第七章MOS場效應晶體管-課件

1、微電子器件原理第七章 MOS場效應晶體管1第七章 MOS場效應晶體管7.1 基本工作原理和分類7.2 閾值電壓7.3 I-V特性和直流特性曲線7.4 擊穿特性7.5 頻率特性7.6 功率特性和功率MOSFET結(jié)構7.7 開關特性7.8 溫度特性7.9 短溝道和窄溝道效應27.1 MOSFET基本工作原理和分類一、MOSFET的基本結(jié)構二、MOSFET的基本工作原理三、MOSFET的分類37.1 MOSFET基本工作原理和分類一、MOSFET的基本結(jié)構N溝道增強型MOSFET結(jié)構示意圖47.1 MOSFET基本工作原理和分類一、MOSFET的基本結(jié)構567.1 MOSFET基本工作原理和分類一、

2、MOSFET的基本結(jié)構77.1 MOSFET基本工作原理和分類87.1 MOSFET基本工作原理和分類二、MOSFET的基本工作原理MOSFET的基本工作原理是基于半導體的“表面場效應” 當VGS=0V時，漏源之間相當兩個背靠背的二極管，在D、S之間加上電壓不會在D、S間形成電流。 當柵極加有電壓0VGSVT時，通過柵極和襯底間的電容作用，將靠近柵極下方的P型半導體中的空穴向下方排斥，出現(xiàn)了一薄層負離子的耗盡層。耗盡層中的少子將向表層運動，但數(shù)量有限，不足以形成溝道，將漏極和源極溝通，所以不足以形成漏極電流ID。97.1 MOSFET基本工作原理和分類二、MOSFET的基本工作原理107.1

3、MOSFET基本工作原理和分類二、MOSFET的基本工作原理柵源電壓對溝道的影響117.1 MOSFET基本工作原理和分類二、MOSFET的基本工作原理漏源電壓對溝道的影響127.1 MOSFET基本工作原理和分類三、MOSFET的分類類型n溝MOSFETp溝MOSFET耗盡型增強型耗盡型增強型襯底p型n型S、D區(qū)n+區(qū)p+區(qū)溝道載流子電子空穴VDS00IDS方向由DS由SD閾值電壓VT0VT0VT0，則也應減去相應電壓32337.2 MOSFET的閾值電壓二、影響MOSFET閾值電壓的諸因素分析1.偏置電壓的影響2.柵電容Cox3.功函數(shù)差ms4.襯底雜質(zhì)濃度的影響5.氧化膜中電荷的影響NA

4、(ND)通過費米勢（以及功函數(shù)）影響VT每2個數(shù)量級約0.1V(eV)影響不大真空E0EFMEcEvEFSEiEc(SiO2)En347.2 MOSFET的閾值電壓二、影響MOSFET閾值電壓的諸因素分析1.偏置電壓的影響2.柵電容Cox3.功函數(shù)差ms4.襯底雜質(zhì)濃度的影響5.氧化膜中電荷的影響NA(ND)通過場感應結(jié)耗盡層空間電荷影響VT體效應系數(shù)3536襯底雜質(zhì)濃度越大，其變化對VT的影響越大，是因為雜質(zhì)濃度越大，越不易達到表面強反型37襯底反偏VBS通過NA(ND) 影響QBmax，從而改變VT即不同的 NA下，VBS對VT的影響也不同381.偏置電壓的影響2.柵電容Cox3.功函數(shù)差

5、ms4.襯底雜質(zhì)濃度的影響5.氧化膜中電荷的影響391.偏置電壓的影響2.柵電容Cox3.功函數(shù)差ms4.襯底雜質(zhì)濃度的影響5.氧化膜中電荷的影響襯底雜質(zhì)濃度N可以通過F、Vms及QBmax影響VT，其中影響最大者為QBmax，故現(xiàn)代MOS工藝中常用離子注入技術調(diào)整溝道區(qū)局部N來調(diào)整VTNs為注入劑量綜上所述：407.2 MOSFET的閾值電壓二、影響MOSFET閾值電壓的諸因素分析1.偏置電壓的影響2.柵電容Cox3.功函數(shù)差ms4.襯底雜質(zhì)濃度的影響5.氧化膜中電荷的影響界面態(tài)電荷（界面陷阱電荷）半導體表面晶格周期中斷，存在“懸掛鍵”（高密度局部能級）。束縛電子帶負電荷，俘獲空穴則帶正電荷

6、。這種由懸掛鍵引起的表面電子狀態(tài)稱為表面態(tài)，與SiO2交界，又稱界面態(tài)其帶電狀態(tài)與能帶彎曲有關，且有放電馳豫時間，應盡量降低其密度41固定氧化物電荷可動離子電荷電離陷阱電荷位于界面SiO2側(cè)20nm的區(qū)域內(nèi)，密度約1011cm-2，帶正電荷。一般認為是界面附近存在未充分氧化的Si離子過剩硅離子及氧空位特點：固定正電荷，不隨表面勢或能帶彎曲程度而變化 與硅摻雜濃度及類型無關，與SiO2膜厚度無關 與生長條件（氧化速率）、退火條件和晶體取向有關起因于進入SiO2層中的Na+、K+、Li+等輕堿金屬離子及H+離子特點：室溫可動，溫度和電場作用可使之移動。X-射線、射線、高能/低能電子束等照射SiO2

7、膜時產(chǎn)生電子-空穴對，若同時存在電場，則電場使電子-空穴分離，正柵壓的電場使部分電子移向柵極并泄放，多余空穴在未被硅側(cè)電子補償時積聚在界面附近形成正電荷層4243上述4種電荷的作用統(tǒng)歸于Qox等效電荷電荷本身與半導體表面的距離不同，對表面狀態(tài)的影響也不同。距離越近，影響越強。故等效為界面處的薄層電荷由VT、Qox及N的共同作用使器件呈增強型或耗盡型對n-MOS：Qox若較大，則易為耗盡型。欲得增強型，需控制Qox，并適當提高襯底濃度對p-MOS：VT總是負值，易為增強型。欲得耗盡型，需采用特殊工藝或結(jié)構，如制作p預反型層，或利用Al2O3膜的負電荷效應，制作Al2O3 /SiO2復合柵等。44

8、當Qox1012cm-2時，即使NA1017cm-3，仍有VT0當NA1015cm-3時， VT隨NA上升明顯，且逐漸由負變正隨Qox增大，轉(zhuǎn)變點對應的NA增大 所以，欲獲得增強型(VT0)，可以提高襯底濃度NA降低氧化層中電荷量Qox457.2 MOSFET的閾值電壓三、關于反型程度劃分的討論 在以前的討論中，以表面勢達到2倍費米勢，即反型層載流子濃度等于體內(nèi)多子濃度為表面強反型的標志 實際上，MOS器件工作在不同的柵壓下，其反型程度和反型載流子濃度變化規(guī)律也不同4647MOS結(jié)構中半導體表面電荷密度與表面勢的關系4849弱反型區(qū)dVs/dVGB較大，且近似為常數(shù)，而強反型時斜率變得很小，中

9、反型區(qū)過渡綜上所述：1、Vs=2F時，ns=pB0，但Qn很小，故在前述討論中忽略是合理的2、 Vs=2F時，Qn很小，以至在中反型區(qū)內(nèi)變化緩慢，其屏蔽作用 和xdmax的真正實現(xiàn)都有較大誤差。故當VGB較大時，假定Vs=2F進入強反型，才不會引入太大誤差。3、強反型需要Qn的屏蔽作用，使xd xdmax。 Vs=2F時，ns=pB0是以所用襯底的濃度為標準，若NA很低，則ns也將很小，故是相對標準，不能保證屏蔽作用。50517.3 MOSFET的I-V特性和直流特性曲線一、MOSFET的電流-電壓特性二、MOSFET的特性曲線三、MOSFET的直流參數(shù)527.3 MOSFET的I-V特性和直

10、流特性曲線一、MOSFET的電流-電壓特性目的：方法：獲得IDS隨VGS和VDS的變化關系，即BCoxGVFB5354假設：源接觸電極與溝道源端之間、漏接觸電極與溝道漏端之間的壓降可忽略反型層中載流子的遷移率n為常數(shù)溝道電流為漂移電流溝道與襯底之間的反向泄漏電流為零跨過氧化層而保持反型層電荷的沿 x 方向的電場分量Ex與溝道中使載流子沿溝道長度y方向運動的電場分量Ey無關，且 即滿足緩變溝道近似溝道電場y方向變化很小Y方向電場也很小55計算：強反型情況下，離開源端y處，表面感應總電荷面密度Qs(y)溝道電流ID沿溝道y方向產(chǎn)生壓降V(y)，此時表面勢MOS結(jié)構強反型所需柵壓其中故表面開始（已經(jīng)

11、）強反型時BCoxGVFB56此時，場感應結(jié)耗盡層中（電離受主）電荷面密度p-n結(jié)外加電壓p-n結(jié)接觸電勢差則說明強反型后，多余的VGS用于Qn(y)由歐姆定律57n溝MOSFET基本I-V方程58 因為，當VDS很小時，溝道壓降影響甚微，溝道中各處電子濃度近似相同，整個溝道近似為一個歐姆電阻，其阻值為：59VDSIDSVGSVGS IDsatVGS-VTIDsat非飽和區(qū) 因為，當VDS很小時，溝道壓降影響甚微，溝道中各處電子濃度近似相同，整個溝道近似為一個歐姆電阻， 因為VDS增大，溝道壓降V(y)由源到漏上升，使柵絕緣層上壓降由源到漏下降，反型層逐漸減薄，QB增加，Qn減小 此時，溝道漏

12、端反型層消失，溝道被夾斷（預夾斷），漏極電流達最大值Idsat稱飽和漏源電流 溝道夾斷在y=L點時對應的VDS=VGS-VT，稱為飽和漏源電壓VDsat=VDsat 夾斷點處保持V(y)=VDsat=VGS-VT的溝道壓降，并隨VDS的增加而向源端移動，夾斷點與溝道漏端之間形成夾斷區(qū) 增加的漏源電壓降落在夾斷區(qū)上，夾斷區(qū)電場增大，緩變溝道近似不再成立6061關于絕緣層中的電場Eox：在源端y=0，tox兩側(cè)壓降Vox為VGS(VT)，Eox由柵極指向源極隨y增大，V(y)，tox兩側(cè)壓降為VGS-V(y), Eox由柵極指向溝道區(qū)在夾斷點，V(y)=VGS-VT(VDsat)， tox兩側(cè)壓降

13、為VT， Eox由柵極指向溝道區(qū)在夾斷點漏端側(cè)某處V(y)=VGS，Vox=0， Eox=0對于耗盡型nMOSFET，VTVGS，則在夾斷點源端側(cè)有Eox=0金屬柵極SiO2n+n+y0LtoxSDGVGSVGSV(y)0VGSVGSVGSVGS-VTEox=0VDS參見p27162曾經(jīng)假設溝道載流子遷移率為常數(shù)實際上，由于Ex的散射，以及半導體表面存在更多的缺陷和其它散射中心，使溝道載流子遷移率比體內(nèi)的遷移率低得多另外，遷移率的變化與垂直方向場強Ex密切相關關于溝道中載流子遷移率637.3 MOSFET的I-V特性和直流特性曲線二、MOSFET的特性曲線1、輸出特性曲線非飽和區(qū)飽和區(qū)截止區(qū)輸

14、出特性曲線描繪IDSVDS(VGS)關系曲線分4個區(qū)：非飽和區(qū)：VDSVdsat,，IDSVDS近似線性關系，可調(diào)電阻區(qū)飽和區(qū)：VDsatVDSBVDS，溝道漏端夾斷，IDS達飽和值IDsat截止區(qū)：半導體表面沒有強反型導電溝道，僅有反向漏電流擊穿區(qū)：反偏漏-襯結(jié)擊穿，IDS劇增64圖(a)是以襯底電位為參考點，以VGB為參量的輸出特性圖(b)是以源極電位為參考點，以VGS為參量的輸出特性由于參考電位的不同，圖(a)相當于圖(b)向右平移VSB，即VDB比VDS大VSB， VDB=VDS+VSB同時，VGB=VGS+VSB（左、右兩圖中對應曲線的溝道導電狀況相同）襯底偏置（背柵）的作用65均以

15、源極為參考電位時，隨襯底反偏增大，漏極電流減小 襯底反偏增大使半導體表面耗盡層加寬，電荷增加，反型溝道中載流子（電荷）減少，導電能力減小計算電流-電壓方程時僅考慮了V(y)的作用，未計入VBS667.3 MOSFET的I-V特性和直流特性曲線二、MOSFET的特性曲線2、轉(zhuǎn)移特性曲線 作為電壓控制器件，轉(zhuǎn)移特性表征柵源輸入電壓VGS對漏源輸出電流IDS的控制能力 與JFET一樣，MOSFET的轉(zhuǎn)移特性可從輸出特性曲線族上得到耗盡型MOSFET增強型MOSFET67耗盡型增強型P溝n溝P溝n溝電路符號轉(zhuǎn)移特性輸出特性687.3 MOSFET的I-V特性和直流特性曲線三、MOSFET的直流參數(shù)1、

16、閾值電壓VT對耗盡型器件，又稱夾斷電壓；對增強型器件，又稱開啟電壓它是通過VGS的變化，使導電溝道產(chǎn)生/消失的臨界電壓，是VGS能夠：抵消金-半接觸電勢差補償氧化層中電荷建立耗盡層電荷（感應結(jié)）提供反型的2倍費米勢697.3 MOSFET的I-V特性和直流特性曲線三、MOSFET的直流參數(shù)2、（最大）飽和漏源電流IDSS定義：當VGS=0時的飽和漏源電流。對于耗盡型MOSFET，VGS=0時已有導電溝道。IDSS對應于VGS=0時輸出特性曲線飽和區(qū)的電流值，或者轉(zhuǎn)移特性曲線與縱軸的交點。（不同于IDsat）可見：IDSS與原始溝道導電能力有關：寬長比、遷移率、原始溝道厚度(VTns)、Cox

17、707.3 MOSFET的I-V特性和直流特性曲線三、MOSFET的直流參數(shù)3、截止漏電流4、導通電阻 對于增強型MOSFET，VGS=0時，源、漏之間為兩背靠背的p-n結(jié)，VDS作用下，VGS=0時的IDS為截止漏電流。 實際上是p-n結(jié)的反向漏電流，對Si-p-n結(jié)主要是勢壘產(chǎn)生電流。 工作在非飽和區(qū)的MOSFET，當VDSVGS-VT時，輸出特性是直線（線性區(qū)），溝道的導電能力相當于一個電阻（壓控電阻）。定義：VDS很小時，VDS與IDS之比為導通電阻，記為Ron.717.3 MOSFET的I-V特性和直流特性曲線三、MOSFET的直流參數(shù)5、柵源直流輸入阻抗RGS6、最大耗散功率PCM

18、柵源直流絕緣電阻。取決于柵氧化層的絕緣電阻值。一般在109以上。MOSFET輸入阻抗遠高于BJT和JFET耗散功率PC將轉(zhuǎn)變?yōu)闊崃渴蛊骷郎兀阅芰踊?。保證器件正常工作所允許的PC為PCM，或稱最大功耗。MOSFET的耗散功率主要耗散在溝道區(qū)，特別是夾斷區(qū)。727374現(xiàn)象：IDSS很大，超出設計要求，夾短電壓高。原因：襯底材料雜質(zhì)補償嚴重；柵絕緣層中正離子過多?，F(xiàn)象：夾不斷。還有點漏電。原因：柵極斷裂；局部溝道穿通；p-n結(jié)退化，漏電?，F(xiàn)象：漏源穿通，短路。原因：柵氧化層斷裂；擴散沾污使漏源短路；光刻針孔 導致漏源經(jīng)鋁柵短路。75現(xiàn)象：跨導小原因：工藝原因造成漏、源串聯(lián)電阻過大； 工藝原因造

19、成表面遷移率嚴重下降?，F(xiàn)象：駝背，過渡區(qū)出現(xiàn)塌陷原因：對版不準現(xiàn)象：飽和特性不好，飽和區(qū)不夠平坦。原因：襯底材料電阻率太低； 工藝原因?qū)е聹系里@著變短。76現(xiàn)象：低擊穿，擊穿電壓低。原因：擴散時磷沾污，在漏結(jié)處出現(xiàn)合金點； 各種原因?qū)е聹系雷兌?，源漏勢壘穿通?p-n結(jié)劣化，擊穿電壓下降?，F(xiàn)象：尾巴原因：源漏電極與源漏擴散區(qū)接觸不良，測試探針與 電極接觸不良；源漏區(qū)摻雜濃度低； 使VDS經(jīng)一個接觸壓降后才起作用?，F(xiàn)象： VGS0時，圖示儀顯示雙線。原因：襯底接地不良。77現(xiàn)象：VGS0的曲線漂移原因：可動離子沾污；磷硅玻璃中磷含量大；現(xiàn)象：柵電流大，柵源短路。原因：柵氧化層針孔；柵氧化層破壞。

20、787.4 MOSFET擊穿特性一、漏源擊穿二、MOSFET的柵擊穿797.4 MOSFET擊穿特性一、漏源擊穿 1、漏源雪崩擊穿漏-襯底p-n結(jié)雪崩擊穿溝道雪崩擊穿雪崩注入現(xiàn)象雪崩注入現(xiàn)象應用柵調(diào)制擊穿漏源擊穿柵擊穿雪崩擊穿勢壘穿通柵調(diào)制溝道雪崩寄生晶體管80柵電極覆蓋情況襯底電阻率和結(jié)深氧化層厚度柵極電壓極性和大小漏-襯底p-n結(jié)雪崩擊穿柵調(diào)制擊穿81一、漏源擊穿 1、漏源雪崩擊穿溝道雪崩擊穿（溝道擊穿） 在夾斷區(qū)，特別是短溝器件中，VDS在溝道方向上建立較強電場，使溝道中載流子通過碰撞電離和雪崩倍增產(chǎn)生大量電子-空穴對。與溝道載流子同型的載流子匯入溝道電流，導致漏極電流劇增而擊穿，相反型

21、號載流子通常被襯底吸收，形成寄生襯底電流的一部分。82雪崩注入現(xiàn)象（熱載流子效應）漏（源）對襯底的擊穿電壓蠕變：時間約1秒；在處ID越大，轉(zhuǎn)移越快；在處降低VD，再加壓，直接呈現(xiàn) ；在500退火后，重新測試，呈現(xiàn)并轉(zhuǎn)移到 。此現(xiàn)象由雪崩注入引起：即漏結(jié)雪崩過程產(chǎn)生的電子或空穴注入到柵氧化層中，使之帶電。柵氧化層帶電將屏蔽柵電場，使漏極電場減弱。這時要達到擊穿臨界場強，必須提高漏極電壓VD，故表現(xiàn)為擊穿電壓增大擊穿電流越大，可能注入的載流子（電荷）越多，漏極擊穿電壓蠕動越快83Si中電子進入SiO2需越過3.15eV的勢壘，越過勢壘的概率為2.810-5Si中空穴進入SiO2需越過3.8eV的勢

22、壘，越過勢壘的概率為4.610-8電子比空穴更容易注入最終決定注入載流子類型的是柵源之間電場的方向： n溝器件的電場促進空穴的注入 p溝器件的電場促進電子的注入故p溝MOSFET的雪崩注入現(xiàn)象更為顯著84雪崩注入現(xiàn)象的應用（EPROM）浮置柵雪崩注入MOS器件（FAMOS）Floating gate Avalanche injection MOS迭柵雪崩注入MOS器件（SAMOS）Superposed gate Avalanche injection MOS 多晶硅柵被包在SiO2中，形成浮置柵極。當VDS使漏結(jié)雪崩時，電子注入浮柵，并逐漸使表面反型而出現(xiàn)導電溝道（寫入）。 在浮柵SiO2上再

23、做一外柵作為控制柵極，浮柵作為存儲柵。雪崩時，在控制柵上加正電壓可促進電子的注入，故可在較低漏壓下使浮柵存儲較多電荷 當用紫外光照射或在控制柵上加較大偏壓時，浮柵電子吸收光子能量或在電場作用下，再次越過勢壘，通過襯底或外柵釋放（擦除）85一、漏源擊穿 2、漏源勢壘穿通短溝器件漏源耐壓的限制因素之一 VDS作用于n+-p-n+之間（n-MOSFET)，對源n+-p結(jié)為正偏，對漏p-n+為反偏。 在短溝道器件中，溝道雜質(zhì)濃度又較低時，反偏漏p-n+結(jié)空間電荷區(qū)向源端擴展至與源n+-p結(jié)空間電荷區(qū)相連時，發(fā)生漏、源勢壘穿通。 此時，正偏源結(jié)注入，反偏漏結(jié)收集，電流IDS急劇增大，發(fā)生勢壘穿通下的漏源

24、擊穿。 按單邊突變結(jié)近似，BVDS下耗盡層寬度等于溝道長度時：86一、漏源擊穿 2、漏源勢壘穿通短溝器件漏源耐壓的限制因素之一漏源穿通導電的機理與雙極晶體管基區(qū)穿通的機理有相似之處，也有區(qū)別: 對于MOST，從開始穿通再增加VDS時，由于兩勢壘區(qū)電場、電勢的重新分布，從源到溝道區(qū)的電子的勢壘高度隨之降低，從而導致漏極電流上升。 雙極晶體管從基區(qū)穿通開始增加Vce時，同樣引起勢壘區(qū)電場、電勢重新分布，從發(fā)射區(qū)到基區(qū)的勢壘高度降低。結(jié)果使集電極電流很快上升。實驗發(fā)現(xiàn)，MOSFET的Vpt的實測值要比按簡單一維理論的估算值高很多， 簡單一維理論認為漏源兩PN結(jié)勢壘連通就是穿通。未穿通前M0ST的源結(jié)

25、或為零偏或為反偏（取決于襯底偏置）剛開始穿通時源到溝道區(qū)的勢壘很高必須將VDS增加到足夠高才會使勢壘高度降下來，并引起電流急劇增大。 在雙極晶體管中未穿通前的發(fā)射結(jié)是正偏的、穿通時的勢壘已經(jīng)比較低，只要稍稍增加一點Vce就足以使Ic開始急劇增大，所以一維理論的估算值與實測是一致的。更為重要的是，在M0ST中要考慮到柵極電位對穿通電壓的作用。 柵極電位低于漏極電位時，漏區(qū)發(fā)出的場強線的一部分終止在柵電極，改變近表面處漏pn結(jié)勢壘寬度，使之趨向于縮小，因而更不容易穿通。 871.柵調(diào)制擊穿2.溝道雪崩倍增擊穿3.漏源（勢壘）穿通4.寄生NPN晶體管擊穿漏源雪崩擊穿887.4 MOSFET擊穿特性二

26、、MOSFET的柵擊穿當VGS=BVGS時，柵極下面絕緣層被擊穿是不可逆擊穿，一般使柵極與襯底短路而使器件失效理論上，柵氧化膜的擊穿場強為(510)8106V/cm，且隨氧化膜質(zhì)量而下降擊穿時，擊穿點電流密度可達1061010A/cm2，峰值溫度4000K由于柵絕緣層有很高的絕緣電阻，柵電容很小，柵氧化層很薄，所以，要特別注意MOS器件的柵保護問題測試和使用時，要十分小心避免靜電，存放時使各極短路及使用防靜電包裝在器件設計時，在柵輸入端引入保護結(jié)構897.5 MOSFET頻率特性一、MOSFET的低頻小信號等效電路 1、低頻小信號參數(shù) 2、低頻小信號模型 3、交流小信號等效電路二、MOSFET

27、的高頻特性 1、跨導與頻率的關系 2、截止頻率fT 3、最高振蕩頻率fM 4、溝道渡越時間t三、提高MOSFET頻率性能的途徑 1、提高遷移率 2、縮短溝道長度 3、減小寄生電容907.5 MOSFET頻率特性一、MOSFET的低頻小信號等效電路 1、低頻小信號參數(shù)+ - +- +SDGBVDS0VGS0VSB0IDMOSFET的柵跨導gm(跨導）小信號襯底跨導gmb小信號漏端電導gds電壓放大系數(shù)mVGSID+ID+ - +- +SDGBVDS0VGS0VSB0- +MOSFET的柵跨導gm(跨導）小信號襯底跨導gmb小信號漏端電導gds電壓放大系數(shù)mMOSFET的柵跨導gm(跨導）小信號襯

28、底跨導gmb小信號漏端電導gds電壓放大系數(shù)mVBSID+ID+ - +- +SDGBVDS0VGS0VSB0- +MOSFET的柵跨導gm(跨導）小信號襯底跨導gmb小信號漏端電導gds電壓放大系數(shù)mVDSID+ID+ - +- +SDGBVDS0VGS0VSB0- +MOSFET的柵跨導gm(跨導）小信號襯底跨導gmb小信號漏端電導gds電壓放大系數(shù)mVGSIDS=c+ - +- +SDGBVDS0VGS0VSB0- +VDS- +91MOSFET的柵跨導gm(跨導）漏極電流微分增量與柵源電壓微分增量之比，表示柵源電壓VGS對漏極電流IDS的控制能力與JFET的跨導有相同的意義器件工作在非

29、飽和區(qū)時，跨導gm僅隨漏極電壓VDS線性增大在飽和區(qū)中，跨導gms僅隨柵源電壓VGS線性變化實際MOSFET中的附加串聯(lián)電阻導致跨導的實際值低于理論值。實際作用在溝道上的有效柵壓： 實際起作用的漏源電壓：92 兩者溝道導電能力隨柵源電壓變化規(guī)律不同。在JFET中是VGS的平方根與溝道厚度關系。 兩者VGS的范圍也不同。VDSIDSVGS=0VGS0MOSFETJFETMOSFET的跨導JFETMOSFET非飽和區(qū)跨導與VGS、VDS有關飽和區(qū)跨導僅與VGS有關非飽和區(qū)跨導gm僅隨VDS線性增大飽和區(qū)，跨導gms僅隨VGS線性變化欲使93小信號襯底跨導gmb漏極電流微分增量與襯底偏置電壓微分增量

30、之比，表示襯底偏置電壓VBS對漏極電流IDS的控制能力背柵：襯底偏置表面耗盡層厚度空間電荷面密度反型層 電荷密度溝道導電能力計及空間電荷（耗盡層）影響的I-V方程為：與空間電荷有關項VDS構成V(y)VBS構成反偏按p-n結(jié)電壓-電荷規(guī)律94半導體器件物理與工藝美施敏p223b理想結(jié)構中忽略或歸入VT關于表面（場感應結(jié)）耗盡層電荷關于表面勢Vs和2倍費米勢-VFB-VFB半導體表面電勢和其特征值的關系95從VT通式（7-22）(y)帶入（7-52）從y=0,V(0)=0到y(tǒng)=L,V(L)=VDS積分，可得96QBmax張屏英晶體管原理P25797QBmax第一項與（7-54）相同，表示柵絕緣層

31、電容控制的表面場效應晶體管的電特性第二項與（6-11）相似，表示溝道壓降和襯底反偏作用下，場感應結(jié)非平衡，耗盡層寬度隨之變化的電特性，即JFET特性其中，2FVD;VBSVGS可看作理想MOS與JFET的并聯(lián)98小信號漏端電導gds漏極電流微分增量與漏源電壓微分增量之比，表示漏源電壓VDS對漏極電流IDS的控制能力 gds隨VDS增大而線性減小，即由非飽和區(qū)向飽和區(qū)，IDS隨VDS的變化趨緩，以至進入飽和區(qū)不再隨VDS變化 在線性區(qū)，VDS很小，忽略后且正是導通電阻的倒數(shù)。99電壓放大系數(shù)m漏源電壓微分增量與柵源電壓微分增量之比，表示漏極電流IDS不變，漏源電壓VDS與柵源電壓VGS之間的相對

32、變化關系動態(tài)電阻無窮大，但實際MOSFET的動態(tài)電阻都是有限值，因為：1、溝道長度調(diào)制效應 2、漏區(qū)電場的靜電反饋效應在飽和區(qū)100溝道長度調(diào)制效應VDSVDsat后，夾斷點向源端移動，形成夾斷區(qū)，使溝道有效長度縮短L減小，則IDsat增大，說明溝道長度減小，電阻減小。為有限值101漏區(qū)電場的靜電反饋效應發(fā)自漏區(qū)的電力線有部分終止在溝道載流子電荷上，導致隨漏源電壓增大，溝道電子密度增大，溝道電導增大，漏源電流不完全飽和。 溝道較短，襯底濃度較低時，漏-襯結(jié)和溝-襯結(jié)的耗盡層隨VDS很快擴展，102一、MOSFET的低頻小信號等效電路 2、低頻小信號模型SDGBgd103一、MOSFET的低頻小

33、信號等效電路 3、交流小信號等效電路GSDB本征部分MOSFET小信號參數(shù)物理模型SGD0Ly溝道SiO2襯底MOSFET的R、C分布參數(shù)模型104SGDMOSFET小信號參數(shù)等效電路1、柵極電位變化引起溝道電導變化形成交變漏極電流2、輸出交變電壓在漏導上形成電流3、柵極電壓變化對柵漏電容充放電電流105SGDB較完整的MOSFET小信號等效電路Cgs柵源之間分布電容的等效電容Cgd等效的柵漏電容Rgs對柵源電容充放電的等效溝道串聯(lián)電阻(2/5Ron)Rs、Rd源、漏區(qū)串聯(lián)電阻JFET106與JFET比較：1、Cgd定義相同，在線性區(qū)各為CG(Cg)的一半2、Cgs定義不同，JFET為CG的一

34、半；MOSFET為CG3、飽和區(qū)MOSFET：Cgs占大半，Cgd0QI、Qch之與Cgs1077.5 MOSFET頻率特性二、MOSFET的高頻特性 1、跨導與頻率的關系 2、截止頻率fT 3、最高振蕩頻率fM 4、溝道渡越時間tCgsRgsRLrdsgmsug+-+-usuoug+-等效電路輸出特性及負載線輸入輸出+VDDRARBRLMOST線性放大器基本電路108飽和，溝道夾斷，溝道電阻增大CgsRgsRLrdsgmsug+-+-usuoug+-109高頻時高頻下飽和區(qū)跨導1102、截止頻率fTCgsRgsRLrdsgmsug+-+-usuoug+-igid計算fT的等效電路（3個電容）

35、定義：當輸入電流ig與交流短路輸出電流id相等時對應的頻率，記為fT. 輸入回路中，Cgs的容抗隨f的上升而減小，使ig上升，同時ug下降，gmug也下降。取了一級近似111跨導（截止角頻率）從電壓對電流的關系（電壓放大系數(shù)）定義標準截止頻率從電流對電流的關系定義標準，要計入3個電容但是，它們都是Cgs上電壓ug隨頻率的變化關系的反映，僅角度不同。112寄生參數(shù)的影響：3個電容并聯(lián)在輸入端，對Cgs起分流作用，幫助Cgs增大ig并聯(lián)在輸出端，對輸出電流起分流作用，gmsug的一部分流過該電容，使id減小連接在輸入、輸出端之間，使輸入電容為密勒效應1133、最高振蕩頻率fMCgsRgsRL=rd

36、srdsgmsug+-usug+-計算fM的等效電路igidid/2 當功率增益Kp=1時對應的頻率為最高振蕩頻率fM 當輸入、輸出端均共軛匹配，且認為反饋電容 時，有最大功率增益。ug114 可見，隨頻率上升，KP下降。當KP=1時，對應的定義為最高振蕩頻率Cgs：減小，容抗上升，ug增大，使有效輸入功率增大gms：增大，同樣輸入條件下，輸出電流增大rds：增大，提高負載電阻（輸出阻抗），同樣電流下，功率提高Rgs：減小，提高ug，提高輸入效率1154、溝道渡越時間t指載流子從源擴散區(qū)到達漏擴散區(qū)所需時間。溝道中各處電場不同忽略了QBmax隨y的變化1161177.5 MOSFET頻率特性三

37、、提高MOSFET頻率性能的途徑 1、提高遷移率 2、縮短溝道長度 3、減小寄生電容1187.5 MOSFET頻率特性三、提高MOSFET頻率性能的途徑 1、提高遷移率改進工藝：MOST的表面遷移率與SiO2-Si界面及其附近的帶電中心、缺陷以及界面平整度密切相關，若采用合理的工藝，以獲得低界面電荷、高平整度的優(yōu)質(zhì)柵氧化層，將會使表面遷移率大為提高。采用高遷移率材料：最有希望的材料是InP和GaAs。InP薄膜中的電子場效應遷移率的實測值高達7350cm2Vs。GaAs帶隙寬，其電子遷移率也很高，然而其相當高的界面態(tài)電荷密度又使其應用受到限制。利用Si3N4 膜做柵絕緣層可大大降低界面態(tài)密度。

38、盡可能采用n溝MOSFET結(jié)構，mnmp1197.5 MOSFET頻率特性三、提高MOSFET頻率性能的途徑 1、提高遷移率采用埋溝結(jié)構：利用體內(nèi)遷移率高于表面遷移率的特點，將導電溝道從表面移至體內(nèi)。 導電溝道層用外延或離子注入法形成。MOST工作時，柵壓使溝道最表面耗盡(甚至反型)。柵壓變化時表面耗盡層寬度改變，導電溝道截面隨之變化，從而調(diào)制漏極電流?？梢姡駵螹OST的工作原理與JFET 或MESFET十分相似。埋溝器件一般工作于耗盡模式，但也可工作于增強模式。 1207.5 MOSFET頻率特性三、提高MOSFET頻率性能的途徑 2、縮短溝道長度Lateral Double Diffus

39、ed MOSFETV-Groove MOSFET先后進行p及n+擴散，L取決于兩次擴散結(jié)深之差輕摻雜漂移區(qū)有利于提高漏極耐壓1217.5 MOSFET頻率特性三、提高MOSFET頻率性能的途徑 3、減小寄生電容122與雙極器件相比：MOSFET為多子器件，因其溝道遷移率隨溫度上升而下降，在大電流下溝道電流具有負的溫度系數(shù)。這種電流隨溫度上升而下降的負反饋效應使MOS器件不存在電流集中和二次擊穿的限制問題。 在小信號下，MOS器件的輸出電流id與輸入電壓ug呈線性關系，而雙極型器件電流與電壓呈指數(shù)關系變化。故其可在足夠?qū)挼碾娏鞣秶鷥?nèi)用作線性放大器。MOS器件輸入阻抗高，作功率開關時需要的驅(qū)動電流

40、小，轉(zhuǎn)換速度快；作功率放大時增益大且穩(wěn)定性好。MOSFET的不足之處在于飽和壓降及導通電阻都較雙極器件大。解決這方面的問題將是發(fā)展MOSFET的努力方向。 7.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構1237.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構一、MOSFET的功率特性 1、MOSFET的高頻功率增益 2、輸出功率和耗散功率 3、MOSFET的安全工作區(qū)(SOA)二、功率MOSFET結(jié)構三、功率MOS器件的導通電阻1247.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構一、MOSFET的功率特性 1、MOSFET的高頻功率增益 2、輸出功率和耗散功率 3、MOSFET的安全工

41、作區(qū)(SOA)1257.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構一、MOSFET的功率特性 1、MOSFET的高頻功率增益CgsRgsRL=rdsrdsgmsug+-usug+-計算fM的等效電路igidid/2 當輸入、輸出端均共軛匹配，且認為反饋電容 時，有最大功率增益。計入了源極串聯(lián)電阻Rs但僅考慮Rgs上的輸入功率，故Kpm與Rs無關1267.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構一、MOSFET的功率特性 2、輸出功率和耗散功率MOSFET在甲類狀態(tài)下運用時，輸出電壓的最大擺幅值為電流的最大擺幅值為1277.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構一、MOSFET

42、的功率特性 3、MOSFET的安全工作區(qū)（SOA）不存在局部電流集中問題由： 最大漏極電流 漏源擊穿電壓 最大功耗線組成MOSFET的安全工作區(qū)大于雙極型器件的安全工作區(qū)1287.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構二、功率MOSFET結(jié)構 1、兩維橫向結(jié)構偏置柵MOS結(jié)構橫向DMOSFET (LD-MOSFET) 2、三維結(jié)構垂直漏網(wǎng)柵結(jié)構垂直漏極V-MOST （VV-MOST或簡稱V-MOS）垂直漏UMOS（VUMOS）1297.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構二、功率MOSFET結(jié)構 1、兩維橫向結(jié)構偏置柵MOS結(jié)構延伸漏區(qū)防止漏源穿通，提高漏壓場板結(jié)構改善柵邊緣

43、電場集中,進一步改善擊穿特性引入了附加串聯(lián)電阻，增加功耗1307.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構二、功率MOSFET結(jié)構 1、兩維橫向結(jié)構橫向DMOSFET (LD-MOSFET)兩次擴散控制形成小的溝道長度延伸漏區(qū)可提高漏壓1317.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構二、功率MOSFET結(jié)構 2、三維結(jié)構垂直漏網(wǎng)柵結(jié)構p+襯底n-外延層p+p+p+p+漏極源極n+n+p多晶硅P+擴散形成垂直漏極雙層金屬化電極結(jié)構P區(qū)為延伸漏區(qū)n+區(qū)使源與襯底短接網(wǎng)格狀結(jié)構增大器件寬長比1327.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構二、功率MOSFET結(jié)構 2、三維結(jié)構垂

44、直漏網(wǎng)柵結(jié)構兩次擴散控制形成小的溝道長度, W/L更大n+p-與源極鋁形成源襯短接n-外延層為延伸漏區(qū)1337.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構二、功率MOSFET結(jié)構 2、三維結(jié)構垂直漏極V-MOST （VV-MOST或簡稱V-MOS）垂直結(jié)構有利于多單元并聯(lián)兩溝道并聯(lián)可增大電流容量兩次擴散控制形成小的溝道長度腐蝕V形槽穿過擴散層到n-區(qū)自停止n-延伸漏區(qū)可提高漏壓,減小Cgd1347.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構二、功率MOSFET結(jié)構 2、三維結(jié)構垂直漏UMOS（VUMOS）垂直結(jié)構有利于多單元并聯(lián)兩溝道并聯(lián)可增大電流容量兩次擴散控制形成小的溝道長度U形平

45、底結(jié)構使n-漂移區(qū)(延伸漏區(qū))中電流更好地展開,有更低的導通電阻n-延伸漏區(qū)可提高漏壓,減小Cgd1357.6 MOSFET功率特性和功率MOSFET結(jié)構三、功率MOS器件的導通電阻 功率器件中，延伸漏區(qū)(低摻雜漂移區(qū))引入較大的漏極串聯(lián)電阻，在提高漏壓的同時影響器件的功率輸出。 盡量減小串聯(lián)電阻是衡量各種器件結(jié)構優(yōu)劣的重要標志。1367.7 MOSFET開關特性一、開關作用二、電容的影響三、開關時間1377.7 MOSFET開關特性一、開關作用開關作用倒相作用延遲時間開關時間 開關特性1387.7 MOSFET開關特性一、開關作用增強型PMOS管柵漏短接，工作在飽和區(qū)1397.7 MOSFE

46、T開關特性一、開關作用1407.7 MOSFET開關特性二、電容的影響電容是導致輸出信號波形相對輸入信號波形存在延遲和失真的根本原因 輸入回路電容Ci=Cgs+Cgd通過信號源內(nèi)阻和Rg充放電，使柵壓相對信號源電壓產(chǎn)生延遲和失真：Ci充電達到VT時，ID才上升；Ci放電后，ID才下降。 在所討論的飽和負載增強-增強型倒相器中，輸入電容歸入上一級的輸出電容中，本級只考慮輸出回路電容的影響 本級輸出回路的電容歸于輸出端對地電容的影響1417.7 MOSFET開關特性二、電容的影響 本級輸出回路的電容歸于輸出端對地電容的影響，包括：1、倒相管BG1漏-襯p-n結(jié)電容2、負載管BG2源-襯p-n結(jié)電容

47、3、下一級的輸入電容Ci 合稱對地電容C地輸出電壓=C地電壓BG1由導通到截止，輸出電壓隨C地放電由“0”到“1”BG1由截止到導通，輸出電壓隨C地充電由“1”到“0”1427.7 MOSFET開關特性三、開關時間 1、截止或關閉時間t關 2、導通或開啟時間t開假設：MOS管本身沒有電荷存儲效應，倒相器瞬態(tài)特性僅取決于電路的電容倒相器的輸入電壓為矩形脈沖倒相管導通時，輸出電壓為零 充電僅通過負載管放電僅通過倒相管實際上也只有結(jié)電容充放電存儲電荷，又歸入電容有利于確定起始時間不考慮飽和壓降，便于確定電壓起始和終止邊界條件不考慮倒相管的泄漏，單一電流容易計算不考慮放電時負載管的電流，便于計算143

48、7.7 MOSFET開關特性三、開關時間 1、截止或關閉時間t關BG1截止（倒相器）（開關）定義：倒相器由導通躍變到截止的關閉時間t關為輸出電壓的最終穩(wěn)定值的10%上升到90%的時間，對輸出電壓而言，又可稱為上升時間1447.7 MOSFET開關特性三、開關時間 1、截止或關閉時間t關BG1截止（倒相器）（開關）某一時刻VGS1=0，倒相管BG1截止，C地開始通過負載管充電由假設145V1=VDD-VT為常數(shù)，是輸出電壓的最大值或穩(wěn)定值并且可見，VT越小，邏輯擺幅越大由假設，t=0時，uo(0)=0，得積分常數(shù)a1=11461477.7 MOSFET開關特性三、開關時間 2、導通或開啟時間t開

49、假設：放電僅通過倒相管BG1導通，C地通過BG1放電148P1：BG1截止，BG2導通；C地充電完成 VDS1=VDD-VT=VC地=uo(t)輸入矩形脈沖，BG1柵源電壓躍變 VGS1VT假設,無存儲,BG1由工作點P1躍變至P2溝道導通，有相應于VDS1的IDS1IDS1使C地放電隨VC地下降，VDS1減小工作點沿輸出特性曲線由P2到P3再到P4P2-P3段為BG1的飽和區(qū)P3-P4段為BG1的非飽和區(qū)P3點為臨界飽和（分界點、夾斷點） VDS1=VGS1-VT， VGS1-VT=uo(t)導通過程：149飽和區(qū)：流經(jīng)BG1的電流C地的放電電流由假設及電流連續(xù)性原理 說明飽和區(qū)輸出電壓與時

50、間成線性關系，恒流對電容充(放)電150于是，開啟時間中，飽和段部分151非飽和區(qū)：1527.8 MOSFET溫度特性一、遷移率隨溫度的變化二、閾值電壓與溫度的關系三、MOSFET主要參數(shù)的溫度關系1537.8 MOSFET溫度特性一、遷移率隨溫度的變化 MOSFET漏極電流的溫度效應主要是由于溝道中載流子的有效遷移率n和閾值電壓VT與溫度有關。因此器件的溫度特性將由n- T及VT-T變化關系共同決定 MOSFET反型層中，當表面電荷密度1012cm-2時，電子和空穴的有效遷移率為常數(shù)（不隨場強變化），且等于體內(nèi)遷移率的一半。 故隨溫度上升，遷移率下降，b因子具有負溫度系數(shù)1547.8 MOS

51、FET溫度特性二、閾值電壓與溫度的關系在很寬的溫度范圍內(nèi)，Qox和Vms與溫度無關因QB0，閾值電壓的溫度系數(shù)與費米勢的有相同符號155看看費米勢隨溫度的變化156EcEvEiT濃度升高EF同號157158即： n-MOS的閾值電壓隨溫度升高而下降 p-MOS的閾值電壓隨溫度升高而上升 且在-55+125范圍內(nèi)，閾值電壓隨溫度的變化基本上都是線性的1597.8 MOSFET溫度特性三、MOSFET主要參數(shù)的溫度關系1、漏極電流的溫度特性 漏極電流的溫度系數(shù)非飽和區(qū)0VDSVDsat=VGS-VT當(VGS-VT)較大時，遷移率的溫度系數(shù)支配漏極電流的溫度特性，a0可選取適當?shù)?VGS-VT)，

52、使漏極電流的溫度系數(shù)等于零零溫度系數(shù)工作條件1607.8 MOSFET溫度特性三、MOSFET主要參數(shù)的溫度關系2、跨導的溫度特性 跨導的溫度系數(shù)3、漏極電導的溫度特性 漏極電導的溫度系數(shù)在線性區(qū)，略去VDS非飽和區(qū)跨導的溫度系數(shù)為負值，因其在非飽和區(qū)內(nèi)僅與遷移率的溫度系數(shù)有關在非飽和區(qū)，漏極電導與漏極電流有相似的溫度特性161飽和區(qū)1、漏極電流的溫度系數(shù)2、跨導的溫度系數(shù)3、漏極電導的溫度系數(shù) 可見，在飽和區(qū)，Ids、gms、gds的溫度系數(shù)都受遷移率和閾值電壓共同影響，因而都存在零溫度系數(shù)工作點。（張屏英，周佑謨p296）按靜電反饋模型162當(VGS-VT)較大時，遷移率的溫度系數(shù)支配漏

53、極電流的溫度特性，a0可選取適當?shù)?VGS-VT)2V，使漏極電流的溫度系數(shù)等于零1637.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應 前面假設MOSFET有一個足夠長而寬的溝道，因而沿溝道四邊的“邊緣”效應可忽略，允許假設電場線處處垂直于表面(即只有沿x方向的分量)并用緩變溝道近似對器件進行一維分析。 當溝道長度小到可以與源結(jié)和漏結(jié)的耗盡層寬度相比擬，將有相當一部分場強線同時具有y和x兩個方向的分量；短溝道 當溝道寬度窄到比柵下耗盡層深度大得不太多時，則將出現(xiàn)y、z兩個方向的電場分布；窄溝道 對于又短又窄的溝道，將會出現(xiàn)y、x、z三維方向的電場。 上述一維的結(jié)論將不再適用。問題：1647.9 MOS

54、FET短溝道和窄溝道效應 二維和三維的分析可借助于計算機用數(shù)值方法來進行。這種方法雖然精確（圖像），但不能提供一個能用于有效計算的簡單模型，因此許多分析計算還是靠利用經(jīng)驗近似和半經(jīng)驗方法加以簡化來完成的。 在分析具體問題時，為了提供一個能用于有效計算的簡單模型，常常將多維的問題分解成相對獨立的簡單因素分別進行研究后再進行組合。雖然這樣做可能有些不夠嚴密精確，但卻是很有用的。方法：1657.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應 在實際器件中，遇到最多的情況是溝道變短后所帶來的一系列問題，如： 閾值電壓隨溝道長度的減小而下降； 溝道長度縮短后，漏源間高電場使遷移率減小，飽和漏電流下降，跨導下降?；蛘?/p>

55、溝道穿通出現(xiàn)空間電荷限制電流； 弱反型漏電流將隨溝道長度縮小而增加，柵控靈敏度降低，漏電流隨漏壓增加而上升，甚至出現(xiàn)夾不斷的情況。這些偏離了長溝道器件特性的種種現(xiàn)象總稱為短溝道效應。界定：1667.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應一、閾值電壓的變化二、漏特性及跨導的變化三、弱反型區(qū)的亞閾值電流四、長溝道器件的最小溝道長度限制五、短溝道高性能器件結(jié)構舉例1677.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應一、閾值電壓的變化1、短溝道效應也稱poon-yau 模型 在長溝器件中，忽略了源、漏端邊緣效應，柵極控制的空間電荷區(qū)為矩形區(qū)。此時柵下空間電荷區(qū)電荷總量：相應的閾值電壓：1687.9 MOSFET短

56、溝道和窄溝道效應一、閾值電壓的變化1、短溝道效應也稱poon-yau 模型 實際上，柵極控制的空間電荷區(qū)為梯形區(qū)。此時柵下空間電荷區(qū)電荷總量： 按柵下單位面積的平均電荷面密度計算，則減小至：1697.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應一、閾值電壓的變化1、短溝道效應也稱poon-yau 模型 可見，隨著溝道長度的縮短，柵下電荷面密度減小愈加明顯。由簡單幾何模型：xdmaxr2 當近似認為源、漏結(jié)空間電荷區(qū)寬度與柵下耗盡層寬度相等時：1707.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應一、閾值電壓的變化1、短溝道效應也稱poon-yau 模型xdmaxr2相應的閾值電壓：閾值電壓的漂移量：171 某n溝

57、MOSFET閾值電壓漂移量隨溝道長度的變化如圖所示當VBS=0V時，測量值與理論值符合當VBS=-4V時，偏差較大 襯底反偏使xdmax增大，短溝效應更顯著（嚴重），用poon-yau模型也有較大誤差，而應用二維方法求解。 問題在于，當xdmax增大后，可控電荷的差別不再簡單地為矩形與梯形面積之差。漏、源空間電荷區(qū)的影響隨xdmax的增加不象poon-yau模型那樣大，說明該模型也僅適用于較弱的短溝道效應的情況。172xdmaxr2 問題在于，當xdmax增大后，可控電荷的差別不再簡單地為矩形與梯形面積之差。漏、源空間電荷區(qū)的影響隨xdmax的增加不象poon-yau模型那樣大，說明該模型也僅

58、適用于較弱的短溝道效應的情況。1737.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應一、閾值電壓的變化2、窄溝道效應 在溝道寬度方向，耗盡層向兩側(cè)延伸，使柵極實際控制的電荷量超過長溝模型的QBmax，對閾值電壓的影響剛好與短溝道效應相反。表面耗盡層的總電荷量：174 強反型時，按柵下耗盡層平均單位面積有效電荷量：相應的閾值電壓：窄溝道效應與短溝道效應對閾值電壓的影響相反隨著溝道長度和寬度的增大，二者影響減弱1757.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應二、漏特性及跨導的變化在長溝道器件中，IDS及gm均與L成反比 在短溝道器件中，L很短，溝道內(nèi)漂移電場Ey將隨漏源電壓VDS的增加而迅速上升。 類似于MES

59、FET的短柵速度飽和，當VDS增加到漏端電場達到載流子速度飽和臨界場強Ec（2104V/cm）時，漏端載流子達到速度飽和，從而使漏極電流達到飽和值，而溝道未夾斷。 反映在輸出特性曲線提前拐彎：VDSVVDsat , IDSV IDsat 1760yy1L 設在溝道中y1處達到Ec，則0y1和y1L分為速度不飽和區(qū)和速度飽和區(qū)兩部分177其中VDS1為y1點電位及0y1間電壓V(y1)溝道壓降根據(jù)電流連續(xù)原理，在y1處兩電流相等，可解出VDS1178可見，漏端速度飽和時，漏極電流與VDS無關而達到飽和但此電流飽和僅由速度飽和引起，溝道并未夾斷，故且此時漏極電流不再反比于溝道長度 L速度飽和時的跨

60、導：速度飽和時故gmVgms，且gmV隨L的縮短而下降*另一種討論方法是考慮遷移率調(diào)制效應，象JFET那樣1797.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應二、漏特性及跨導的變化 可見，當L很短時，漏端載流子速度飽和，漏電流飽和，跨導gmV也變成與VDS、VGS、L均無關的飽和值 L再減小，可能出現(xiàn)溝道穿通。1807.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應二、漏特性及跨導的變化 包含六種效應的組合模型的計算結(jié)果和實測值，包括：短溝道效應窄溝道效應速度飽和效應VDS對閾值電壓的影響有效遷移率與垂直電場的相關性飽和區(qū)的溝道長度調(diào)制效應1817.9 MOSFET短溝道和窄溝道效應三、弱反型區(qū)的亞閾值電流亞閾值