傳統(tǒng)二極管整流電路面臨的問題

1、、傳統(tǒng)二極管整流電路面臨的問題近年來，電子技術(shù)的發(fā)展，使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工 作有利于降低電路的整體功率消耗，但也給電源設(shè)計(jì)提出了新的難題。開關(guān)電源的損耗主要由 3部分組成：功率開關(guān)管的損耗，高頻變壓器的損耗，輸出端 整流管的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導(dǎo)通壓降較高，輸出端整流管的損耗尤為突出?？旎謴?fù)二極管（FRD或超快恢復(fù)二極管（SRD可達(dá)1.01.2V,即使采用低壓降的肖特基二極管（SBD ,也會產(chǎn)生大約 0.6V的壓降，這就導(dǎo)致整流損耗增大， 電源效率降低。舉例說明，目前筆記本電腦普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供電電壓，所消耗的電

2、流可達(dá)20A。此時(shí)超快恢復(fù)二極管的整流損耗已接近甚至超過電源輸出功率的50%。即使采用肖特基二極管，整流管上的損耗也會達(dá)到（18%40%） Po,占電源總損耗的 60%以上。因此，傳統(tǒng)的二極管整流電路已無法滿足實(shí)現(xiàn)低電壓、大電流開關(guān)電源高效率及小體積的需要，成為制約DC/ DC變換器提高效率的瓶頸。二、同步整流的基本電路結(jié)構(gòu)同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET來取代整流二極管以降低整流損耗的一項(xiàng)新技術(shù)。它能大大提高D。DC變換器的效率并且不存在由肖特基勢壘電壓而造成的死區(qū)電壓。功率 MOSFETI于電壓控制型器件，它在導(dǎo)通時(shí)的伏安特性呈線性關(guān)系。用功率 MOSFE做整流器時(shí)，要求柵

3、極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能， 故稱之為同步整流。1、基本的變壓器抽頭方式雙端自激、隔離式降壓同步整流電路2、單端自激、隔離式降壓同步整流電路圖1單端降壓式同步整流器的基本原理圖基本原理如圖1所示，V1及*為功率MOSFET在次級電壓的正半周，V1導(dǎo)通，V2關(guān)斷,M起整流作用；在次級電壓的負(fù)半周，M關(guān)斷，V2導(dǎo)通，V2起到續(xù)流作用。同步整流電路的功率損耗主要包括 V1及V2的導(dǎo)通損耗及柵極驅(qū)動損耗。當(dāng)開關(guān)頻率低于1MHz時(shí)，導(dǎo)通損耗占主導(dǎo)地位；開關(guān)頻率高于 1MHz時(shí)，以柵極驅(qū)動損耗為主。3、半橋他激、倍流式同步整流電路圖2單端降壓式同步整流器的基本原理圖該電路的基本特

4、點(diǎn)是:1）變壓器副邊只需一個(gè)繞組，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，它的副邊繞組數(shù)只有中間抽頭 結(jié)構(gòu)的一半，所以損耗在副邊的功率相對較小；2）輸出有兩個(gè)濾波電感，兩個(gè)濾波電感上的電流相加后得到輸出負(fù)載電流，而這兩個(gè)電感上的電流紋波有相互抵消的作用，所以，最終得到了很小的輸出電流紋波;3）流過每個(gè)濾波電感的平均電流只有輸出電流的一半，與中間抽頭結(jié)構(gòu)相比較，在輸 出濾波電感上的損耗明顯減小了；4）較少的大電流連接線（high current inter-connection ），在倍流整流拓?fù)渲?，它的副邊大電流連接線只有2 路，而在中間抽頭的拓?fù)渲杏? 路；5）動態(tài)響應(yīng)很好。它唯一的缺點(diǎn)就是需要兩個(gè)輸出濾波電

5、感，在體積上相對要大些。但是，有一種叫集成磁（ integrated magnetic ）的方法，可以將它的兩個(gè)輸出濾波電感和變壓器都集成到同 一個(gè)磁芯內(nèi)，這樣可以大大地減小變換器的體積。三、電路實(shí)例分析16.5W同步整流式D。DC電源變換器的設(shè)計(jì)下面介紹一種正激、隔離式16.5WD。DC電源變換器，它采用DP/V Switch系列單片開關(guān)式穩(wěn)壓器DPA424R直流輸入電壓范圍是3675V,輸出電壓為3.3V,輸出電流為5A,輸出功率為16.5W。采用400kHz同步整流技術(shù)，大大降低了整流器的損耗。當(dāng)直流輸入電 壓為48V時(shí)，電源效率 刀=87%。變換器具有完善的保護(hù)功能，包括過電壓/欠電壓

6、保護(hù)， 輸出過載保護(hù)， 開環(huán)故障檢測， 過熱保護(hù)，自動重啟動功能、 能限制峰值電流和峰值電壓以 避免輸出過沖。由DPA424R勾成的16.5W同步整流式DJDC電源變換器的電路如圖6所示。與分立元器件構(gòu)成的電源變換器相比，可大大簡化電路設(shè)計(jì)。由 C、Li和C2構(gòu)成輸入端的電磁干擾（ EMI） 濾波器，可濾除由電網(wǎng)引入的電磁干擾。R1 用來設(shè)定欠電壓值（ UUV） 及過電壓值（ UOV） ，取 R=619kQ 時(shí)，UUp619kQ X 50 科 A+ 2.35V=33.3V , Ube619ka X135A+ 2.5V=86.0V。當(dāng) 輸入電壓過高時(shí)Ri 還能線性地減小最大占空比，防止磁飽和。R

7、3 為極限電流設(shè)定電阻，取F3=11.1k Q時(shí)，所設(shè)定的漏極極限電流I' limit=0.6 I limit=0.6 X2.50A=1.5Ao電路中的穩(wěn)壓管VDi （SMBJ150對漏極電壓起箝位作用，能確保高頻變壓器磁復(fù)位。圖6 16.5W同步整流式DC/ DC電源變換器的電路該電源采用漏源通態(tài)電阻極低的SI4800型功率MOSFE數(shù)整流管，其最大漏源電壓LDs（max）=30V,最大柵源電壓 UGs（max=±20V,最大漏極電流為9A （25C）或7A （70C）,峰值漏極電流可達(dá) 40A,最大功耗為2.5W（25C）或1.6W（70C）。SI4800的導(dǎo)通時(shí)間tor

8、=13ns （包含導(dǎo)通延遲時(shí)間 td（0N）=6ns,上升時(shí)間tR=7ns）,關(guān)斷時(shí)間toF=34ns （包含關(guān)斷延遲時(shí) 間td（0FF）=23ns,下降時(shí)間tF=11ns）,跨導(dǎo)gFS=19S。工作溫度范圍是 55+150C。SI4800 內(nèi)部有一只續(xù)流二極管VD,反極性地并聯(lián)在漏源極之間（負(fù)極接D,正極接S）,能對MOSFET功率管起到保護(hù)作用。VD的反向恢復(fù)時(shí)間trr=25ns。功率MOSFET1雙極型晶體管不同，它的柵極電容CGs較大，在導(dǎo)通之前首先要對Cgs進(jìn)行充電，僅當(dāng)Cgs上的電壓超過柵源開啟電壓UGs（th）時(shí)，MOSFE4開始導(dǎo)通。對SI4800 而言，UGs（th）0.8V

9、o為了保證 MOSFE存通，用來對 Cgs充電的UGs要比額定值高一些，而且 等效柵極電容也比 CGS高出許多倍。SI4800的柵一源電壓（UGs）與總柵極電荷（Q）的關(guān)系曲線如圖7所示。由圖7可知QG=QGs+ Qd+ QOd (1)式中：QGs為柵一源極電荷;Qd為柵一漏極電荷，亦稱米勒（ Miller ）電容上的電荷;Qd為米勒電容充滿后的過充電荷。圖7 SI4800的UGs與QG的關(guān)系曲線當(dāng)UG=5V時(shí)，Qs=2.7nC, QD=5nC, Q=4.1nC,代入式（1）中不難算出，總柵極電荷Q=11.8nC。等效柵極電容 CEi等于總柵極電荷除以柵一源電壓，即CEi=Q/UGs (2)將

10、Q=11.8nC及UGs=5V代入式（2）中，可計(jì)算出等效柵極電容 Qi=2.36nF。需要指出， 等效柵極電容遠(yuǎn)大于實(shí)際的柵極電容（即 Qi>>Qs）,因此，應(yīng)按CEi來計(jì)算在規(guī)定時(shí)間內(nèi)導(dǎo) 通所需要的柵極峰值驅(qū)動電流 IG （PKO o IG （P口等于總柵極電荷除以導(dǎo)通時(shí)間，即I g=Q/ t on （3）將Q=11.8nC, to=13ns代入式（3）中，可計(jì)算出導(dǎo)通時(shí)所需的I g（pk）=0.91A。同步整流管V2由次級電壓來驅(qū)動，R為的柵極負(fù)載。同步續(xù)流管 V直接由高頻變壓器的復(fù)位電壓來驅(qū)動，并且僅在V2截止時(shí)V1才工作。當(dāng)肖特基二極管 VD2截止時(shí)，有一部分能量存儲在共

11、模扼流圈L2上。當(dāng)高頻變壓器完成復(fù)位時(shí)，VD2續(xù)流導(dǎo)通，L2中的電能就通過VD2繼續(xù)給負(fù)載供電，維持輸出電壓不變。輔助繞組的輸出經(jīng)過VD和C4整流濾波后，給光耦合器中的接收管提供偏置電壓。Q為控制端的旁路電容。 上電啟動和自動重啟動的時(shí)間由G決定。輸出電壓經(jīng)過 R0和R1分壓后，與可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器 LM431中的2.50V基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差電壓，再通過光耦合器 PC357去控制DPA424刖占空比，對輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。R7、 VD3 和 C3 構(gòu)成軟啟動電路，可避免在剛接通電源時(shí)輸出電壓發(fā)生過沖現(xiàn)象。剛上電時(shí)，由于C3 兩端的電壓不能突變，使得LM431 不工作。隨著整流濾波器輸出

12、電壓的升高并通過R給C3充電，G上的電壓不斷升高，LM431才轉(zhuǎn)入正常工作狀態(tài)。在軟啟動過程中,輸出電壓是緩慢升高的，最終達(dá)到 3.3V 的穩(wěn)定值。四、用于同步整流的功率MOSFE最新進(jìn)展為滿足高頻、大容量同步整流電路的需要，近年來一些專用功率MOSFE不斷問世，典型產(chǎn)品有FAIRCHILD公司生產(chǎn)的 NDS8410 N溝道功率MOSFET其通態(tài)電阻為 0.015 0。 Philips 公司生產(chǎn)的SI4800型功率MOSFE建采用TrenchMOSM技術(shù)制成的，其通、斷狀態(tài) 可用邏輯電平來控制，漏源極通態(tài)電阻僅為 0.0155 a。IR公司生產(chǎn)的IRL3102 (20V/ 61A)、 IRL2

13、203S (30V/ 116A)、IRL3803S (30V/ 100A)型功率 MOSFET 它們的通態(tài)電阻分別為 0.013 、0.007 Q和0.006 Q ,在通過 20A電流時(shí)的導(dǎo)通壓降還不到0.3V。這些專用功率MOSFET勺輸入阻抗高，開關(guān)時(shí)間短，現(xiàn)已成為設(shè)計(jì)低電壓、大電流功率變換器的首選整流 器件。最近，國外IC廠家還開發(fā)出同步整流集成電路(SRIC)。例如，IR公司最近推出的IR1176就是一種專門用于驅(qū)動 N溝道功率MOSFET勺高速CMO驍制器。IR1176可不依賴于 初級側(cè)拓?fù)涠鴨为?dú)運(yùn)行，并且不需要增加有源箝位( active clamp )、柵極驅(qū)動補(bǔ)償?shù)葟?fù)雜 電路。IR1176適用于輸出電壓在 5V以下的大電流 DC/DC變換器中的同步整流器，能大大 簡化并改善寬帶網(wǎng)服務(wù)器中隔離式DC/ DC變換器的設(shè)計(jì)。IR1176配上IRF7822型功率MOSFE T可提高變換器的效率。當(dāng)輸入電壓為+48V,輸出為+ 1.8V、40A時(shí)，DJ DC變換器的效率可達(dá)86，輸出為1.5V 時(shí)的效率仍可達(dá)到 85。4 結(jié)語在設(shè)計(jì)低電壓、大電流輸出的DC/ DC變換器時(shí)，采用同步整流技術(shù)能顯著提高電源效率。在驅(qū)動較大功率的同步整流器時(shí)，要求柵極峰值驅(qū)動電流Ig(