BPSK調(diào)制的MATLAB仿真課程設(shè)計實驗報告

1、郵電大學移動通信課程設(shè)計實驗報告- 2 - / 51目錄目錄一、背景一、背景 4 4二、基本要求二、基本要求.4 4三、設(shè)計概述三、設(shè)計概述 .4 4四、四、MatlabMatlab 設(shè)計流程圖設(shè)計流程圖 .5 5五、五、MatlabMatlab 程序與仿真結(jié)果圖程序與仿真結(jié)果圖 .6 61、生成 m 序列與 m 序列性質(zhì) 62、生成 50 位隨機待發(fā)送二進制比特序列，并進行擴頻編碼 73、對擴頻前后信號進行 BPSK 調(diào)制，觀察其時域波形 94、計算并觀察擴頻前后 BPSK 調(diào)制信號的頻譜 105、仿真經(jīng) awgn 信道傳輸后，擴頻前后信號時域與頻域的變化 116、對比經(jīng)信道前后兩種信號的頻

2、譜變化 127、接收機與本地恢復載波相乘，觀察仿真時域波形 148、與恢復載波相乘后，觀察其頻譜變化 159、仿真觀察信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波后的頻譜 1610、觀察經(jīng)過低通濾波器后無擴頻與擴頻系統(tǒng)的時域波形 1711、對擴頻系統(tǒng)進行解擴，觀察其時域頻域 .1812、比較擴頻系統(tǒng)解擴前后信號帶寬 .1913、比較解擴前后信號功率譜密度 .2014、對解擴信號進行采樣、判決 .2115、在信道中加入 20402050Hz 窄帶強干擾并乘以恢復載波 .2416、對加窄帶干擾的信號進行低通濾波并解擴 .2517、比較解擴后信號與窄帶強干擾的功率譜 .27六、誤碼率六、誤碼率 simulinksimul

3、ink 仿真仿真.28281、直接擴頻系統(tǒng)信道模型 .282、加窄帶干擾的直擴系統(tǒng)建模 .293、用示波器觀察發(fā)送碼字與解擴后碼字 .304、直接擴頻系統(tǒng)與無擴頻系統(tǒng)的誤碼率比較 .315、不同擴頻序列長度下的誤碼率比較 .326、擴頻序列長度 N=7 時，不同強度窄帶干擾下的誤碼率比較 .33七、利用七、利用 WalshWalsh 碼實現(xiàn)碼分多址技術(shù)碼實現(xiàn)碼分多址技術(shù).34341、產(chǎn)生改善的 walsh 碼 .352、產(chǎn)生兩路不同的信息序列 .363、用兩個沃爾什碼分別調(diào)制兩路信號 .38- 3 - / 514、兩路信號相加，并進行 BPSK 調(diào)制 .395、觀察調(diào)制信號頻譜，并經(jīng) awgn

4、 信道加高斯白噪和窄帶強干擾 .406、接收機信號乘以恢復載波，觀察時域和頻域 .427、信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波器 .438、對濾波后信號分別用 m1 和 m2 進行解擴 .449、對兩路信號分別采樣，判決 .45八、產(chǎn)生隨機序列八、產(chǎn)生隨機序列 GoldGold 碼和正交碼和正交 GoldGold 碼碼.47471、產(chǎn)生 Gold 碼并仿真其自相關(guān)函數(shù) .482、產(chǎn)生正交 Gold 碼并仿真其互相關(guān)函數(shù) .50九、實驗心得體會九、實驗心得體會.5151直接序列擴頻系統(tǒng)仿真直接序列擴頻系統(tǒng)仿真1 1、背景背景直接序列擴頻通信系統(tǒng)(DSSS)是目前應用最為廣泛的系統(tǒng)。在發(fā)送端，直擴系統(tǒng)將發(fā)送序列

5、用偽隨機序列擴展到一個很寬的頻帶上去，在接受端又用一樣的擴頻序列進行解擴，回復出原有信息。由于干擾信息與偽隨機序列不相關(guān)，擴頻后能夠使窄帶干擾得到有效的抑制，提高輸出信噪比。系統(tǒng)框圖如下圖所示：二、基本要求：二、基本要求：1. 通過 matlab 建模，對直擴系統(tǒng)進行仿真，數(shù)據(jù)調(diào)制方式可以自由選擇，可以使用基帶信號，但最好能使用頻帶信號，信道為高斯白噪信道。要仿真出擴頻前的信號的頻偏，擴頻后的信號頻譜，過信道之后的頻譜以與解擴- 4 - / 51之后的頻譜。2. 研究并仿真產(chǎn)生 m 序列，寫出生成 m 序列的算法。3. 驗證直擴系統(tǒng)對窄帶干擾的抑制能力，在信道中加入一個窄帶強干擾，仿真出加了干

6、擾后的頻譜圖和解擴后的頻譜圖，給出誤碼率等仿真圖。4. 在以上基礎(chǔ)上仿真實現(xiàn)碼分多址技術(shù)，使用 Walsh 碼進行復用，實現(xiàn)多個信號同時傳輸。(選做)可選項：1.在信道中加入多徑，使用 rake 接收來抗多徑效應。2.產(chǎn)生除 m 序列之外的其他隨機序列，如 Gold 碼，正交 Gold 碼等等。3.對比無擴頻的系統(tǒng)的誤碼率。3 3、設(shè)計概述設(shè)計概述本次課設(shè)完成基本要求，并選作了可選項碼分多址，Gold 碼與誤碼率對比。通過 matlab 建模仿真了直擴系統(tǒng) BPSK 調(diào)制的各點頻偏與時域信號，并仿真了窄帶強干擾對直擴系統(tǒng)的影響以與利用改善的 WALSH 碼實現(xiàn)碼分多址技術(shù)。另外，通過 matl

7、ab 的 simulink 工具盒 bertool 工具仿真對比了直擴系統(tǒng)和無擴頻系統(tǒng)的誤碼率。4 4、matlabmatlab 設(shè)計流程圖設(shè)計流程圖基本擴頻系統(tǒng)仿真流程圖100Hz 擴頻序列100/7Hz 二進制比特信息100Hz 7 位雙極性 m 序列2000Hz 載波 cos4000tBPSK 調(diào)制信號高斯白噪聲恢復載波 cos4000t100Hz 7 位雙極性 m 序列凱薩爾濾波器低通濾波采樣、判決5 5、matlabmatlab 程序與仿真結(jié)果圖程序與仿真結(jié)果圖1 1、生成生成 m m 序列與序列與 m m 序列性質(zhì)序列性質(zhì)實驗產(chǎn)生 7 位 m 序列，頻率 100Hz，模擬線性反饋移

8、位寄存器序列，原理圖如下：clear all;clc;X1=0;X2=0;X3=1; m=350; %重復 50 遍的 7 位單極性 m 序列for i=1:m Y3=X3; Y2=X2; Y1=X1; X3=Y2; X2=Y1; X1=xor(Y3,Y1); L(i)=Y1;endfor i=1:m M(i)=1-2*L(i);%將單極性 m 序列變?yōu)殡p極性 m 序列endk=1:1:m;figure(1)subplot(3,1,1)%做 m 序列圖stem(k-1,M);axis(0,7,-1,1);xlabel(k);ylabel(M 序列);title(移位寄存器產(chǎn)生的雙極性 7 位

9、M 序列) ;subplot(3,1,2)ym=fft(M,4096);magm=abs(ym);%求雙極性 m 序列頻譜fm=(1:2048)*200/2048;plot(fm,magm(1:2048)*2/4096);- 6 - / 51title(雙極性 7 位 M 序列的頻譜)axis(90,140,0,0.1);a,b=xcorr(M,unbiased);subplot(3,1,3)%求雙極性 m 序列自相關(guān)函數(shù)plot(b,a);axis(-20,20,-0.5,1.2);title(雙極性 7 位 M 序列的自相關(guān)函數(shù));由上圖可以看出，7 位 m 序列為 1，-1，-1，-1，

10、1，-1，1。另外，自相關(guān)函數(shù)的圖形比較尖銳，最大值為 1，最小值為-1/7，符合理論結(jié)果。2 2、生成、生成 5050 位隨機待發(fā)送二進制比特序列，并進行擴頻編碼位隨機待發(fā)送二進制比特序列，并進行擴頻編碼生成的信息碼頻率為 100/7Hz，利用 m 序列編碼后，頻率變?yōu)?100Hz。N=50;a=0;x_rand=rand(1,N);%產(chǎn)生 50 個 0 與 1 之間隨機數(shù)for i=1:N if x_rand(i)=0.5%大于等于 0.5 的取 1，小于 0.5 的取 0 x(i)=1;a=a+1; else x(i)=0; endend- 7 - / 51t=0:N-1;figure(

11、2)%做信息碼圖subplot(2,1,1)stem(t,x);title(擴頻前待發(fā)送二進制信息序列);tt=0:349;subplot(2,1,2)l=1:7*N;y(l)=0;for i=1:Nk=7*i-6; y(k)=x(i); k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);k=k+1;y(k)=x(i);ends(l)=0;for i=1:350%擴頻后，碼率變?yōu)?100/7*7=100Hz s(i)=xor(L(i),y(i);endtt=0:7*N-1;stem(t

12、t,s);axis(0,350,0,1);title(擴頻后的待發(fā)送序列碼);- 8 - / 513 3、對擴頻前后信號進行、對擴頻前后信號進行 BPSKBPSK 調(diào)制，觀察其時域波形調(diào)制，觀察其時域波形BPSK 調(diào)制采用 2kHz 信號 cos(2*2000*t)作為載波figure(3)subplot(2,1,2)fs=2000;ts=0:0.00001:3.5-0.00001;%為了使信號看起來更光滑，作圖時采樣頻率為100kHz % ps=cos(2*pi*fs*ts);s_b=rectpulse(s,1000);%將沖激信號補成矩形信號s_bpsk=(1-2.*s_b).*cos(2

13、*pi*fs*ts);%擴頻后信號 BPSK 調(diào)制時域波形，(1-2.*s_b)是 1，-1 序列plot(ts,s_bpsk);xlabel(s);axis(0.055,0.085,-1.2,1.2)title(擴頻后 bpsk 信號時域波形);subplot(2,1,1)s_bb=rectpulse(x,7000);s_bpskb=(1-2.*s_bb).*cos(2*pi*fs*ts);%無擴頻信號 BPSK 調(diào)制時域波形plot(ts,s_bpskb);xlabel(s);axis(0.055,0.085,-1.2,1.2);title(擴頻前 bpsk 信號時域波形)- 9 - /

14、51可以看出，100/7Hz 的無擴頻信號每 0.07s 時由于序列極性變換產(chǎn)生相位變換，100Hz 的擴頻后調(diào)制信號每 0.01s 由于序列極性變換產(chǎn)生相位變換。4 4、計算并觀察擴頻前后、計算并觀察擴頻前后 BPSKBPSK 調(diào)制信號的頻譜調(diào)制信號的頻譜對信號采用 400000 點 fft 計算，得到頻譜figure(4)N=400000;ybb=fft(s_bpskb,N);%無擴頻信號 BPSK 調(diào)制頻譜magb=abs(ybb);fbb=(1:N/2)*100000/N;subplot(2,1,1)plot(fbb,magb(1:N/2)*2/N);axis(1700,2300,0,

15、0.8);title(擴頻前調(diào)制信號頻譜);xlabel(Hz);subplot(2,1,2)yb=fft(s_bpsk,N);%擴頻信號 BPSK 調(diào)制頻譜mag=abs(yb);fb=(1:N/2)*100000/N;plot(fb,mag(1:N/2)*2/N);axis(1700,2300,0,0.8);title(擴頻后調(diào)制信號頻譜);xlabel(Hz);- 10 - / 51如圖，擴頻前信號主瓣寬度約為 2*100/7=28Hz，擴頻后，信號頻譜展寬，主瓣 19002100Hz 約為 200Hz，為無擴頻信號頻譜寬度的 N=7 倍，符合理論推算。5 5、仿真經(jīng)、仿真經(jīng) awgna

16、wgn 信道傳輸后，擴頻前后信號時域與頻域的變化信道傳輸后，擴頻前后信號時域與頻域的變化awgn 信道模擬了真實的信道，為傳輸信號增加了高斯白噪聲。在本次仿真中，設(shè)定信道信噪比為 3dB，即信噪比約為 2。figure(5)subplot(2,2,1)s_bpskba=awgn(s_bpskb,3,measured);%經(jīng)過信道加高斯白噪,信噪比為 3dbwplot(ts,s_bpskb,ts,s_bpskba);axis(0,0.005,-1.2,1.2);xlabel(t);title(經(jīng)過信道加噪后的信號與原信號時域波形對比);subplot(2,2,3)s_bpska=awgn(s_b

17、psk,3,measured);plot(ts,s_bpsk,ts,s_bpska);title(擴頻后經(jīng)加噪過信道后的信號與原信號時域波形對比);xlabel(t);axis(0.0675,0.0725,-1.2,1.2);subplot(2,2,2)ybba=fft(s_bpskba,N);%無擴頻調(diào)制信號經(jīng)信道后頻譜分析magba=abs(ybba);plot(fbb,magba(1:N/2)*2/N);title(擴頻前經(jīng)信道調(diào)制信號頻譜);axis(1700,2300,0,0.8);xlabel(Hz);subplot(2,2,4)yba=fft(s_bpska,N);%擴頻調(diào)制信號

18、經(jīng)信道后頻譜分析maga=abs(yba);fb=(1:N/2)*100000/N;plot(fb,maga(1:N/2)*2/N);axis(1700,2300,0,0.8);xlabel(Hz);title(擴頻后經(jīng)信道調(diào)制信號頻譜);- 11 - / 51可以看出，藍色為光滑余弦調(diào)制信號，綠色為加噪聲后時域波形，出現(xiàn)較大鋸齒。至于頻譜變化，這圖并不明顯，于是我在下一圖繼續(xù)比較了加入高斯噪聲后的頻譜變化。6 6、對比經(jīng)信道前后兩種信號的頻譜變化對比經(jīng)信道前后兩種信號的頻譜變化figure(6)title(對比經(jīng)信道前后的信號頻譜);subplot(2,2,1)plot(fbb,magb(1

19、:N/2)*2/N);axis(0,4000,0,0.04);title(擴頻前調(diào)制信號頻譜);xlabel(Hz);subplot(2,2,2)plot(fbb,magba(1:N/2)*2/N);axis(0,4000,0,0.04);title(擴頻前經(jīng)信道調(diào)制信號頻譜);xlabel(Hz);subplot(2,2,3)plot(fb,mag(1:N/2)*2/N);- 12 - / 51axis(0,4000,0,0.04);title(擴頻后調(diào)制信號頻譜);xlabel(Hz);subplot(2,2,4)plot(fb,maga(1:N/2)*2/N);axis(0,4000,0

20、,0.04);title(擴頻后經(jīng)信道調(diào)制信號頻譜);xlabel(Hz);由上圖可以清楚地對比經(jīng)高斯白噪聲信道前后的頻譜對比。雖然整體的幅度趨勢不變，但是能看出，經(jīng)過信道加噪后，在所有的頻率點上都產(chǎn)生了一定的振幅，符合高斯白噪聲的原理。此處的信噪比為 3dB。另外可以看出，BPSK調(diào)制將信號頻譜搬移到了以 2000Hz 為中心頻率的頻段上。下面，我將分別仿真解調(diào)解擴后譯碼輸出與加入窄帶強干擾后解調(diào)解擴譯碼輸出的時域和頻譜。（1 1）不加窄帶強干擾不加窄帶強干擾7 7、接收機與本地恢復載波相乘，觀察仿真時域波形接收機與本地恢復載波相乘，觀察仿真時域波形figure(7)subplot(2,1,

21、1)reb=s_bpskba.*cos(2*pi*fs*ts); %無擴頻系統(tǒng)接收信號乘以本地恢復載波信號plot(ts,reb);axis(0.055,0.085,-1.5,1.5);xlabel(t);title(擴頻前接收信號乘以恢復載波);subplot(2,1,2)re=s_bpska.*cos(2*pi*fs*ts);%擴頻系統(tǒng)接收信號乘以本地恢復載波信號plot(ts,re);axis(0.055,0.085,-1.5,1.5);xlabel(t);title(擴頻后接收信號乘以恢復載波);可以看出，接收信號乘以恢復載波后，已經(jīng)能大致恢復出信號的變化。同時，無擴頻系統(tǒng)符號速率仍然

22、是 100/7Hz 即 0.07s 出現(xiàn)符號變化，擴頻系統(tǒng)100Hz 即 0.01s 出現(xiàn)符號變化。8 8、與恢復載波相乘后，觀察其頻譜變化、與恢復載波相乘后，觀察其頻譜變化- 14 - / 51figure(8)subplot(2,1,1)yreb=fft(reb,N);magreb=abs(yreb);freb=(1:N/2)*100000/N;plot(freb,magreb(1:N/2)*2/N);axis(0,5000,0,0.5);title(擴頻前乘以恢復載波后信號頻譜);subplot(2,1,2)yre=fft(re,N);magre=abs(yre);plot(freb,m

23、agre(1:N/2)*2/N);title(擴頻后乘以恢復載波后信號頻譜);axis(0,5000,0,0.5);可以看出，信號乘以頻率為 2kHz 的恢復載波后，在基帶和 4kHz 處存在頻譜分量，則下一步需要對信號進行低通濾波。9 9、仿真觀察信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波后的頻譜、仿真觀察信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波后的頻譜figure(9)subplot(2,1,1)fp=100;fc=200;- 15 - / 51as=100;ap=1;%衰減 100dBfsw=22000;wp=2*fp/fsw;wc=2*fc/fsw;Nw=ceil(as-7.95)/(14.36*(wc-wp)/2)+1;

24、%求凱薩爾窗低通濾波器階數(shù)beta=0.1102*(as-8.7);window=kaiser(Nw+1,beta);b=fir1(Nw,wc,window);%返回截止頻率為 wc 的 Nw 階的低通濾波器系數(shù)向量bs=abs(freqz(b,1,400000,fsw);%頻率響應，400000 點的 fft 變換plot(bs)magrebl=bs.*magreb;%頻譜與低通濾波器相乘plot(freb,magrebl(1:N/2)*2/N);axis(0,200/7,0,1);title(擴頻前:信號經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)低通濾波);xlabel(Hz);subplot(2,1,2)magr

25、el=bs.*magre;plot(freb,magrel(1:N/2)*2/N);title(擴頻后:信號經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)低通濾波);axis(0,200,0,0.4);xlabel(Hz);1010、觀察經(jīng)過低通濾波器后無擴頻與擴頻系統(tǒng)的時域波形、觀察經(jīng)過低通濾波器后無擴頻與擴頻系統(tǒng)的時域波形figure(10)subplot(2,1,1)yrebl=real(ifft(bs.*yreb,400000); %對無擴頻系統(tǒng)頻譜做 ifft 變換- 16 - / 51tm=(1:N)/N*4;plot(tm,yrebl);xlabel(t);title(擴頻前經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)濾波后時域波形);

26、subplot(2,1,2)yrel=real(ifft(bs.*yre,400000);%對擴頻系統(tǒng)頻譜做 ifft 變換plot(tm,yrel);xlabel(t);title(擴頻后經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)濾波后時域波形);如圖，經(jīng)過低通濾波器后，高頻分量基本消失，剩下的信號已經(jīng)能夠進行采樣判決，時域波形與原信息基本吻合。- 17 - / 511111、對擴頻系統(tǒng)進行解擴，觀察其時域頻域、對擴頻系統(tǒng)進行解擴，觀察其時域頻域figure(11)subplot(2,1,1)jj=rectpulse(M,1000);%擴頻信號乘以解擴序列yrej=jj.*yrel(1:350000);plot(ts

27、(1:350000),yrej);xlabel(t);axis(0,4,-0.5,0.5);title(解擴后信號波形);subplot(2,1,2)yj=fft(yrej,N);magj=abs(yj);plot(freb,magj(1:N/2)*2/N);axis(0,500,0,0.2);title(解擴后信號頻譜);xlabel(Hz);由于擴頻信號與 m 序列具有良好的相關(guān)性，故乘以 m 序列以后，能基本還原出原信號波形。同時可以看出，頻譜已經(jīng)由擴展帶寬再次縮短，還原出原信號頻譜。1212、比較擴頻系統(tǒng)解擴前后信號帶寬、比較擴頻系統(tǒng)解擴前后信號帶寬- 18 - / 51figure(

28、12)title(解擴前后信號頻偏對比);subplot(2,1,1)plot(freb,magrel(1:N/2)*2/N);axis(0,200,0,0.4);title(解擴前信號頻偏);subplot(2,1,2)plot(freb,magj(1:N/2)*2/N);axis(0,200,0,0.4);title(解擴后信號頻偏);可以清楚看出，解擴前信號主瓣約為 100Hz，解擴后恢復為 100/7Hz，與發(fā)送信息吻合。1313、比較解擴前后信號功率譜密度、比較解擴前后信號功率譜密度figure(13)subplot(2,1,1)y=fft(yrel,N);prelb=y.*conj

29、(y)/N;plot(freb,prelb(1:N/2)*2/N);axis(0,200,0,0.01);title(解擴前信號功率譜);xlabel(Hz);subplot(2,1,2)yj=fft(yrej,N);- 19 - / 51prel=yj.*conj(yj)/N;plot(freb,prel(1:N/2)*2/N);axis(0,200,0,0.01);title(解擴后信號功率譜);xlabel(Hz); 如圖，解擴后信號的頻譜被壓縮，功率幅度增加，符合理論分析結(jié)果。1414、對解擴信號進行采樣、判決對解擴信號進行采樣、判決figure(14)subplot(2,1,1)fo

30、r i=1:1:350 ij=i*1000-500; ss(i)=yrej(ij);endstem(ss);title(解擴信號采樣);subplot(2,1,2)for i=1:1:350%判決信號算法 if ss(i)0.2 ss(i)=1; elseif ss(i)=0.5 x1(i)=1;a=a+1;- 36 - / 51 else x1(i)=0; endendt=0:N-1;subplot(2,1,1)stem(t*0.08,x1);xlabel(t/s);title(擴頻前待發(fā)送二進制信息序列 1);x_rand=rand(1,N);for i=1:N if x_rand(i)=

31、0.5 x2(i)=1;a=a+1; else x2(i)=0; endendsubplot(2,1,2)stem(t*0.08,x2);title(擴頻前待發(fā)送二進制信息序列 2);xlabel(t/s);3 3、用兩個沃爾什碼分別調(diào)制兩路信號用兩個沃爾什碼分別調(diào)制兩路信號figure(3)y1=rectpulse(x1,8);y2=rectpulse(x2,8);for i=1:1:50 M1(8*i-7)=m1(1);M2(8*i-7)=m2(1); M1(8*i-6)=m1(2);M2(8*i-6)=m2(2); M1(8*i-5)=m1(3);M2(8*i-5)=m2(3); M1(

32、8*i-4)=m1(4);M2(8*i-4)=m2(4); M1(8*i-3)=m1(5);M2(8*i-3)=m2(5); M1(8*i-2)=m1(6);M2(8*i-2)=m2(6); M1(8*i-1)=m1(7);M2(8*i-1)=m2(7); M1(8*i)=m1(8);M2(8*i)=m2(8);endsubplot(2,1,1)tt=0:8*N-1;for i=1:400;x11(i)=1-2*y1(i);x12(i)=1-2*y2(i);s1(i)=M1(i)*x11(i);s2(i)=M2(i)*x12(i);endsubplot(2,1,1)stem(tt/100,s1

33、);title(擴頻后的待發(fā)送序列碼 1);xlabel(t/s);subplot(2,1,2)stem(tt/100,s2);title(擴頻后的待發(fā)送序列碼 2);xlabel(t/s);- 38 - / 514 4、兩路信號相加，并進行兩路信號相加，并進行 BPSKBPSK 調(diào)制調(diào)制figure(4)subplot(2,1,1)s=s1+s2;stem(tt/100,s);title(兩路信息相加,即進行 walsh 碼復用);xlabel(t/s);subplot(2,1,2)fs=2000;ts=0:0.00001:4-0.00001;s_b=rectpulse(s,1000);s_

34、bpsk=s_b.*cos(2*pi*fs*ts);plot(ts,s_bpsk);xlabel(t/s);axis(0.065,0.095,-2.2,2.2)title(walsh 碼分復用做 BPSK 變換); 對比 walsh 碼進行復用后的信號與無碼分多址系統(tǒng)的信號，可以看出，無碼分多址系統(tǒng)的信息碼只有兩個取值-1 和 1，但是復用后存在三個值-1,0,1，所以 BPSK 調(diào)制信號存在為零的時刻。5 5、觀察調(diào)制信號頻譜，并經(jīng)觀察調(diào)制信號頻譜，并經(jīng) awgnawgn 信道加高斯白噪和窄帶強干擾信道加高斯白噪和窄帶強干擾figure(5)subplot(3,1,1)N=400000;yb

35、=fft(s_bpsk,N);mag=abs(yb);fb=(1:N/2)*100000/N;plot(fb,mag(1:N/2)*2/N);axis(1000,3000,0,0.25);title(碼分復用擴頻后調(diào)制信號頻譜);xlabel(f/Hz);subplot(3,1,2)s_bpska=awgn(s_bpsk,3,measured);%經(jīng)過 awgn 信號，信噪比 3dBplot(ts,s_bpsk,ts,s_bpska);title(碼分復用擴頻后經(jīng)加噪過信道后的信號與原信號時域波形對比);xlabel(t/s);axis(0.0775,0.0825,-2.4,2.4);subp

36、lot(3,1,3)yba=fft(s_bpska,N);maga=abs(yba);fb=(1:N/2)*100000/N;fd=200000;Wp1=2*2040/fd;%帶通濾波器Wp2=2*2050/fd;Wc1=2*2030/fd;Wc2=2*2060/fd;Ap=1;As=100;W1=(Wp1+Wc1)/2;W2=(Wp2+Wc2)/2;wdth=min(Wp1-Wc1),(Wc2-Wp2);Nd=ceil(11*pi/wdth)+1;bd=fir1(Nd,W1 W2);zd(1)=1;%單位沖激for i=2:1:350000 zd(i)=0;endds=abs(freqz(b

37、d,1,400000,fd);ybz=fft(zd,N)*40000;magz=abs(ybz);dz=ds.*magz;dsz=maga+dz;%將窄帶干擾疊加到信號上- 41 - / 51plot(fb,dsz(1:N/2)*2/N);axis(1000,3000,0,0.4);xlabel(f/Hz);title(碼分復用擴頻后經(jīng)信道調(diào)制加窄帶強干擾信號頻譜);6 6、接收機信號乘以恢復載波，觀察時域和頻域接收機信號乘以恢復載波，觀察時域和頻域figure(6)subplot(2,1,1)rez=real(ifft(dz,N);re=(s_bpska+rez).*cos(2*pi*fs*

38、ts);plot(ts,re);axis(0.065,0.095,-2.8,2.8);xlabel(t);title(擴頻后接收信號乘以恢復載波);xlabel(t/s);subplot(2,1,2)yre=fft(re,N);magre=abs(yre);plot(fb,magre(1:N/2)*2/N);title(碼分復用擴頻后乘以恢復載波后信號頻譜);axis(0,5000,0,0.16);xlabel(f/Hz);7 7、信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波器信號經(jīng)凱薩爾窗低通濾波器figure(7)subplot(2,1,1)magrel=bs.*magre;plot(fb,magrel(1:N

39、/2)*2/N);title(碼分復用信號經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)低通濾波);axis(0,200,0,0.25);xlabel(f/Hz);subplot(2,1,2)tm=(1:N)/N*4;yrel=real(ifft(bs.*yre,400000);plot(tm,yrel);xlabel(t/s);title(經(jīng)過凱薩爾窗函數(shù)濾波后時域波形); 可以看出，信號經(jīng)過濾波后的時域波形前后部分畸變較大，說明用改善的walsh 碼進行碼分復用時，不同用戶間仍然后一定的碼間干擾。8 8、對濾波后信號分別用對濾波后信號分別用 m1m1 和和 m2m2 進行解擴進行解擴figure(8)subplot(2

40、,1,1)j1=rectpulse(M1,1000);j2=rectpulse(M2,1000);yrej1=j1.*yrel;plot(ts,yrej1);title(時域波形與解擴碼 m1 相乘波形);xlabel(t/s);subplot(2,1,2)yrej2=j2.*yrel;plot(ts,yrej2);xlabel(t/s);title(時域波形與解擴碼 m2 相乘波形); 對比碼分復用系統(tǒng)和無碼分復用系統(tǒng)，可以看出，解擴后波形出現(xiàn)了 0 項，每個有效樣值的持續(xù)時間比無碼分復用的系統(tǒng)減少了一半。而且解擴信號時域波形前后部分的干擾比解擴前還要嚴重，說明碼分復用引入了碼間干擾。9 9

41、、對兩路信號分別采樣，判決對兩路信號分別采樣，判決figure(9)for i=1:1:50 S1(i)=0;S2(i)=0;endfor i=1:1:800 ij=i*500-250; ss1(i)=yrej1(ij);ss2(i)=yrej2(ij);endfor i=1:1:800 if ss1(i)0.3 ss1(i)=1; elseif ss1(i)0.3 ss2(i)=1; elseif ss2(i)=5 S1(n1)=0;n1=n1+1; elseif k1=5 S2(n2)=0;n2=n2+1; elseif k2=-5 S2(n2)=1;n2=n2+1;- 46 - / 51

42、 endendsubplot(2,1,1)stem(S1);title(序列 1 判決后的最終信號);subplot(2,1,2)stem(S2);title(序列 2 判決后的最終信號); 比較原信息序列，可以看出最終判決信號與原信號一樣，但是有時會出現(xiàn)誤碼。所以，為了防止多用戶帶來的碼間干擾，CDMA 除了進行碼分復用以外還應采用其他措施抗干擾。至此，walsh 正交碼的碼分復用仿真完成。8 8、產(chǎn)生隨機序列產(chǎn)生隨機序列 GoldGold 碼和正交碼和正交 GoldGold 碼碼Gold 碼是由 m 序列派生出的一種偽隨機碼，它具有類似于 m 序列具有的偽隨機性質(zhì)，但其同長度不同序列的數(shù)目

43、比 m 序列的多得多。Gold 碼發(fā)生器框圖：m1m2Gold 碼Gold 碼是由 m 序列的優(yōu)選對移位模二加構(gòu)成，m1和 m2為同長度的兩個不同m 序列并為優(yōu)選對。Gold 碼的自相關(guān)特性：Gold 證明過 Gold 碼序列的自相關(guān)函數(shù)的所有非最高峰的取值為三值，如下式所示，其中 p=2n-1，為 Gold 碼序列的周期。ptptpR21當 n 為奇數(shù)時，+1，當 n 為偶數(shù)且不是 4 的整數(shù)倍時，。212nt1221nt實驗中，我采用了長度 n=7 的一對優(yōu)選對構(gòu)成 Gold 碼。采用 matlab 里面的 gfprimfd(7,all)命令得到全部的 18 個本原多項式表達式，如下圖：之

44、后選取的本原多項式的八進制數(shù)表示為 m1（211） ，m2（217） 。- 48 - / 511 1、產(chǎn)生、產(chǎn)生 GoldGold 碼并仿真其自相關(guān)函數(shù)碼并仿真其自相關(guān)函數(shù)clear all;clc;X1=1;X2=1;X3=1;X4=1;X5=1;X6=1;X7=-1;m=27-1;for i=1:1:m Y7=X7;Y6=X6;Y5=X5;Y4=X4;Y3=X3;Y2=X2;Y1=X1; X7=Y6;X6=Y5;X5=Y4;X4=Y3;X3=Y2;X2=Y1; X1=Y3*Y7; L1(i)=Y1;endfor i=1:1:m Y7=X7;Y6=X6;Y5=X5;Y4=X4;Y3=X3;Y

45、2=X2;Y1=X1; X7=Y6;X6=Y5;X5=Y4;X4=Y3;X3=Y2;X2=Y1; X1=Y1*Y2*Y3*Y7; L2(i)=Y1;endfor i=1:1:m L(i)=L1(i)*L2(i); L(i)=1-L(i); L(i)=0.5*L(i);endfigure(1)subplot(2,1,1)i=1:127;stairs(i,L);axis(0,130,-1.2,1.2);title(n=7Gold 碼);xlabel(k);subplot(2,1,2)a=L;b=a;Nb=127;N=2*m;for k=1:N c=xor(a,b); D=sum(c); A=Nb-D; R(k)=(A-D)/(A+D);%計算相關(guān)系數(shù) b=b(Nb),b(1:(Nb-1);endk