHz方波電壓輸出給負(fù)載。3.2.1主回路的等效模型圖3.2a 主回路等效電路1（1）從圖3.2可知，開始工作時，首先給電容

29、充電。電路等效為一個一階RC零狀態(tài)響應(yīng)電路，把整流器理想化為一個直流電壓源。如右下圖所示，開關(guān)閉合前電路處于零初始狀態(tài)，即。在時刻，開關(guān)閉合，電路接入直流電壓源。根據(jù)基爾霍夫電壓定律（KVL），有 把代入，得電路微分方程 求解微分方程得出： （2）以指數(shù)形式趨近于它的最終恒定值，達(dá)到該值后，電壓和電流不再變化，電容相當(dāng)于開路，電流為零。 當(dāng)電解電容充滿電后，相當(dāng)一個直流電壓源。和導(dǎo)通時，整流后的直流電開始給負(fù)載供電，電流的流向RL，則主回路等效于一個一階零狀態(tài)響應(yīng)電路。電路圖如右下圖。開關(guān)S接通后，（）=（）=0,電路的微分方程為圖3.2b 主回路等效電路2 初始條件為（）0時，電流的通解為

30、： 式中 為時間常數(shù)。特解，積分常數(shù)A（）所以 （1） （3） 繼續(xù)導(dǎo)通，電壓源提供的電流為0，此時，電感儲存的能量通過和續(xù)流二極管D o2形成回路，等效為一個一階零輸入響應(yīng)電路。如右下圖所示。電路在開關(guān)動作之前電壓和電流已恒定不變，電感中有電流。具有初始電流的電感和電阻連接，構(gòu)成一個閉合回路。在>0時，根據(jù)KVL，有 圖3.2c 主回路等效電路3而，電路的微分方程為 其特征根為故電流為 電阻和電感上電壓分別為： 圖3.2d 主回路等效電路4（4）當(dāng)和關(guān)斷，和到通時，電感的自感電流比整流電流大，通過二極管、續(xù)流，等效為一個二階零輸入響應(yīng)電路。如下圖所示，為串聯(lián)電路，假設(shè)電容原已充電，其電

31、壓為，電感中的初始電流為。則=0時，開關(guān)閉合，此電路的放電過程即是二階電路的零輸入響應(yīng)。在指定的電壓、電流參考方向下，根據(jù)KVL可得 ，電壓，。把它們代入上式，得 上式以（令=以方便求解）為未知量的串聯(lián)電路放電過程的微分方程。求解后，特征方程為 解出特征根為 根號前有正負(fù)兩個符號，所以有兩個值。為了兼顧這兩個值，電壓可以寫成 = 其中 可見，特征根和僅與電路參數(shù)和結(jié)構(gòu)有關(guān)，而與激勵和初始儲能無關(guān)。 根據(jù)給定的兩個初始條件結(jié)合電壓的表達(dá)式，可得 將解得的和代入電壓的表達(dá)式 =，就可以得到串聯(lián)電路零輸入響應(yīng)的表達(dá)式：3.2.2 整流部分電路分析（1）基本工作原理為了盡可能減小整流器直流輸出電壓中的

32、紋波，通常在整流器直流一側(cè)并聯(lián)容量較大的濾波電容。本設(shè)計采用目前應(yīng)用最為廣泛的三相橋式全控整流電路，其原理圖如圖3.2所示，習(xí)慣將其中陰極連接在一起的3個二極管(Dl、D3、D5)稱為共陰極組；陽極連接在一起的3個二極管(D4、D6、D2)稱為共陽極組。此外，習(xí)慣上希望二極管按從1至6的順序?qū)?，為此將二極管按圖示的順序編號，即共陰極組中與a、b、c三相電源相接的3個二極管分別為D1，D3，D5，共陽極組中與a、b、c三相電源相接的3個二極管分別為D4、D6、D2；從以下的分析可知，按此編號，二極管的導(dǎo)通順序為D1D2D3D4D5D6。圖3.3 電容濾波的三相橋式不可控整流電路的波形對共陰極組

33、的3個二極管，陽極所接交流電壓值最高的一個導(dǎo)通。而對共陽極組的3個二極管，則是陰極所接交流電壓值最低(或者說負(fù)得最多)的一個導(dǎo)通。這樣，任意時刻共陽極組和共陰極組中各有1個晶閘管處于導(dǎo)通狀態(tài)，加于負(fù)載上的電壓為某一線電壓。此時電路工作波形如圖3.3所示。從相電壓波形看，以變壓器二次側(cè)的中點n為參考點，共陰極組二極管導(dǎo)通時，整流輸出電壓Ud1為相電壓在正半周的包絡(luò)線；共陽極組導(dǎo)通時，整流輸出電壓Ud2為相電壓在負(fù)半周的包絡(luò)線，總的整流輸出電壓，是兩條包絡(luò)線間的差值，將其對應(yīng)到線電壓波形上，即為線電壓在正半周的包絡(luò)線。直接從線電壓波形看，由于共陰極組中處于通態(tài)的二極管對應(yīng)的是最大(正得最多)的相電

34、壓，而共陽極組中處于通態(tài)的二極管對應(yīng)的是最小(負(fù)得最多)的相電壓，輸出整流電壓為這兩個相電壓相減，是線電壓中最大的一個，因此輸出整流電壓波形為線電壓在正半周期的包絡(luò)線。由圖3.2知,第階段，a相電位最高，共陰極組導(dǎo)通，b相電位最低，共陽極組D6導(dǎo)通。電流流通路徑為a-R-LD6-b,負(fù)載上的電壓，變壓器在a、b兩相工作，共陰極組a相電流為正，共陽極組的b相電流為負(fù)。 第階段，a相電位仍為最高，繼續(xù)導(dǎo)通，但c相電位最低，D2導(dǎo)通，電流從b相換至c相。D2因承受反向電壓而關(guān)斷。這時電流流通路徑為：a-RL-D2-c, 負(fù)載上的電壓第階段，b相電位最高，D3導(dǎo)通，則共陰極組換相至D3，電流從a相換至

35、b相，因為承受反向電壓而關(guān)斷，D2因為c相電位仍為最低，而繼續(xù)導(dǎo)通，電流流通路徑為：b-D5-R-L-D2-c,負(fù)載上電壓。 以下、段依次類推。在段，、D4導(dǎo)通，。以后重復(fù)上訴過程。可知二極管導(dǎo)通順序為、。 3.2.3逆變部分電路分析(1)全橋逆變電路基本工作原理電壓型全橋逆變電路的原理圖己在圖3.2中給出，它共有4個橋臂，可以看成由兩個半橋電路組合而成。把橋臂l和4作為一對，橋臂2和3作為另一對，成對的兩個橋臂同時導(dǎo)通，兩對交替各導(dǎo)通.每個橋臂由一個IGBT和一個反并聯(lián)二極管組成。在直流側(cè)接有一個足夠大的電解電容。負(fù)載接在兩對橋臀聯(lián)結(jié)點之間。設(shè)四個IGBT有兩組的柵極信號在一個周期內(nèi)各有半周

36、正偏，半周反偏，且二者互補。當(dāng)負(fù)載為感性時，其工作波形如圖3.4所示。輸出電壓為矩形波，其幅值為UmUd,輸出電流波形隨負(fù)載情況而異。設(shè)t2時刻以前T1,T4通態(tài)，T2,T3為斷態(tài)。t2時刻給T1,T4關(guān)斷信號，給T2,T3開通信號，則T1,T4關(guān)斷，但由于感性負(fù)載中的電流，不能立即改變方向，于是VD2，VD3導(dǎo)通續(xù)流。當(dāng)t3時刻降為零時，VD2，VD3截止，T2，T3開通。開始反向。同樣，在t4時刻給T2,T3關(guān)斷信號，給Tl,T4開通信號后，T2,T3關(guān)斷，D1,D4先導(dǎo)通續(xù)流，t5時刻T1,T4才開通。各段時間內(nèi)導(dǎo)通器件的名稱標(biāo)于圖3.4。0- t t3 t4 0 t1 t2 t5 t6

37、 t V1 V4 V2 V3 V1 V4 V2 V3ON VD1VD4 VD2VD3 VD1VD4 VD2VD3圖3.4 單相全橋電壓型逆變電路工作波形當(dāng)T1、T4或T2、T3為通態(tài)時，負(fù)載電流和電壓同方向。直流側(cè)向負(fù)載提供能量；而當(dāng)D1，D4或D2，D3為通態(tài)時，負(fù)載電流和電壓反向，負(fù)載電感中貯藏的能量向直流側(cè)反饋，即負(fù)載電感將其吸收的無功能量反饋回直流側(cè)。反饋回的能量暫時儲存在直流側(cè)電容器中，直流側(cè)電容器起著緩沖這種無功能量的作用。因為二極管Dl、D4、D2、D3是負(fù)載向直流側(cè)反饋能量的通道，故稱為反饋二極管；又因為Dl、D2、D3、D4 起著使負(fù)載電流連續(xù)的作用，因此又稱續(xù)流二極管。 （

38、2）無源功率因數(shù)校正所謂無源功率因數(shù)校正，就是通過在電路中加入無源電感L或加入無源電感L和無源電容而使整流器輸入端電流接近于正弦的方法，這是人們最早采用的方法。無源功率因數(shù)校正由三種比較基本的方法：一種是在整流器與直流濾波電容之間串入無源電感Ld；二是在整流器輸入端串入無源LC串并聯(lián)槽路；三是利用電容和二極管網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成填谷方式。 本設(shè)計采用的是在整流器與直流濾波電容之間串入無源直流電感Ld的無源校正電路，在實際應(yīng)用時，常常有少量改進(jìn)，如圖3.5所示 圖3.5無源功率因數(shù)校正的電路這種少量的改進(jìn)，主要是在整流器與直流電感之間并入一個數(shù)值較小的電容，使、和構(gòu)成型濾波器，以對輸出直流電壓有更好的濾波作

39、用，使輸出電壓的紋波更小。由于，所以其上的電壓還是可以隨著輸入電壓而波動，再則的值也很小，因此對輸入電流的畸變沒有什么影響，整流二極管的導(dǎo)通角也不會因此而減小。3.3 系統(tǒng)主回路的元器件參數(shù)設(shè)定3.3.1整流二極管和濾波電路元件選擇 （1）整流二極管的選擇 整流輸出的電壓平均值為： U2.34U2.34×220V514.8V電流平均值 ： 輸出電流平均值為 =/ R與單相電路情況一樣，電容電流平均值為零、因此 =在一個電源周期中，有6個波頭，流過每一個二極管的是其中的兩個波頭，因此二極管電流平均值為的l/3，即 =/3=/3二極管D可能承受的最大正向電壓為線電壓峰值的1/2，即（）/

40、2，即×220V/2269.5V。 二極管D可能承受的最大反向電壓為線電壓峰值U=×220V539V根據(jù)工程設(shè)計技術(shù)經(jīng)驗和工藝要求,整流二極管采用4個IN4007。IN4007反向耐壓為1000V，封裝形式DO-41。（2）濾波電容的選擇濾波電容器主要起濾波和穩(wěn)定電壓的作用。由于采用三相橋式整流電路，其電壓紋波脈動為300Hz，為保證給逆變電路提供穩(wěn)定的直流電壓，濾波電路的時間常數(shù)，也即濾波電容器Ca與直流電源的等效負(fù)載電阻Rd的乘積，必須為紋波中基波的周期時間的6倍以上，這里取8，即 則 電容電壓必須高于 440（V）?？梢赃x用4700uF/400V的電解電容2只串聯(lián)。3

41、.3.2 IGBT和續(xù)流二極管的選擇當(dāng)三相交流電380V整流變成直流電時，其有效值大約在311.8V左右，當(dāng)IGBT關(guān)斷時，續(xù)流二極管導(dǎo)通，穩(wěn)壓電源的全部輸入電壓都加在IGBT集-射極的兩端。因此，開關(guān)管的集-射額定電壓UCE必須大于穩(wěn)壓電源的輸入電壓。IGBT受到的最大正向電壓為逆變器輸入端電壓源的電壓,考慮到開關(guān)時的浪涌電壓，取額定電壓： =1.5×=1.5×311.08=466.62 (V) 額定電流： IM=×30=42.4 (A)另外，考慮與專用驅(qū)動芯片HCPL316J的兼容性，故選用型號為G80N60，其有關(guān)參數(shù)如下：表3.4 G80N60 的性能參數(shù)

42、開啟電壓5V±1V柵極擊穿電壓±20V集射電壓600V集電極電流80A集射峰值電流320A耗散功率320W集射截止電流IGES0.5mA飽和壓降2.7V正向跨導(dǎo)36輸入電容3000pF下降時間43ns根據(jù)續(xù)流二極管的正向額定電流必須等于開關(guān)管的最大集電極電流，以及當(dāng)開關(guān)管截止時，輸入電壓加在續(xù)流二極管的兩端，因此，續(xù)流二極管的耐壓值必須大于輸入電壓。再者，因為開關(guān)管的工作頻率很高，續(xù)流二極管也只是在IGBT管關(guān)斷的很短一段時間內(nèi)工作，因此這種二極管的恢復(fù)時間還必須遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)管的工作周期，這樣也只有200ns以下的快速恢復(fù)二極管能滿足要求。3.3.3槽路電容和電感的參數(shù)設(shè)定

43、（1） 槽路電容設(shè)計由于此感應(yīng)加熱電源不采用阻抗匹配變壓器，因此在設(shè)計槽路電容時，主要考慮它與諧振電感的無功能量交換平衡。 感應(yīng)加熱電源直流側(cè)電壓為，逆變時在負(fù)載上產(chǎn)生正負(fù)交變的方波±, 經(jīng)付氏級數(shù)展開基波電壓有效值為。取Q=3，因此諧振時槽路電容兩端的電壓為： 420.4V其阻抗為： 所以 所以可按420.4V、569nF選配槽路電容。（2）諧振電感和電阻的設(shè)計諧振時有 所以 由 所以槽路線圈和負(fù)載等效電阻 可按420.4V、30A、112H設(shè)計加熱線圈，負(fù)載和線圈等效電阻為3左右。4 控制電路的設(shè)計在中小容量變頻電源的設(shè)計中，采用自關(guān)斷器件的脈寬調(diào)制系統(tǒng)比非自關(guān)斷器件的相控系統(tǒng)具

44、有更多的優(yōu)越性。第一代脈寬調(diào)制器SG3525A應(yīng)用于交流電機調(diào)速、UPS電源以及其他需要PWM脈沖的領(lǐng)域。其外圍電路可對串聯(lián)諧振式逆變電源進(jìn)行多功能控制，實現(xiàn)H橋式IGBT脈寬調(diào)制PWM信號的生成和逆變電源的保護(hù)功能，以及變頻電源工作過程中諧振頻率的跟蹤控制?？刂齐娐罚▓D4.1）的核心為PWM控制器SG3525A，用SG3525A發(fā)出的PWM脈沖，來控制逆變器VT1、 VT4和VT2、VT3輪流導(dǎo)通，從而控制逆變電壓和逆變頻率。圖4.1中SG3525A的6腳連接電阻R，改變R的大小，這樣就可調(diào)控SG3525輸出的PWM脈沖頻率。同時通過調(diào)節(jié)SG3525的9腳電壓來改變輸出脈寬。圖4.1控制電路

45、原理圖反饋電路如上圖4.1所示，當(dāng)電流互感器從負(fù)載端感應(yīng)出交流電流，通過橋式整流器把他轉(zhuǎn)化為直流電，在滑動變阻器PR2上產(chǎn)生電壓。由滑動端輸出的信號接到SG3525A的10腳上，當(dāng)腳10電壓大于0. 7V時，芯片將進(jìn)行限流操作，當(dāng)腳10電壓超過1.4V時，將使PWM鎖存器關(guān)斷，直至下一個時鐘周期才能夠恢復(fù)。以下分別獨立介紹感應(yīng)加熱電源控制電路各個組成部分的基本原理、功能及參數(shù)計算。4.1 控制芯片SG3525A設(shè)計電路的控制電路是整個電路的主要部分。如何保證系統(tǒng)穩(wěn)定且可靠工作,又使系統(tǒng)的開發(fā)周期短,性價比高,是一個需要綜合考慮的問題。目前實際產(chǎn)品應(yīng)用中有各種典型的控制電路,鑒于對電源和驅(qū)動的要

46、求,結(jié)合本次畢業(yè)設(shè)計選擇了SG3525A.4.1.1內(nèi)部邏輯電路結(jié)構(gòu)分析 SG3525A的內(nèi)部結(jié)構(gòu)見圖4.2，由基準(zhǔn)電壓調(diào)整器、振蕩器、誤差放大器、比較器、鎖存器、欠壓鎖定電路、閉鎖控制電路、軟起動電路、輸出電路構(gòu)成。（1）欠壓鎖定功能基準(zhǔn)電壓調(diào)整器受巧腳的外加直流電壓的影響，當(dāng)?shù)陀?V時，基準(zhǔn)電壓調(diào)整器的精度值就得不到保證，由于設(shè)置了欠壓鎖定電路，當(dāng)出現(xiàn)欠電壓時，欠壓鎖定功能使A端線由低電壓上升為邏輯高電平，經(jīng)過SG3525A的13腳輸出為高電平，功率驅(qū)動電路輸出至功率場效應(yīng)管的控制脈沖消失，逆變器無電壓輸出。圖4.2 SG3525A內(nèi)部結(jié)構(gòu)（2）系統(tǒng)的故障關(guān)閉功能 集成控制器SG3525A

47、內(nèi)部的T3晶體管基極經(jīng)一電阻連接10引腳。過流保護(hù)環(huán)節(jié)檢測到的故障信號使10腳為高電平。由于T3基極與A端線相連。故障信號產(chǎn)生的關(guān)閉過程與欠電壓鎖定過程類似。在電路中，過流保護(hù)環(huán)節(jié)還輸出一個信號到與門的輸入端，當(dāng)出現(xiàn)過流信號時，檢測環(huán)節(jié)輸出一低電平信號到與門的輸入端，使脈沖消失，與SG 3525的故障關(guān)閉功能一起構(gòu)成雙重保護(hù)。（3）軟起動功能軟起動功能的實現(xiàn)主要由SG3525A內(nèi)部的晶體管T3和外接電容C3及鎖存器來實現(xiàn)的。當(dāng)出現(xiàn)欠壓或者有過流故障時，A端線高電平傳到T3晶體管基極，T3導(dǎo)通為8引腳外接電容C3提供放電的途徑。C3經(jīng)T3放電到零電壓后，限制了比較器的PWM脈沖電壓輸出，電壓上升

48、為恒定的邏輯高電平，PWM高電平經(jīng)PWM鎖存器輸出至D端線仍為恒定的邏輯高電平，C3電容重新充電之前，D端線的高電平不會發(fā)生變化，封鎖輸出。當(dāng)故障消除后，A端線恢復(fù)為低電平正常值，T3截止，C3由50A電流源緩慢充電，C3充電對PWM和D端線脈沖寬度產(chǎn)生影響，同時對P1和P2輸出脈沖產(chǎn)生影響，其結(jié)果是使P1和P2脈沖由窄緩慢變寬，只有C3充電結(jié)束后，P1和P2的脈沖寬度才不受C3充電的影響。這種軟起動方式，可使系統(tǒng)主回路電機及功率場效應(yīng)管承受過大的沖擊浪涌電流。4.1.2芯片管腳及其功能介紹SG3525脈寬調(diào)制型控制器是美國通用電氣公司的產(chǎn)品，作為SG3524的改進(jìn)型，更適合于運用MOS管作為

49、開關(guān)器件的DC/DC變換器，它是采用雙級型工藝制作的新型模擬數(shù)字混合集成電路，性能優(yōu)異，所需外圍器件較少。它的主要特點是：輸出級采用推挽輸出，雙通道輸出，占空比0-50%可調(diào)，每一通道的驅(qū)動電流最大值可達(dá)200mA，灌拉電流峰值可達(dá)500mA。可直接驅(qū)動功率MOS管，工作頻率高達(dá)400KHz，具有欠壓鎖定、過壓保護(hù)和軟啟動等功能。該電路由基準(zhǔn)電壓源、震蕩器、誤差放大器、PWM比較器與鎖存器、分相器、欠壓鎖定輸出驅(qū)動級，軟啟動及關(guān)斷電路等組成，可正常工作的溫度范圍是0-700?；鶞?zhǔn)電壓為5.1 V士1%，工作電壓范圍很寬，為8V到35V。 SG3525采用16端雙列直插DIP封裝，引腳圖及各端子

50、功能介紹如下： 圖4.3 SG3525A的引腳圖INV.INPUT(反相輸入端1)：誤差放大器的反相輸入端，該誤差放大器的增益標(biāo)稱值為80db，其大小由反饋或輸出負(fù)載來決定，輸出負(fù)載可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容元件的組合。該誤差放大器共模輸入電壓范圍是1. 5V-5. 2V。此端通常接到與電源輸出電壓相連接的電阻分壓器上。負(fù)反饋控制時，將電源輸出電壓分壓后與基準(zhǔn)電壓相比較。 NI.NPUT（同相輸入端2)：此端通常接到基準(zhǔn)電壓16腳的分壓電阻上，取得2. 5V的基準(zhǔn)比較電壓與INV. INPUT端的取樣電壓相比較。 SYNC(同步端3)：為外同步用。需要多個芯片同步工作時，每個芯片有各自的震蕩頻率，可以分別他們的4腳和3腳相連，這時所有芯片的工作頻率以最快的芯片工作頻率同步。也可以使單個芯片以外部時鐘頻率工作。 OSC.OUTPUT(同步輸出端4)：同步脈沖輸出。作為多個芯片同步工作時使用。但幾個芯片的工作頻率不能相差太大，同步脈沖頻率應(yīng)比震蕩頻率低一些。如不需多個芯片同步工作時，3腳和4腳懸空。4腳輸出頻率為輸出脈沖頻率的2倍。輸出鋸齒波電壓范圍為0. 6V到3. 5V。 Cr(震蕩電容端5)：震蕩電容接至5腳，另一端直接接至地端。其取值范圍為0.001u F到0. 1 u F。正常工作時，在Cr兩端可以得到一個從0.6V到3. 5V變化的鋸