列車電力傳動與控制第5章牽引變流器控制策略課件

1、列車電力傳動控制列車電力傳動與控制 2022/7/241第5章 牽引變流器控制策略 5.1 SPWM控制技術(shù) 5.2 矢量控制 5.3 直接轉(zhuǎn)矩控制 列車交流傳動調(diào)速系統(tǒng)是一個多變量、非線性和強耦合的系統(tǒng)，輸入量通常為電壓(或電流)和頻率，是可控量，輸出量則是轉(zhuǎn)速、位置和轉(zhuǎn)矩，它們彼此之間以及和氣隙磁鏈、轉(zhuǎn)子磁鏈、轉(zhuǎn)子電流等內(nèi)部量之間都是非線性耦合關(guān)系。 由于系統(tǒng)模型相當(dāng)復(fù)雜以及運行中又不可能十分精確測量，所以至今為止發(fā)展中的幾種控制系統(tǒng)都是基于反饋控制環(huán)節(jié)來實現(xiàn)傳動系統(tǒng)的控制。例如：電壓頻率協(xié)調(diào)控制系統(tǒng)，電流轉(zhuǎn)差頻率控制系統(tǒng)，恒磁通控制系統(tǒng)等。它們都是把電壓頻率兩個輸入變量相關(guān)起來，從而轉(zhuǎn)化

2、成單變量系統(tǒng)，保證系統(tǒng)的靜態(tài)性能。 現(xiàn)代控制理論的發(fā)展與應(yīng)用，促進了多種控制系統(tǒng)的誕2022/7/243生，在PWM控制、矢量控制、直接轉(zhuǎn)矩控制和變結(jié)構(gòu)控制等方面取得了突破，解決了傳統(tǒng)反饋控制理論所不能解決的控制問題。目前已在矢量控制系統(tǒng)、直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)、變結(jié)構(gòu)控制系統(tǒng)和自適應(yīng)控制系統(tǒng)等方面取得了重要突破。 矢量控制系統(tǒng)是采用參數(shù)重構(gòu)和狀態(tài)重構(gòu)的現(xiàn)代控制概念，實現(xiàn)電動機定子電流的勵磁分量與轉(zhuǎn)矩分量之間的解耦，從而使交流電動機能象直流電動機一樣分別對其勵磁分量和轉(zhuǎn)矩分量進行獨立控制。這一控制思想給高性能的交流電動機調(diào)速技術(shù)奠定了理論基礎(chǔ)。圍繞矢量控制技術(shù)的進一步完善，還相繼提出了許多提高矢量控

3、制性能的方法。為了克服因電動機內(nèi)部壓降造成的耦合，系統(tǒng)加入前饋控制器的2022/7/244方法；為了克服模型運算的誤差，系統(tǒng)低速用電流模型而高速用電壓模型控制的方法；為了克服運行中轉(zhuǎn)子電阻變化，而采用對系統(tǒng)參數(shù)修正的方法等。 繼矢量控制技術(shù)之后，交流調(diào)速控制理論的另一個新突破是直接轉(zhuǎn)矩控制方法，與矢量解耦控制方法不同，它無需進行兩次坐標(biāo)變換及復(fù)雜計算，不需要計算矢量的模與相位角，而是直接在定子坐標(biāo)系上計算電動機磁鏈和轉(zhuǎn)矩的實際值，并與磁鏈和轉(zhuǎn)矩的給定值相比較，通過二點式調(diào)節(jié)器進行轉(zhuǎn)矩的直接調(diào)節(jié)，加快了轉(zhuǎn)矩的快速響應(yīng)，使響應(yīng)時間控制在一拍之內(nèi)，能使系統(tǒng)的靜、動態(tài)性能得到很大的提高，是很有發(fā)展前景

4、的一種控制方法。2022/7/245 為了克服矢量控制系統(tǒng)在運行時參數(shù)變化對系統(tǒng)的影響，采用滑模變結(jié)構(gòu)控制系統(tǒng)，這種控制系統(tǒng)能使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)在動態(tài)過程中，根據(jù)系統(tǒng)當(dāng)時的偏差及其導(dǎo)數(shù)，以躍變的方式按預(yù)先設(shè)定進行改變，使系統(tǒng)達到最佳性能指標(biāo)，并使系統(tǒng)具有對參數(shù)的不敏感性和抗干擾的穩(wěn)定性，對系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型和參數(shù)的精確性要求不高。實際上它解決了非線性控制問題，但這種方法對狀態(tài)觀察要求很高。 模型參考自適應(yīng)控制，能夠使一個較復(fù)雜的交流傳動系統(tǒng)，當(dāng)其在運行中參數(shù)發(fā)生變化時，實時地在線確定系統(tǒng)的模型或參數(shù)，并及時調(diào)速，以達到高精度的控制目的。 為了解決系統(tǒng)的非線性問題，實現(xiàn)大范圍的線性化，并2022/7/246

5、同時實現(xiàn)解耦。近年來，一些學(xué)者又提出了一種非線性解耦控制，其基本思想是通過非線性坐標(biāo)變換和非線性狀態(tài)反饋量，使非線性控制對象完全線性化，同時實現(xiàn)解耦，然后將線性解耦控制的多變量系統(tǒng)化成單變量系統(tǒng)，這樣，就可以按單變量系統(tǒng)進行綜合，并可以借助于經(jīng)典控制理論設(shè)計最佳調(diào)節(jié)參數(shù)。這種方法是一種新的探索，在理論上和實踐上還有待于作進一步的論證、驗證。 列車交流傳動系統(tǒng)的主要控制目標(biāo)是依靠先進的控制策略與手段，對變流器實施控制，使?fàn)恳兞髌鞒浞职l(fā)揮效能，保證系統(tǒng)具有優(yōu)異的靜態(tài)、動態(tài)性能。要求變流器網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1，電流畸變小。在網(wǎng)壓波動時，直流電壓保持2022/7/247恒定。在負載或供電電壓波動時，具

6、有快速響應(yīng)的動態(tài)性能，保持良好的穩(wěn)態(tài)運行能力。起動平穩(wěn)，諧波轉(zhuǎn)矩小，起動力矩恒定。系統(tǒng)能在寬廣的速度范圍內(nèi)，實現(xiàn)恒功率運行。 現(xiàn)代列車牽引變流器由網(wǎng) (電源)側(cè)整流器和電動機側(cè)逆變器兩部分組成，電路中開關(guān)元件的通斷呈周期性，從而破壞了交流電壓、電流的正弦波形和連續(xù)性，在電壓、電流中產(chǎn)生了高次諧波，不僅對電網(wǎng)產(chǎn)生污染，而且使電動機運行性能惡化，諧波電流產(chǎn)生的脈動轉(zhuǎn)矩將使電動機產(chǎn)生振動與噪音，影響了穩(wěn)定運行。減小諧波分量最為有效的方式是牽引變流器采用PWM控制。 對于列車牽引傳動系統(tǒng)，負載突變或網(wǎng)壓波動較為頻2022/7/248繁，這就要求系統(tǒng)具有快速響應(yīng)能力，采用閉環(huán)控制，保持精確穩(wěn)定運行，并保

7、證系統(tǒng)的設(shè)備能力被充分利用。牽引傳動系統(tǒng)要求在寬廣的速度范圍內(nèi)，在每個速度點都能提供合適的轉(zhuǎn)矩，因此轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速(速度)是被調(diào)量。 目前，在列車電力傳動控制系統(tǒng)中，以計算機為基礎(chǔ)的控制系統(tǒng)及控制策略得到了廣泛應(yīng)用，脈沖整流器主要采用瞬態(tài)直接電流控制，牽引逆變器-異步電動機系統(tǒng)采用矢量控制或直接轉(zhuǎn)矩控制。2022/7/2495.1 SPWM控制技術(shù) 在常規(guī)的交-直-交流變壓變調(diào)速系統(tǒng)中，為了獲得變頻調(diào)速所要求的電壓頻率協(xié)調(diào)控制，交-直流變換的整流器必須是可控的，且在調(diào)速時需同時對整流器和逆變器進行控制，如此就帶來了一系列的問題，主要是： (1)變流器主電路有兩個需要控制的功率環(huán)節(jié)，相對來說比較復(fù)雜

8、。 (2)由于中間直流環(huán)節(jié)有濾波電容或電抗器等大慣性儲能元件存在，使系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)緩慢； (3)由于整流器為可控型，使供電電源的功率因數(shù)隨變頻裝置輸出頻率的降低(電壓也隨之降低)而變差，并產(chǎn)生高2022/7/2410次諧波電流。 (4) 逆變器輸出為六階波交流電壓(電流)，在交流電動機中形成較多的高次諧波，從而產(chǎn)生較大的脈動轉(zhuǎn)矩，影響牽引電動機的穩(wěn)定工作，在低速時尤為嚴(yán)重。 因此，常規(guī)逆變器已不能適應(yīng)現(xiàn)代交流調(diào)速系統(tǒng)對變頻電源的需要，全控型智能化電力電子器件的涌現(xiàn)以及微電子技術(shù)的發(fā)展，為現(xiàn)代變流器的發(fā)展提供了良好的物質(zhì)條件。 1964年，德國人率先提出了脈寬調(diào)制變頻的思想，把通信領(lǐng)域中的調(diào)制技

9、術(shù)推廣應(yīng)用于交流變頻，用這種技術(shù)構(gòu)成的PWM逆變器基本上解決了六階波變頻器中存在的問題。PWM逆變器的功率開關(guān)器件按一定規(guī)律控制其導(dǎo)通或關(guān)斷,2022/7/2411使輸出端獲得一系列寬度不等的矩形脈沖電壓波形。通過改變矩形脈沖的不同寬度，可以控制逆變器輸出交流基波電壓的幅值，改變調(diào)制周期可以控制其輸出頻率，從而同時實現(xiàn)變壓和變頻。 脈寬調(diào)制 ( Pulse Width Modulation )控制就是對脈沖的寬度進行調(diào)制的技術(shù)，即通過對一系列脈沖的寬度進行調(diào)制，以等效地獲得所需要的波形，包括形狀和幅值。脈沖的寬度按照正弦規(guī)律變化且和正弦波等效的PWM波形，稱為SPWM波形。 脈寬調(diào)制技術(shù)在現(xiàn)代

10、變流控制系統(tǒng)中，特別是在逆變電路中的應(yīng)用最為廣泛，對逆變電路的影響也最為深刻，成功2022/7/2412地解決了傳統(tǒng)變流系統(tǒng)存在的不足與缺陷。 PWM技術(shù)在整流電路中也得到了廣泛應(yīng)用，并顯示出了突出的優(yōu)點。隨著新型電力電子器件、計算機技術(shù)的不斷發(fā)展，脈寬調(diào)制技術(shù)在現(xiàn)代列車電力傳動領(lǐng)域發(fā)揮著重要作用，已成為現(xiàn)代電力傳動系統(tǒng)的核心技術(shù)。 對于脈寬調(diào)制技術(shù)的深入學(xué)習(xí)，有助于了解和掌握現(xiàn)代變流技術(shù)的內(nèi)核，是打開現(xiàn)代變流技術(shù)奧秘的一把金鑰匙，也是國產(chǎn)列車電力傳動系統(tǒng)能否自主研發(fā)的關(guān)鍵。加強對現(xiàn)代變流控制技術(shù)的研究與開發(fā)，是追蹤技術(shù)潮流、構(gòu)建自主技術(shù)平臺的必經(jīng)之路，沒有任何捷徑可走。核心技術(shù)是買不來的，只

11、有突破它，才能為我所有。 2022/7/24135.1.1 正弦脈寬調(diào)制（SPWM）的基本原理 脈寬調(diào)制控制技術(shù)的理論基礎(chǔ)就是沖量(面積)等效原理。 在采樣控制理論中有一個重要的結(jié)論：大小、波形不相同的窄脈沖變量作用于慣性系統(tǒng)時，只要它們的沖量即變量對時間的積分相等，其作用效果基本相同。沖量就是指窄脈沖的面積。效果基本相同是指慣性系統(tǒng)的輸出響應(yīng)波形基本相同。 根據(jù)沖量等效原理可知，在某一時間段的正弦電壓與同一時間段的等幅脈沖電壓作用于L、R電路時，只要這兩個電壓的沖量相等，則它們所形成的電流響應(yīng)就相同。 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖如圖5-1所示。2022/7/2414 圖5-1（a）(d)

12、所示的窄脈沖電壓波，作為輸入信號分別輸入到圖5-1（e）所示的由R、L組成的慣性電路，其輸出信號為電流波形，如圖5-1（f）所示。從電流波形的波形上可看到，在的上升段，輸入脈沖波形不同時輸出波形略有不同，在下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，輸出波形的差異越小。若周期性地輸入窄脈沖，則輸出響應(yīng)也是周期性的。通過傅里葉變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。若在每一時段都與該時段中正弦電壓等效，除每一時間段的面積相等外，每個時間段的電壓脈沖還必須很窄，這就要求脈沖數(shù)量很多。脈沖數(shù)越多，不連續(xù)的按正弦規(guī)律改變寬度的多脈沖電壓就越等效于正弦電壓。2022/7/2416 1.PWM控制的基本

13、原理 由于期望逆變器可以變壓、變頻，而且逆變器的輸出電壓波形是正弦波。為此可以把一個正弦半波波形分成 等份，把正弦半波看成由 個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于 ， 但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。 若把上述等寬曲頂脈沖序列用相同數(shù)量的等幅不等寬的矩形脈沖序列來代替，使矩形脈沖的中點與相應(yīng)正弦波部分的曲頂脈沖的中點重合，并且使得矩形脈沖和對應(yīng)的曲頂脈沖的面積相等，就得到圖5-2所示的脈沖序列，這就是PWM波形。2022/7/2417 可以看出，各脈沖的寬度是按正弦規(guī)律變化的。根據(jù)沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對

14、于正弦波的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。這種脈沖的寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形，也稱為SPWM（sinusoidal PWM）波形。 由一系列等幅不等寬脈沖波形組成的 SPWM波形，就是逆變器所期望的輸出波形。因各脈沖幅值相等，逆變器由恒定的直流電源供電， 其脈沖幅值就是逆變器的輸出電壓。當(dāng)逆變器各開關(guān)元件在理想狀態(tài)下工作時，驅(qū)動各開關(guān)元件的控制信號也應(yīng)為與SPWM波形相似的一系列脈沖波形。 按照PWM控制的基本原理，在給出了正弦波頻率、幅值2022/7/2419和半個周期內(nèi)的脈沖數(shù)以后，就可以準(zhǔn)確計算出PWM波形各脈沖的寬度和間隔，作為控制逆變器中各開關(guān)元件通斷的

15、依據(jù)?？刂齐娐分懈鏖_關(guān)元件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。但是這種計算是很煩瑣的，正弦波的頻率、幅值等變化時，結(jié)果都要變化。較為實用的方法是采用通訊技術(shù)中“調(diào)制”的概念，把所期望的波形作為調(diào)制波(Modulation Wave)，即調(diào)制信號，把受它調(diào)制的信號作為載波(Carrier Wave)。通過對載波的調(diào)制得到所希望的PWM波形。通常采用等腰三角波作為載波。因為等腰三角波上下寬度與高度成線性關(guān)系且左右對稱變化，當(dāng)它與任何一個平緩變化的調(diào)制信號波(連續(xù)曲線)相交時，在交點時刻控制電路中開關(guān)元件2022/7/2420的通斷，就可以得到一組等幅、脈沖寬度正比于調(diào)制信號波幅值(連續(xù)曲線函數(shù)值

16、)的矩形脈沖，這就是脈寬調(diào)制技術(shù)，即簡稱PWM。 當(dāng)調(diào)制信號波為正弦波時，它與三角形載波進行比較，將得到一組寬度按正弦規(guī)律變化的等幅矩形脈沖，它就是SPWM波形。這種調(diào)制方式就是正弦脈寬調(diào)制。 根據(jù)輸出電壓波形的極性不同，又可分為單極性（或不對稱）SPWM波和雙極性（或?qū)ΨQ）SPWM波。若在正弦調(diào)制波的半個周期內(nèi)，三角載波只在一個 (或兩個)方向變化，所得到的SPWM波形也只在一個 (或兩個)方向變化的控制方式稱為單極性(或雙極性)SPWM控制。2022/7/2421 2. SPWM逆變器的工作原理 圖5-3給出了SPWM（sinusoidal pulse width modulation）變

17、頻器的原理電路圖，它是一個單相橋式逆變器，由恒定幅值的直流電壓Ud 供電，所帶負載為感性負載。逆變器的功率開關(guān)器件采用全控型器件，目前主要采用IGBT或以IGBT為基礎(chǔ)的集成智能化器件?？刂乞?qū)動信號由正弦調(diào)制信號和載波信號經(jīng)調(diào)制電路比較后輸出，產(chǎn)生SPWM脈沖陣列波，作為逆變器功率開關(guān)器件的驅(qū)動控制信號。 控制方式可采用單極性控制，也可采用雙極性控制。 (1)單極性正弦脈寬調(diào)制 在正半周期，使IGBT開關(guān)管T1一直保持導(dǎo)通，而讓T4交2022/7/2422替通斷。當(dāng)T1和T4同時導(dǎo)通時，負載上所加的電壓為直流電源電壓。當(dāng)T1導(dǎo)通而使T4關(guān)斷后，由于電感性負載中的電流不能突變，負載電流將通過二極

18、管D3續(xù)流，此時負載上所加電壓為0。如果負載電流較大，那么直到使T4再一次導(dǎo)通之前，D3一直持續(xù)導(dǎo)通。如果負載電流較快地衰減到0，在T4再一次導(dǎo)通之前，負載電壓也一直為0。這樣，負載上的輸出電壓 就可得到0 和 交替的兩種電平。 在負半周期，讓IGBT開關(guān)管T2始終保持導(dǎo)通。當(dāng)T3導(dǎo)通時，負載電壓為 ；當(dāng)T3關(guān)斷時，D4續(xù)流，負載電壓為0，負載電壓 可得到 和0兩種電平。 這樣，在一個周期內(nèi)，逆變器輸出的PWM波形就有2022/7/2424和0三種電平。 控制T3或T4通斷的方法如圖5-4所示。載波 在調(diào)制波 的正半周為正極性的三角波，在負半周為負極性的三角波，調(diào)制信號 為正弦波。在 和 的交

19、點時刻控制T3或T4的通斷。 在 的正半周，T1保持導(dǎo)通，當(dāng) 時使T4導(dǎo)通，負載電壓 ；當(dāng) 時使T4關(guān)斷， 。 在 的負半周，T1關(guān)斷，D2保持導(dǎo)通，當(dāng) 時使T3導(dǎo)通，負載電壓 ；當(dāng) 時使T3關(guān)斷， 。 這樣就得到了SPWM波形 。圖5-4中虛線 表示 的基波分量。在半個周期內(nèi)每相只有一個開關(guān)器件開通或關(guān)斷。2022/7/2425 (2)雙極性正弦脈寬調(diào)制 圖53所示的單相橋式逆變電路，當(dāng)采用雙極性控制方式時的波形，如圖5-5所示。 在雙極性控制方式中的半個周期內(nèi)，三角形載波是在正負兩個方向變化的，所得到的PWM波形也是在兩個方向變化的。在 的一周期內(nèi)，輸出的PWM波形只有 兩種電平。仍然在調(diào)

20、制信號 和載波信號 的交點時刻控制各開關(guān)器件的通斷。在 的正負半周，對各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同。 當(dāng) 時，給T1和T4施加開通信號，給T2、T3以關(guān)斷信號，輸出電壓 。 當(dāng) 時，給T2、T3施加開通信號，給T1、T4以關(guān)斷2022/7/2427信號，輸出電壓 。 雙極性控制時，逆變器同一半橋的上下兩個橋臂IGBT的驅(qū)動信號極性相反，開關(guān)器件交替導(dǎo)通，處于互補工作方式。 在電感性負載的情況下，若T1和T4處于導(dǎo)通狀態(tài)時，給T1和T4以關(guān)斷信號，而給T2和T3以開通信號后，則T1和T4立即關(guān)斷。因感性負載電流不能突變，T2和T3并不能立即導(dǎo)通，二極管D2和D3導(dǎo)通續(xù)流。當(dāng)感性負載電流較大時，直到下

21、一次T1和T4重新導(dǎo)通前，負載電流方向始終未變，D2和D3持續(xù)導(dǎo)通，而T2和T3始終未導(dǎo)通。當(dāng)負載電流較小時，在負載電流下降到0之前，D2和D3續(xù)流，之后T2和T3導(dǎo)通，負載電流反向。不論D2和D3導(dǎo)通，還是T2和T3導(dǎo)通，負載電壓都2022/7/2428是 。 從T2和T3導(dǎo)通向T1和T4導(dǎo)通切換時，D1和D4的續(xù)流情況和上述情況相類似。 3. 三相SPWM逆變器分析 三相SPWM逆變器電路原理如圖5-6所示，開關(guān)元件采用IGBT或IPM元件。 三相逆變器可采用雙極性SPWM的控制方式。在輸出電壓的每個周期中，各開關(guān)器件通、斷轉(zhuǎn)換多次，既可實現(xiàn)調(diào)節(jié)、控制輸出電壓的大小，又可消除低次諧波而改善

22、輸出電壓波形。開關(guān)頻率越高脈沖波數(shù)越多，就能消除更多的低次諧波。 a、b、c三相的PWM控制通常共用一個三角形載波 ，三相調(diào)制信號 、 和 的相位依次相差 。a、b、c各相功率開關(guān)器件的控制規(guī)律相同，現(xiàn)以a相為例來說明。 當(dāng) 時，給上橋臂IGBT管T1施加導(dǎo)通信號，給下橋臂IGBT管T4以關(guān)斷信號，則a相相對于直流電源假想中點N的輸出電壓 。當(dāng) 時，給T4施加導(dǎo)通信號，給T1以關(guān)斷信號，則 。T1和T4的驅(qū)動信號始終是互補的。當(dāng)給T1（T4）加導(dǎo)通信號時，可能是T1(T4)導(dǎo)通，也可能是二極管D1（D4）續(xù)流導(dǎo)通，這要由感性負載中原來電流的方向和大小來決定,與單相橋式逆變電路雙極性PWM控制時

23、的情況相同。b、c相的控制方式和a相相同。 三相電壓 、 和 波形產(chǎn)生過程，如圖5-7所示。 可以看出，這些波形都只有 兩種電平。三相橋式逆變電路無法實現(xiàn)單極性控制，相對N點的電壓 、 、 ，只能輸出兩種電平。圖5-7中線電壓 的波形可由2022/7/2432得出?？梢钥闯觯?dāng)橋臂1和6導(dǎo)通時， ；當(dāng)橋臂3和4導(dǎo)通時， ；當(dāng)橋臂1和3或4和6導(dǎo)通時， 。因此逆變器輸出線電壓由 和0三種電平構(gòu)成。 在雙極性SPWM控制方式中，同一相的上下兩個臂的驅(qū)動信號都是互補的。但實際上為了防止上下兩個橋臂直通而造成短路，在給一個橋臂施加關(guān)斷信號后，再延遲一定的時間（亦即通常所說的死區(qū)時間），才給另一個橋臂施

24、加導(dǎo)通信號。延遲時間長短主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定。但需要注意，這個延遲時間將會給輸出的PWM波形帶來影響，使其偏離正弦波。(5-1)2022/7/24335.1.2 SPWM逆變器輸出電壓與脈寬的關(guān)系 在異步電動機變壓變頻調(diào)速系統(tǒng)中，電動機接受逆變器輸出的電壓而運轉(zhuǎn)。對電動機來說，有用的是電壓的基波，希望SPWM波形中基波的成分越大越好。為了找出基波電壓，須將SPWM脈沖序列波 展開成傅氏級數(shù)。由于各相電壓正、負半波及其左、右均對稱，因而它是一個不含常數(shù)項的奇次正弦周期函數(shù)，其一般表達式為式中 -第k次正弦波的幅值。 （k=1,3,5，）(5-2)2022/7/2435 對單極式SPW

25、M波形來說，SPWM脈沖序列波的幅值為 ,各脈沖不等寬,但中心間距相同，都等于 ， 為正弦波半個周期內(nèi)的脈沖數(shù)。圖5-8表示單極性SPWM波形。 令第 個矩形脈沖的寬度為 ，其中心點相位角為 ,由于在原點處的三角載波只有半個波形，第 個脈沖中心點的相位應(yīng)為于是，第 個脈沖起始相位為(53)(54)2022/7/2436其終止相位為可得(55)(56)2022/7/2438(57) 以 代入式（5-6），即可得輸出電壓的基波幅值。當(dāng)半個周期內(nèi)的脈沖數(shù) 不太少時，各脈沖的寬度都不大，可以近似地認為 ，因此可見輸出基波電壓幅值 與各段脈寬 有著直接的關(guān)系。 當(dāng)半個周期內(nèi)脈沖數(shù) 與逆變器輸入電壓Ud

26、一定時，逆變器輸出的基波U1m電壓幅值與各段 脈寬成正比關(guān)系。 它說明在半個周期內(nèi)調(diào)制脈沖數(shù)一定時，調(diào)節(jié)參考信號的幅(58)2022/7/2439值可使調(diào)制脈沖的寬度作相應(yīng)變化，就實現(xiàn)了對逆變器輸出電壓基波幅值的平滑調(diào)節(jié)。 同樣，對于圖5-8的單極性SPWM波形，其等效正弦波為 ，根據(jù)面積相等的等效原則，可寫成便有(59)2022/7/2440 也就是說，第 個脈沖的寬度與該處正弦值近似成正比。因此，與半個周期正弦波等效的SPWM波是兩側(cè)窄、中間寬，脈寬是按正弦規(guī)律逐漸變化的序列脈沖波形。 將式（5-9）、式（5-3）代入式（5-8），得到(510)2022/7/2441 可以證明，除 以外，

27、有限項三角級數(shù)而 是沒有意義的。因此由公式（5-10）可得也就是說，SPWM逆變器輸出脈沖序列波的基波電壓正是調(diào)制時所要求的等效正弦波幅值。當(dāng)然，這個結(jié)論是在做出前述近似條件下得到的，即 不太小， ,且 。當(dāng)這些條件成立時，SPWM逆變器能很好地2022/7/2442滿足異步電動機變壓變頻工作的要求。若從調(diào)節(jié)控制角度來看，SPWM逆變器對交流調(diào)速系統(tǒng)是一種很適用的變頻電源。 也可由式(5-8)與式(5-6)計算第k 次諧波與基波電壓幅值之比 計算結(jié)果表明，SPWM逆變器能夠有效地抑制或消除 次以下的低次諧波，但存在高次諧波。 需要注意，據(jù)有關(guān)資料介紹， SPWM逆變器輸出相電壓的基波幅值和常規(guī)

28、六階波的逆變器相比，大約小10%-14%，僅為86%90%，這樣將影響電動機額定電壓的充分利用。 (5-11)2022/7/24435.1.3 對脈寬調(diào)制的制約條件 根據(jù)脈寬調(diào)制的特點，逆變器主電路的功率開關(guān)器件在其輸出電壓半個周期內(nèi)要開關(guān) 次。從上面的數(shù)學(xué)分析可知，把期望的正弦波分段越多，則 越大，脈沖序列波的脈寬 越小，上述分析結(jié)論的準(zhǔn)確性越高，SPWM波的基波更接近期望的正弦波。但是，功率開關(guān)器件本身的開關(guān)能力是有限的。因此在應(yīng)用脈寬調(diào)制技術(shù)時必然要受到一定條件的制約，這主要表現(xiàn)在以下兩個方面。 1.功率開關(guān)器件的頻率限制 各種電力電子器件的開關(guān)頻率受到其特有的開關(guān)時間和開關(guān)損耗的限制。

29、普通晶閘管用于無源逆變器時須采用強迫2022/7/2444換流電路，其開關(guān)頻率一般不超過300500Hz，現(xiàn)在SPWM逆變器中已很少應(yīng)用，取而代之的是全控型器件，如電力晶體管(BJT開關(guān)頻率可達15kHz)、可關(guān)斷晶閘管(GTO開關(guān)頻率為12kHz)、功率場效應(yīng)管(P-MOSFET開關(guān)頻率可達50kHz)、絕緣柵雙極晶體管(IGBT開關(guān)頻率可達20kHz)等。IGBT是一種增強型場控(電壓）復(fù)合器件，其通斷是由門極電壓來控制，可用非常高的輸入阻抗進行電壓控制。 目前生產(chǎn)的列車牽引用SPWM逆變器，開關(guān)元件以IGBT為主，并逐步向以IGBT為基礎(chǔ)的集成化、智能化元件發(fā)展。 定義載波頻率 與參考調(diào)

30、制波頻率 之比為載波比(carrier ratio) ，即2022/7/2445相對于前述SPWM波形半個周期內(nèi)的脈沖數(shù) 來說，應(yīng)有 。為了使逆變器的輸出波形盡量接近正弦波，應(yīng)盡可能增大載波比，但若從功率開關(guān)器件本身的允許開關(guān)頻率來看，載波比又不能太大。 值應(yīng)受到下列條件的制約：式（5-13）中的最高正弦調(diào)制信號頻率就是SPWM逆變器的最高輸出頻率。(512)(513)2022/7/2446 2.最小間歇時間和調(diào)制度 為保證主電路開關(guān)器件的安全工作，必須使調(diào)制成的脈沖波有最小脈寬與最小間歇的限制，以保證最小脈沖寬度大于開關(guān)器件的導(dǎo)通時間 ，而最小脈沖間歇大于器件的關(guān)斷時間 。在脈寬調(diào)制時，若

31、為偶數(shù)，調(diào)制信號的峰值 與三角載波相交的地方恰好是一個脈沖的間歇。 為了保證最小間歇時間大于 ，必須使 低于三角載波的峰值 ，要求調(diào)制信號的幅值不能超過三角載波峰值的某一百分?jǐn)?shù)(臨界百分?jǐn)?shù))。為此定義 與 之比為調(diào)制度 (Modulation Index) ，即(514)2022/7/2447 在理想情況下， 值可在01之間變化，以調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的大小。實際上 總是小于1的，在 較大時，一般取最高值，即 。 當(dāng)調(diào)制度超過最小脈寬的限制時，可以改為按固定的最小脈寬工作，而不再遵守正常的脈寬調(diào)制規(guī)律。但這樣會使逆變器輸出電壓幅值不再是參考信號幅值的線性函數(shù)，而是其幅值偏低，并引起輸出電壓諧波增

32、大。 現(xiàn)以圖59所示SPWM型整流器為例，進一步討論調(diào)制度對整流器輸出電壓的影響。 由圖59所示整流器的等效電路及相量圖可知： 2022/7/2448圖59 SPWM型整流器等效電路及相量圖(515)式中 -變壓器短路阻抗電壓的標(biāo)幺值，牽引變壓器一 般取0.30.35。 -整流器的調(diào)制度 ，一般取 。 -直流側(cè)輸出電壓。由式(516)計算可得到由此可見，整流器輸出直流電壓與變壓器牽引繞組輸出電壓 成正比關(guān)系，與整流器的調(diào)制度 成反比關(guān)系。(516)2022/7/2450 由圖59中相量圖可知，在牽引工況，若保持交流電源電壓 與電流 方向相同，即相位相同，則整流器調(diào)制電壓 將隨負載電流而變化。

33、當(dāng)電流 時， ，此時的調(diào)制度為最小，即 最大調(diào)制度 主要受開關(guān)器件允許的開關(guān)頻率和載波比 的限制。為保證調(diào)節(jié)控制系統(tǒng)的安全可靠性，適應(yīng)電源的工作特性，一般按照 進行調(diào)制控制。 電壓型PWM整流器電路是升壓整流電路，其輸出直流電壓可以從交流電源電壓峰值附近向高調(diào)節(jié)，若向低調(diào)節(jié)會使電路惡化，甚至不能工作。(5-17)2022/7/24515.1.4 SPWM的調(diào)制方法 進行SPWM脈寬調(diào)制控制時，在一個調(diào)制信號周期內(nèi)所包含的三角載波的個數(shù)稱為載波頻率比 (亦即載波比)。在調(diào)制信號周期變化過程中，載波比不變的調(diào)制稱為同步調(diào)制，載波比相應(yīng)變化的調(diào)制稱為異步調(diào)制。 1.同步調(diào)制 同步調(diào)制就是 常數(shù)， 在

34、改變調(diào)制波頻率的同時成比例同步改變載波頻率，使載波頻率與調(diào)制波頻率的比值保持不變，逆變器輸出電壓半波內(nèi)的矩形脈沖數(shù)是固定不變的。 對于三相系統(tǒng)，為保證三相之間對稱且互差 相位角，通常取載波比為3的整數(shù)倍。為了保證雙極性調(diào)制時逆2022/7/2452變器輸出每相波形的正、負半波對稱，載波比必須是奇數(shù)，這樣在調(diào)制波的 處，載波的正、負半周恰好分布在 的左右兩側(cè)，并能嚴(yán)格保證三相輸出波形之間互差 電角度。由于波形左右對稱，就不會出現(xiàn)偶次諧波的問題。 當(dāng)輸出頻率很低時，相鄰兩脈沖間的間距增大，諧波會顯著增加，使負載電動機產(chǎn)生較大的脈動轉(zhuǎn)矩和較強的噪聲,這是同步調(diào)制的主要缺點。另外由于載波周期隨調(diào)制波周

35、期連續(xù)變化，在進行數(shù)字化控制時帶來了極大不便，難以實現(xiàn)。2022/7/2453 2.異步調(diào)制 為獲得電動機低速（低頻）運行的良好特性，必須要抑制低頻時的最低次諧波。為了消除六倍頻的諧波轉(zhuǎn)矩，首先要消除5、7次諧波。假定變頻器的輸出頻率為50Hz時，已把5、7次諧波消除，這時只有11次以上的諧波存在。此時產(chǎn)生的最低脈動轉(zhuǎn)矩頻率為1250Hz，它對電動機的正常運行幾乎沒有影響。如果采用同步調(diào)制方式，則當(dāng)逆變器輸出頻率為3Hz時，由于也存在11次及以上的諧波，這時相應(yīng)產(chǎn)生的最低脈動轉(zhuǎn)矩頻率為123Hz，此頻率與一般被驅(qū)動機械的自振頻率很接近，很容易引起傳動系統(tǒng)的共振。2022/7/2454 為了消除

36、同步調(diào)制中存在的缺點，可以采用異步調(diào)制方式。顧名思義，在異步調(diào)制的整個變頻范圍內(nèi)，載波比 不等于常數(shù)。在改變調(diào)制波頻率 時保持三角載波頻率 不變，因而提高了低頻時的載波比。這樣輸出電壓半波內(nèi)矩形脈沖數(shù)可隨輸出頻率的降低而增加，相應(yīng)地可減少負載電動機的轉(zhuǎn)矩脈動與噪聲，改善了系統(tǒng)的低頻工作性能。但是，異步調(diào)制方式在改善低頻工作性能的同時，也失去同步調(diào)制的優(yōu)點。當(dāng)載波比 隨著輸出頻率的降低而連續(xù)變化時，它不可能總是3的倍數(shù)，勢必使輸出電壓波形及其相位都發(fā)生變化，難以保持三相輸出間的對稱關(guān)系，因而引起電動機工作不平穩(wěn)。2022/7/2455 3.分段同步調(diào)制 為了揚長避短，可將同步調(diào)制和異步調(diào)制結(jié)合起

37、來，成為分段同步調(diào)制方式，實用的SPWM逆變器多采用此方式。圖510所示為分段同步調(diào)制方式。 在一定頻率范圍內(nèi)采用同步調(diào)制，以保持輸出波形對稱的優(yōu)點。當(dāng)頻率降低較多時，如果仍保持載波比 不變的同步調(diào)制，輸出電壓將會增大。為了避免這個缺點，可使載波比分段有級地加大，以采納異步調(diào)制的長處，這就是分段同步調(diào)制方式。具體地說，把整個變頻范圍劃分成若干個頻段，在每個頻段內(nèi)都維持載波比 恒定，而對不同的頻段取不同的 值。在輸出頻率的高頻段采用較低的載波比，以使2022/7/2456載波頻率不致過高，并控制在功率開關(guān)器件所允許的頻率范圍內(nèi)。在輸出頻率的低頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產(chǎn)生

38、不利影響。各頻段的載波比應(yīng)該都取3的整數(shù)倍且為奇數(shù)。 圖5-10給出了分段同步調(diào)制的一個例子，各頻率段的載波比標(biāo)在圖中。為了防止載波頻率在切換點附近的來回跳動，在各頻率切換點采用了滯后切換的方法。圖中切換點處的實線表示輸出頻率增高時的切換頻率，虛線表示輸出頻率降低時的切換頻率，前者略高于后者而形成滯后切換。在不同的頻率段內(nèi)，載波頻率 的變化范圍基本一致，大約在1.42kHz之間。2022/7/2458 提高載波頻率可以使輸出波形更接近正弦波，但載波頻率的提高受到功率開關(guān)器件允許最高頻率的限制。另外在采用微機進行控制時，載波頻率還受到微型計算機速度和控制算法計算量的限制，應(yīng)注意使調(diào)制的最小脈沖寬

39、度大于計算機的采樣周期。 盡管同步調(diào)制方式比異步調(diào)制方式復(fù)雜一些，但采用計算機控制以后還是能夠?qū)崿F(xiàn)的。有一些裝置在低頻時采用異步調(diào)制方式，而在高頻時切換到同步調(diào)制方式，這樣可將兩者的優(yōu)點結(jié)合起來，能夠達到和分段同步控制方式相近的效果。2022/7/24595.1.5 脈寬調(diào)制逆變器的基本控制方法 SPWM逆變器雖然以輸出波形接近正弦波為目的，但其輸出電壓中仍然存在著諧波分量。產(chǎn)生諧波的主要原因是： 在工程應(yīng)用中,對SPWM波形的生成往往采用規(guī)則采樣法或?qū)Ｓ眉呻娐菲骷?，這并不能保證脈寬調(diào)制序列波的波形面積與各段正弦波面積完全相等； 在實現(xiàn)控制時，為了防止逆變器同一橋臂上、下兩器件同時導(dǎo)通而導(dǎo)致

40、直流側(cè)短路，當(dāng)同一橋臂內(nèi)的上、下兩器件互補工作時，設(shè)置了一個導(dǎo)通時滯環(huán)節(jié)，而不可避免地造成逆變器輸出的波形失真。 盡管目前多數(shù)SPWM控制系統(tǒng)都采用數(shù)字或微處理器控2022/7/2460制，模擬控制電路實現(xiàn)的SPWM已經(jīng)很少應(yīng)用, 但控制原理基本相同，只是控制手段不同而已。對于掌握SPWM數(shù)字控制方法，模擬控制仍具有很好的借鑒作用。 1.SPWM模擬控制 早期的SPWM是由模擬控制來實現(xiàn)的。圖5-11是SPWM逆變器的模擬控制電路原理框圖。三相對稱的參考正弦電壓調(diào)制信號 、 、 由參考信號發(fā)生器提供，其頻率和幅值都是可調(diào)的。三角載波信號 由三角波發(fā)生器提供，各相共用。它分別與每相調(diào)制信號在比較

41、器上進行比較，給出“正”或“零”的輸出，產(chǎn)生SPWM脈沖序列波 、 、 ，作為逆變器功率開關(guān)器件的驅(qū)動信號。2022/7/2461 2.SPWM的數(shù)字控制采樣策略 數(shù)字控制是SPWM目前常用的控制方法?？梢圆捎梦C存儲預(yù)先計算的SPWM數(shù)據(jù)表格，控制時根據(jù)指令調(diào)出,或者通過軟件實時生成SPWM波形，也可以采用大規(guī)模集成電路專用芯片產(chǎn)生SPWM信號。常用的控制方法有：等效面積算法、自然采樣法、規(guī)則采樣法、SPWM專用集成電路芯片等幾種。 (1)等效面積算法 SPWM的基本原理就是按面積相等的原則,構(gòu)成與正弦波等效的一系列等幅不等寬的矩形脈沖波形。由脈寬計算公式 ，根據(jù)已知數(shù)據(jù)和正弦數(shù)值依次算出每

42、個脈沖的寬度，用于查表或?qū)崟r控制,這是一種最簡單的算法。2022/7/2463 (2)自然采樣法 根據(jù)SPWM逆變器的工作原理，當(dāng)載波比為N時，在逆變器輸出的一個周期內(nèi)，正弦參考波與三角載波的波形應(yīng)有2N個交點。也就是說，當(dāng)三角載波變化一個周期時，它與正弦波相交兩次，相對應(yīng)逆變器的功率元件導(dǎo)通與關(guān)斷各一次。這就將采樣時刻的確定轉(zhuǎn)化為在三角載波的一個周期內(nèi)對輸出脈沖寬度時間及間隔時間的計算。脈沖寬度時間就是開關(guān)元件導(dǎo)通工作的區(qū)間，間隔時間就是開關(guān)元件關(guān)斷的區(qū)間。這些區(qū)間的大小在正弦波的不同波段下是不同的，隨調(diào)制度而變化。對于計算機數(shù)字控制，時間的計算可由軟件實現(xiàn)，時間的控制可通過定時器等完成。2

43、022/7/2464 依照模擬控制的方法，計算正弦調(diào)制波與三角載波的交點，從而求出相應(yīng)的脈寬和脈沖間歇時間，生成SPWM波形，叫做自然采樣法（natural sampling），如圖5-12所示。 在圖5-12中截取了任意一段正弦調(diào)制波與三角載波的相交情況。交點 是發(fā)生脈沖的時刻， 點是結(jié)束脈沖的時刻。 為三角載波的周期， 為在時間 內(nèi)脈沖發(fā)生以前（即A點以前）的間歇時間， 為 之間的脈寬時間。 為在 以內(nèi) 點以后的間歇時間。顯然， 。 若三角載波的幅值 以單位量1代表，則正弦調(diào)制波的幅值 就是調(diào)制度 ，正弦調(diào)制波可寫作2022/7/2465式中 -調(diào)制波頻率，即逆變器的輸出頻率。 由于 兩點

44、對三角載波的中心線并不對稱，需把脈寬 時間分成 和 兩部分。按相似直角三角形的幾何關(guān)系，可知經(jīng)整理得(518)2022/7/2467 式(5-18)是一個超越方程，除 為已知參數(shù)外， 是未知數(shù)，這是由于兩波形相交的任意性所造成的。其中 、 與載波比 和調(diào)制度 都有關(guān)系，求解困難，而且 ，分別計算就更增加了困難。因此，自然采樣法雖能確切反映脈沖產(chǎn)生與消失的時刻，但難以在實時控制中應(yīng)用。 當(dāng)然也可以將事先計算出的數(shù)據(jù)儲存在計算機內(nèi)存中，采用查表方式進行調(diào)用。當(dāng)調(diào)速系統(tǒng)的頻率變化范圍較大、頻率段數(shù)較多時，必將要占用大量的內(nèi)存資源，但不適于微機實時控制。2022/7/2468 (3)規(guī)則采樣法 為解決

45、自然采樣法存在的不足，尋求適合于工程的采樣法，力求采樣效果與自然采樣法接近，但又不占用過多的計算機資源與計算時間。應(yīng)用較廣泛的是規(guī)則采樣法。規(guī)則采樣法的出發(fā)點是設(shè)法得到一系列等間距的SPWM脈沖，使各個脈沖對三角載波的中心線對稱。由于中心線兩側(cè)的時間間隔相等，即 。這樣可對自然采樣中的公式（5-18）進行簡化，可減少大量地計算工作量。 規(guī)則采樣法的基本原則是：在三角載波每一周期內(nèi)的固定時刻，找到參考正弦波上的對應(yīng)電壓值，并用此值對三角載波進行采樣，來決定開關(guān)元件的導(dǎo)通與關(guān)斷時刻，而不管2022/7/2469在采樣點上正弦波與三角載波是否相交。這種采樣法雖然會產(chǎn)生一些誤差，但在工程應(yīng)用中仍是可行

46、的。 圖5-13(a)所示為一種規(guī)則采樣法，稱其為規(guī)則采樣法。它是在三角載波每一周期的正峰值時找到正弦調(diào)制波上的對應(yīng)點，即圖5-13(a)中 點，求得電壓值 。用此電壓值對三角波進行采樣，得到 兩點，并認為它們是SPWM波形中脈沖的生成時刻， 區(qū)間就是脈寬時間 。 規(guī)則采樣法的計算顯然比自然采樣法簡單，但從圖5-13(a)中可以看出，所得的脈沖寬度將明顯地偏小，從而造成脈寬誤差。這是由采樣電壓水平線與三角載波的交點都在正弦調(diào)制波的同一側(cè)造成的。2022/7/2470 為了減小誤差，可對采樣時刻作另外的選擇，這就是圖5-13(b)所示的規(guī)則采樣法。規(guī)則采樣法中仍在三角載波的固定時刻找到正弦調(diào)制波

47、上的采樣電壓值，但所取的不是三角載波的正峰值，而是其負峰值，得圖5-13(b)中 點，采樣電壓為 。在三角載波上由 水平線截得 兩點，從而確定了脈寬時間 。這時，由于 兩點落在正弦調(diào)制波的內(nèi)、外兩側(cè)，脈沖寬度有所增加，因此脈寬誤差小，所得的SPWM波形也就更準(zhǔn)確了。 由圖5-13可以看出，規(guī)則采樣法的實質(zhì)是用階梯波來代替正弦波，從而簡化了算法。只要載波比足夠大，不同的階梯波都很逼近正弦波，所造成的誤差就可以忽略不計了。2022/7/2472 在規(guī)則采樣法中，三角載波每個周期的采樣時刻都是確定的，都在正峰值或負峰值處，不必作圖就可計算出相應(yīng)時刻的正弦波值。例如，在規(guī)則采樣法中，采樣值依次為 ，

48、， ，。因而，脈寬時間和間歇時間都可以很容易計算出來。由圖3-13(b)可得規(guī)則采樣法的計算公式： 脈寬時間 間歇時間 三相正弦調(diào)制波在時間上互差 ，而三角載波是共用(520)(519)2022/7/2473的，這樣就可在同一個三角載波周期內(nèi)獲得圖5-14所示的三相SPWM脈沖波形。 在圖5-14中，各相脈寬時間 都可用式(5-19)計算。求三相脈寬時間的總和時，等式右邊第一項相同，加起來是其三倍,第二項之和則為0。因此， 三相間歇時間總和為 脈沖兩側(cè)的間歇時間相等，所以式中，下角標(biāo)a、b、c分別表示a、b、c三相。 數(shù)字控制中用計算機實時產(chǎn)生SPWM波形正是基于上述的采樣原理和計算公式。一般

49、可以離線先在通用計算機上算出(521)2022/7/2475相應(yīng)的脈寬 或 ，并寫入EPROM，然后由調(diào)速系統(tǒng)的微機通過查表和加減運算求出各相脈寬時間和間歇時間，這就是查表法。也可以在內(nèi)存中存儲正弦函數(shù)和 值，控制時先取出正弦值與調(diào)速系統(tǒng)所需的調(diào)制度 作乘法運算，再根據(jù)給定載波頻率取出對應(yīng)的 ，與 作乘法運算，然后運用加、減、移位即可得出脈寬時間 和間歇時間 、 ，此即實時計算法。按查表法實時計算所得的脈沖數(shù)據(jù)都送入定時器，利用定時中斷向接口電路送出相應(yīng)的高、低電平，以實時產(chǎn)生SPWM波形的一系2022/7/2476列脈沖。對于開環(huán)控制系統(tǒng)，在某一給定轉(zhuǎn)速下其調(diào)制度 與頻率 都有確定值，所以宜

50、采用查表法。對于閉環(huán)控制的調(diào)速系統(tǒng),在系統(tǒng)運行中調(diào)制度、 值須隨時被調(diào)節(jié)(因為有反饋控制的調(diào)節(jié)作用)，所以用實時計算法更為適宜。 所討論的SPWM生成方法可用單片微機實現(xiàn)。在閉環(huán)控制中，目前一般采用16位或32位CPU，不僅可以保證精度，以充分發(fā)揮微機的功能，而且還可以將富余的資源加以利用，完成系統(tǒng)的一些其他控制任務(wù)。2022/7/2477 (4)SPWM專用集成電路芯片 三相SPWM型逆變器控制系統(tǒng)的關(guān)鍵和核心就是正弦波脈寬調(diào)制信號的產(chǎn)生。應(yīng)用微機產(chǎn)生SPWM波，其效果受到指令功能、運算速度、存儲容量和兼顧其他算法功能的限制，有時難以有很好的實時性，特別是在高頻電力電子器件被廣泛應(yīng)用后，完全

51、依靠軟件生成SPWM波的方法,實際上很難適應(yīng)高開關(guān)頻率的要求。 隨著微電子技術(shù)的發(fā)展，開發(fā)出一些專門用于發(fā)生SPWM控制信號的大規(guī)?；虺笠?guī)模集成電路芯片，應(yīng)用這些專用芯片當(dāng)然比用微機生成SPWM信號要方便得多，不僅可降低系統(tǒng)成本，而且提高了系統(tǒng)可靠性，對SPWM型逆變器的發(fā)2022/7/2478展提供了良好的技術(shù)保障。 已投入市場的專用PWM芯片主要有英國Mrllard公司的HEF4752，Philips公司的MKII，Siemens公司的SLE4520，日本Sanken公司的MB63H110，三菱公司的M57962L，以及我國研制成的ZPS-101、THP-4752等。有些單片微處理器本身

52、就帶有直接輸出SPWM信號的端口，如8XC196MC、TMS320F204等。 Siemens公司生產(chǎn)的SLE4520芯片，內(nèi)部設(shè)計采用數(shù)字式正弦合成法，產(chǎn)生對稱三相六路高頻正弦脈寬調(diào)制波，以控制三相異步電動機的轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速。芯片產(chǎn)生的高頻脈寬調(diào)制波，可以直接驅(qū)動隔離控制電路和負載電路中的光電耦合2022/7/2479器，即可直接控制三相逆變器中的六個功率開關(guān)控制極。 SLE4520芯片是一個可編程器件，內(nèi)部時鐘頻率為12MHz,可方便地與單片機結(jié)合構(gòu)成數(shù)字化控制器，控制各種功率等級的逆變器。這種控制器對逆變器的波形(正弦波、三角波)范圍和相位基本沒有限制，輸出SPWM脈沖波的開關(guān)頻率最高達到2

53、3.4kHz，借助可編程分頻器可獲得較低的開關(guān)頻率。逆變器輸出頻率最高達2600Hz。 三菱公司生產(chǎn)的驅(qū)動模塊M57962L ，為混合集成電路，將IGBT的驅(qū)動和過流保護集于一體，能驅(qū)動電壓為600V和1200V 系列、電流容量不大于400A 的IGBT。當(dāng)芯片輸入電壓Ui 為高電平時IGBT 導(dǎo)通，為低電平時IGBT 關(guān)斷。IGBT 2022/7/2480集電極通態(tài)飽和壓降與集電極電流成正比，集電極電流越大,則通態(tài)飽和壓降也越大，因此，根據(jù)通態(tài)飽和電壓的大小可以確定流過IGBT 的電流的大小。驅(qū)動模塊一旦檢測到集電極電壓大于規(guī)定值，則認為過流故障發(fā)生，立即就地關(guān)斷IGBT ，同時給出過流故障

54、信號。 IGBT 在關(guān)斷時，由于線路存在分布電感，因此會產(chǎn)生開關(guān)浪涌電壓。在開關(guān)過程中,如果電壓變化過大，則會產(chǎn)生擎住現(xiàn)象，使IGBT 失控，引起上下橋臂導(dǎo)通。因此，必須采取措施抑制過電壓和dv/dt ，采用RC緩沖電路可抑制過電壓和dv/ dt 。 IGBT擎住效應(yīng)-當(dāng)工作電流達到一定值后，即使撤去柵壓，器件依然導(dǎo)通，此刻柵極已失去控制能力，器件被自鎖。 列車牽引系統(tǒng)是一個大電感系統(tǒng)，電壓與電流的沖擊很大，很容易滿足寄生晶體管開通擎住的條件，形成動態(tài)擎住效應(yīng)。為此在選擇IGBT時，必須具有足夠的電流容量，選取合適的柵極電阻值來延長IGBT關(guān)斷時間，防止擎住效應(yīng)。5.2 轉(zhuǎn)子磁場定向控制-矢量

55、控制 直流電動機為雙端勵磁的電動機，具有很好的可控性，控制調(diào)節(jié)很方便，這是基于其原理結(jié)構(gòu)所決定的。主極磁場通過勵磁電流控制，改變電樞電流可以改變轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速,這兩個電流可以各自獨立控制；電樞電流通過電刷裝置引入，電刷的位置相對于主磁極總是固定的，電刷處于幾何中性線上。移動刷架調(diào)整電刷位置，就是保證主極磁場與電樞電流產(chǎn)生的電樞磁場始終互相垂直(正交)，以產(chǎn)生最大的轉(zhuǎn)矩。 異步牽引電動機為單端勵磁的電動機，電源只能從定子輸入，在定子繞組中產(chǎn)生電流，建立旋轉(zhuǎn)磁場，通過電磁感應(yīng)將電能傳遞到轉(zhuǎn)子，并轉(zhuǎn)換為機械能。轉(zhuǎn)子電流是依賴感2022/7/2482應(yīng)作用而產(chǎn)生的，是定子電流的一個分量(有功分量)。異步電

56、動機的電壓、電流、轉(zhuǎn)速、頻率、磁通之間相互影響，是一個強耦合的多變量系統(tǒng)，其電流是由勵磁電流和有功電流耦合而成。若要能像直流電動機那樣進行控制，就得想辦法對定子電流進行解耦，將其分解兩部分，一部分專用以建立磁場、另一部分專用于產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩。 磁場定向控制，或者說矢量控制就是按這種思路發(fā)展而來的。矢量變換控制的基本思路是：磁通與有功電流解耦。通過坐標(biāo)變換，將交流電動機三相各量變換到旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上的兩相垂直量，從而可以按照直流電動機的控制規(guī)律來控制交流電動機，使系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能。 2022/7/24835.2.1 異步牽引電動機的數(shù)學(xué)模型 直流電動機是一種控制性能非常優(yōu)越的電動機，其主磁通 與

57、電樞磁勢 在空間是互相垂直的，兩者之間沒有耦合關(guān)系，互不影響。若不考慮磁路飽和的影響，直流電動機的電磁轉(zhuǎn)矩可表示為式中 -勵磁電流； -電樞電流。這里， 和 是控制標(biāo)量，可以看作為正交的或解耦的矢量。在正常運行條件下，勵磁電流 是維持電動機工作磁場的磁通電流，控制電樞電流 可改變電磁轉(zhuǎn)矩。由于兩者是(5-22)2022/7/2484相互解耦的，所以在靜態(tài)和動態(tài)兩種情況下，都能保持電磁轉(zhuǎn)矩的調(diào)節(jié)具有很高的靈敏度，使系統(tǒng)具有優(yōu)良的動態(tài)特性。 但是，異步電動機的電磁過程要比直流電動機復(fù)雜得多。在異步電動機中，定子電流并不與電磁轉(zhuǎn)矩成正比，它由有功分量和無功分量兩部分組成。其有功分量產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩，無功

58、分量建立磁場。異步電動機的電磁轉(zhuǎn)矩表示為它是由氣隙磁通 和轉(zhuǎn)子電流的有功分量 相互作用而產(chǎn)生的。即使保持氣隙磁場恒定，電動機的電磁轉(zhuǎn)矩不僅與轉(zhuǎn)子電流有關(guān)，還與轉(zhuǎn)子功率因數(shù)有關(guān)。2022/7/2485 電磁轉(zhuǎn)矩是有功電流和磁通的乘積，磁通與轉(zhuǎn)速的乘積是感應(yīng)電勢，它們都是同時變化的，系統(tǒng)中包含了兩個變量的乘積，即使不考慮磁路飽和等因素，也是非線性的關(guān)系。 三相異步牽引電動機定子有三相繞組，轉(zhuǎn)子也相應(yīng)的為三相繞組，每相繞組都有各自的電磁慣性，加上運動系統(tǒng)的機電慣性，即使不考慮變頻電源的滯后因素，它也是一個七階系統(tǒng)。 因此，異步牽引電動機的數(shù)學(xué)模型是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)。在動態(tài)過程中要

59、快速、精確地控制電動機的電磁轉(zhuǎn)矩，就比較困難。 對于這種多變量、強耦合的高階非線性系統(tǒng)，要分析和2022/7/2486求解這組非線性方程顯然是十分困難的。在實際應(yīng)用中必須設(shè)法予以簡化，簡化的基本方法是坐標(biāo)變換。 5.2.2 坐標(biāo)變換的基本思路 采用坐標(biāo)變換的方法對數(shù)學(xué)模型進行改造，經(jīng)變換后數(shù)學(xué)模型有所簡化，容易處理一些。坐標(biāo)變換只是一種手段，應(yīng)遵循等效原則，即不同坐標(biāo)下所產(chǎn)生的磁勢完全相同。 對于三相異步電動機而言，其工作磁場為旋轉(zhuǎn)磁場。產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場的途徑有三種：三相旋轉(zhuǎn)磁場、兩相旋轉(zhuǎn)磁場和旋轉(zhuǎn)直流磁場。若上述三種方法產(chǎn)生的旋轉(zhuǎn)磁場完全相同，即磁極對數(shù)、磁場強度、轉(zhuǎn)速均相等，則認為此時的三相磁

60、場系統(tǒng)、兩相磁場系統(tǒng)和旋轉(zhuǎn)直流磁場系統(tǒng)是等效的，它們2022/7/2487之間可以進行等效變換。 異步電動機的三相對稱靜止(定子)繞組A、B、C，通以三相對稱電流 iA、iB、iC 時，所產(chǎn)生的合成磁勢為旋轉(zhuǎn)磁勢F，在空間呈正弦發(fā)布，并以同步轉(zhuǎn)速 旋轉(zhuǎn)，旋轉(zhuǎn)方向沿電流相序A-B-C變化的方向。 兩相靜止繞組和，在空間互差 ，通入時間上互差 的兩相對稱電流，也將產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場，其磁勢大小、旋轉(zhuǎn)方向、轉(zhuǎn)速與三相繞組磁勢相同時，即可認為該兩相繞組和三相繞組等效。 在兩個匝數(shù)相等、互相垂直的繞組d、q中，分別通入直流電流 id、iq，產(chǎn)生合成磁勢F，其位置相對于繞組來說總是2022/7/2488圖5-1