電路與電子線路基礎(chǔ)(電子線路部分)

1、電路與電子線路（下）Electric and Electronic Circuits第8章 多級(jí)放大器和集成運(yùn)算放大器 王志功zgwang 東南大學(xué)射頻與光電集成電路研究所/director/working-1.htm單級(jí)與多級(jí)放大器BJT和FET兩類晶體管的基本組態(tài)電路和單元電路。它們可能是單管的，也可能是雙管抑或是多管聯(lián)合的即管聯(lián)的。但不管是單管還是多管，它們可能同時(shí)具有如下4個(gè)特點(diǎn)：1）結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，2）功能簡(jiǎn)單，3）分析簡(jiǎn)單，4）能廣泛參與復(fù)雜電路的構(gòu)造。基本組態(tài)電路和單元電路是電子線路的基本構(gòu)件。因此，單元電路構(gòu)成“自底向上（bottom-up）”設(shè)計(jì)電子線路的基礎(chǔ)。電子線路與本教科書上

2、冊(cè)即電路部分講述的電路的最大區(qū)分在于：那里的電路中除了直流或/和交流等獨(dú)立電源外，只包含R、C和L等無(wú)源器件，而這里的電路中，還包含了電子管、BJT或/和FET等電子器件。這些電子器件在合適的電路結(jié)構(gòu)和直流電源作用下，可以對(duì)電子或/和空穴等載流子進(jìn)行有效控制，因而，它們都可以等效為一種類型的受控電源，簡(jiǎn)稱受控源。一個(gè)電路在接入受控源后，負(fù)載RL獲得的電壓vo與RL和信號(hào)源內(nèi)阻Ri均無(wú)關(guān)，輸出電壓不受最大信號(hào)傳輸條件的限制，因而可以實(shí)現(xiàn)電壓和功率放大。由于電子管、BJT和各種FET都可以等效為受控源，因此，在特定的電路結(jié)構(gòu)和直流電源作用下，它們都可以產(chǎn)生放大作用。由一只晶體管構(gòu)成的一個(gè)放大單元被

3、稱之為單級(jí)（single stage）放大器。由Darlington管組成的放大器、平衡式差分放大器、共發(fā)-共基管聯(lián)放大器、MOS共源-共柵管聯(lián)放大器和由源極耦合NMOS對(duì)管組成的差分放大器等由兩只晶體管直接連接構(gòu)成的電路也可以被視作單級(jí)放大器。因?yàn)樵谶@些電路中兩只管子不能獨(dú)立構(gòu)成一個(gè)放大單元。單級(jí)放大器在一定的場(chǎng)合可以滿足電流、電壓和功率的放大要求，但在多數(shù)場(chǎng)合，單級(jí)放大器的性能是不能滿足一系列電路要求的。這些要求包括放大量、輸入輸出阻抗、輸入輸出電平、頻率響應(yīng)、噪聲、溫度特性等。應(yīng)當(dāng)指出：1）實(shí)際應(yīng)用的放大器大多為多級(jí)放大器，2）眾多實(shí)現(xiàn)其他功能的多級(jí)電路中也常常包含放大器，3）多級(jí)放大器

4、的結(jié)構(gòu)與設(shè)計(jì)要點(diǎn)也基本適用于其他功能的多級(jí)電路。1) 多級(jí)放大器的基本構(gòu)造 輸入級(jí)用來(lái)實(shí)現(xiàn)與信號(hào)源電平、阻抗或功率的匹配， 增益級(jí)實(shí)現(xiàn)放大功能， 輸出級(jí)則用來(lái)實(shí)現(xiàn)與負(fù)載的阻抗或功率匹配。多級(jí)放大器基本構(gòu)造與設(shè)計(jì)要點(diǎn)2) 多級(jí)放大器中增益級(jí)的設(shè)計(jì)增益級(jí)的任務(wù)是對(duì)輸入信號(hào)提供增益即放大。因此，應(yīng)當(dāng)選用具有最大增益的放大單元來(lái)構(gòu)造增益級(jí)。這樣，BJT的共發(fā)組態(tài)和FET的共源組態(tài)就分別成為兩類增益級(jí)的首選。然而，當(dāng)兩級(jí)或多級(jí)增益級(jí)連接起來(lái)，接力實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)大于一級(jí)可實(shí)現(xiàn)的放大倍數(shù)時(shí)，它們之間的連接或耦合的方式構(gòu)成設(shè)計(jì)的一個(gè)基本內(nèi)容。其設(shè)計(jì)目標(biāo)是，在不影響或至少不破壞前后兩極間的直流工作條件即直流工作點(diǎn)的前提

5、下實(shí)現(xiàn)待放大信號(hào)的有效傳遞。 RC耦合選擇隔直流電容的規(guī)則是RC濾波器的低頻截止頻率低于工作頻段的下限。RC耦合放大器的缺點(diǎn)是，工作頻率偏低時(shí)需要的電容器的電容值大，器件體積大，無(wú)法集成實(shí)現(xiàn)。 變壓器耦合 選擇變壓器的規(guī)則是其低頻截止頻率低于工作頻段的下限。變壓器耦合的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是可以通過(guò)設(shè)計(jì)初次級(jí)線圈的匝數(shù)比實(shí)現(xiàn)阻抗變換，使各級(jí)電路工作在阻抗或功率匹配狀態(tài)。變壓器耦合放大器的缺點(diǎn)同樣是，工作頻率偏低時(shí)需要的變壓器初級(jí)線圈的電感L值大，匝數(shù)多，器件體積大，無(wú)法集成實(shí)現(xiàn)。與電容對(duì)比，變壓器的缺點(diǎn)還包括通常需要手工繞制，成本高。電壓放大倍數(shù)為 射極/源極跟隨器耦合電壓放大倍數(shù)為大信號(hào)工作時(shí)，為了保證

6、輸出交流電壓的負(fù)半周有更大的非飽和限幅幅度，NMOS2的漏極應(yīng)具有高于其柵極電壓一個(gè)NMOS閾值電壓以上的電壓值，這種情況下，有兩種實(shí)現(xiàn)方法：1）采用一級(jí)以上的源極跟隨器，左圖為采用兩級(jí)源極跟隨器耦合的MOSFET放大器。2）在NMOS1的源極串接一只以上的二極管，右圖為采用串聯(lián)一只二極管的源極跟隨器耦合MOSFET放大器。前一種方法以增加功率消耗為代價(jià)，后一種方法以降低高頻性能為代價(jià)。3) 多級(jí)放大器輸入級(jí)設(shè)計(jì)輸入級(jí)的任務(wù)主要是實(shí)現(xiàn)信號(hào)源與第一增益級(jí)的匹配，包括阻抗匹配和電平匹配(1) 最大功率匹配 適用于需要從信號(hào)源獲取最大功率的情況，例如通過(guò)傳輸線連接信號(hào)源的場(chǎng)合。此時(shí)，輸入級(jí)的輸入阻抗

7、應(yīng)該等于傳輸線的特征阻抗，這樣，輸入端就不存在波的反射，從而從信源得到最大功率。由于通常傳輸線的特征阻抗為50Ohm，鑒于BJT的共基組態(tài)和FET的共柵組態(tài)的輸入阻抗容易調(diào)整到這一數(shù)值，因此，它們通常用作需要功率匹配的多級(jí)放大器的輸入級(jí)。 (2) 高阻匹配 高阻匹配適用于信號(hào)源為電壓源，需求電壓放大倍數(shù)最高的場(chǎng)合。此時(shí)，輸入級(jí)的輸入阻抗越高越好。因?yàn)檩斎胱杩乖礁?，電壓源在輸入端的分壓系?shù)就越接近1。因此，在三種組態(tài)的BJT電路中，共集組態(tài)，即射極跟隨器更適合用作輸入級(jí)。進(jìn)一步采用兩到三級(jí)的射極跟隨器級(jí)聯(lián)，或采用Darlington雙管或三管構(gòu)成的射極跟隨器所獲得的輸入阻抗則遠(yuǎn)高于單級(jí)射極跟隨器

8、。另一方面，由FET構(gòu)成的源極跟隨器的輸入阻抗要遠(yuǎn)高于射極跟隨器。特別是MOSFET源極跟隨器，低頻時(shí)的輸入阻抗幾乎等于無(wú)窮大，因此特別適合用于多級(jí)放大器的輸入級(jí)。 (3) 低阻匹配 低阻匹配適用于信號(hào)源為電流源，需求電流放大或跨阻放大的場(chǎng)合。此時(shí)，輸入級(jí)的輸入阻抗越低越好。因?yàn)檩斎胱杩乖降?，電流源在輸入端的分流系?shù)就越接近1。因此，在三種組態(tài)的BJT電路中，共基組態(tài)更適合用作輸入級(jí)。而三種組態(tài)的FET電路中，共柵組態(tài)更適合用作輸入級(jí)。若左圖給出的電路直接與信號(hào)源連接，就要求信號(hào)源的端子上承受一個(gè)VDD的直流電平，這樣，一個(gè)理想的、或內(nèi)阻很小的電壓源就不宜直接接入，我們需要一個(gè)能將電壓源轉(zhuǎn)換為

9、電流源的輸入級(jí)?？梢园l(fā)現(xiàn)，一個(gè)集電極開(kāi)路的BJT共發(fā)電路或漏極開(kāi)路的共源電路用作輸入級(jí)電路就可以解決這一問(wèn)題。右圖給出采用集電極開(kāi)路的BJT共發(fā)電路作為變壓器耦合放大器輸入級(jí)的電路圖。射級(jí)/源極跟隨器常常用來(lái)作為各種功能電路的輸入級(jí)，發(fā)揮 阻抗變換和電平匹配的雙重功能。4) 多級(jí)放大器輸出設(shè)計(jì)在考慮輸出級(jí)的設(shè)計(jì)時(shí)，首先需要明確，與輸出級(jí)關(guān)聯(lián)的是負(fù)載，輸出級(jí)與負(fù)載的關(guān)系實(shí)質(zhì)上是被放大的電流、電壓或功率形成的信號(hào)源與它們要作用的對(duì)象的關(guān)系。這種關(guān)系是一種驅(qū)動(dòng)的關(guān)系，因此放大器的輸出級(jí)又常稱為驅(qū)動(dòng)器。 (1) 電流驅(qū)動(dòng) 即輸出電流不受負(fù)載電壓大小影響的驅(qū)動(dòng)，適用于發(fā)光二極管、激光二極管等電流工作型負(fù)

10、載器件的驅(qū)動(dòng)和生物組織（阻抗有很大離散型）的功能電刺激。很容易想出，采用共發(fā)和共基兩種BJT組態(tài)之一、或共源和共柵兩種FET組態(tài)之一的放大器作為電流驅(qū)動(dòng)輸出級(jí)都是非常適合的，因?yàn)樗鼈兌伎傻刃橐粋€(gè)受控的電流源。(2) 電壓驅(qū)動(dòng) 即輸出電壓不受流過(guò)負(fù)載電流大小影響的驅(qū)動(dòng)，適用于對(duì)多種負(fù)載器件的驅(qū)動(dòng)。這要求從負(fù)載向驅(qū)動(dòng)電路看進(jìn)去的內(nèi)阻很小。根據(jù)前面章節(jié)對(duì)BJT和FET三種組態(tài)的分析可知，射極跟隨器和源極跟隨器都是非常適合作電壓驅(qū)動(dòng)用輸出級(jí)的。下圖給出采用共射組態(tài)增益級(jí)和射極跟隨器輸出級(jí)構(gòu)成的電壓驅(qū)動(dòng)器電路。 (3) 功率驅(qū)動(dòng) 這里的功率驅(qū)動(dòng)與輸入端的最大功率匹配不同。最大功率匹配情況下，負(fù)載電阻等

11、于信號(hào)源內(nèi)阻，負(fù)載得到最大功率時(shí)，內(nèi)阻上消耗掉同樣大的功率。如果這些功率都是通過(guò)直流電源轉(zhuǎn)化得到的，那么電源的效率就只有50%。而功率驅(qū)動(dòng)的效率目標(biāo)應(yīng)該是100%。為實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，需要精心設(shè)計(jì)輸出級(jí)施加到負(fù)載上的電壓和電流。一種含變壓器的NMOS管功率驅(qū)動(dòng)輸出級(jí)典型電路如下圖所示給定一種標(biāo)準(zhǔn)電源電壓VDD、負(fù)載阻抗RL和負(fù)載應(yīng)該得到的功率WL，并假定vi為幅度足夠高的方波電壓，該方波可以驅(qū)動(dòng)NMOS工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，從而保證效率接近100%，在這種情況下，可以求得，變壓器匝數(shù)比N為多級(jí)放大器的增益多級(jí)放大器的總增益G等于各級(jí)增益的乘積 Gi和Go分別為輸入和輸出級(jí)的增益，G1、G2、為個(gè)核心增益

12、級(jí)的增益。當(dāng)各個(gè)增益都用分貝來(lái)表示時(shí)，總增益G分貝值就等于各級(jí)增益分貝值之和，即有注意，這里各級(jí)的增益都應(yīng)該是在級(jí)聯(lián)情況下得到的。級(jí)聯(lián)后，下一級(jí)的輸入阻抗就并接在前一級(jí)的集電/漏極電阻上，導(dǎo)致增益的下降。多級(jí)放大器的頻率特性如果可以計(jì)算出或測(cè)試出各級(jí)放大器的幅頻特性和相頻特性則多級(jí)放大器總的幅頻特性|G(w)|就等于各級(jí)增益dB值的和，即有而總的相位特性就等于各級(jí)相位特性之和，即有反饋放大器除了射極/源極跟隨器固有的電壓串聯(lián)負(fù)反饋特性外，其他共發(fā)/共源放大器都沒(méi)有包含反饋。因此，這些電路的性能極易受到工藝（Process）參數(shù)變化、電源電壓電壓(Voltage )變化和溫度（Temperatu

13、re）變化，即PVT變化的影響。因此，有必要采取措施減小這種變化，穩(wěn)定電路增益，增加電路的魯棒性。理論和實(shí)踐都證明，引入反饋是有效的方法。同時(shí)，引入反饋可以改變放大電路的輸入阻抗、輸出阻抗和頻率特性。高增益放大器很容易產(chǎn)生自激。如果直接使用這些極高增益的放大器，則其應(yīng)用范圍會(huì)受到嚴(yán)重的制約。因此，為了應(yīng)用高增益放大器，人們必須在保證其線性放大的前提下，將增益降低到可用的范圍內(nèi)，實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的有效手段就是反饋?？傊?，在放大電路中引入反饋是十分必要的。反饋放大器基本類型和判斷反饋放大器的基本類型 按照反饋?zhàn)兞颗c輸入變量的不同，分為電壓反饋和電流反饋； 按照反饋?zhàn)兞颗c輸出變量連接關(guān)系的不同，分為并聯(lián)

14、反饋和串聯(lián)反饋； 按照反饋?zhàn)兞颗c輸入變量極性的不同，分為正反饋和負(fù)反饋； 按照反饋回路跨越的電路級(jí)數(shù)，分為本級(jí)反饋和多級(jí)反饋。電壓串聯(lián)電流串聯(lián)電壓并聯(lián)電流并聯(lián)反饋類型的判斷首先確定電路中的反饋元件。為了找到反饋元件，我們需要找到電路的輸入回路和輸出回路，然后找到連接在兩回路之間或兩回路共用的元件，定為反饋元件。其次判斷是串聯(lián)反饋還是并聯(lián)反饋。這取決于基本放大器輸入端和反饋放大器輸出端的接法。若將電路輸入端接地，反饋信號(hào)仍起作用，則為串聯(lián)反饋；否則為并聯(lián)反饋。再次判斷是電壓反饋還是電流反饋。這取決于基本放大器輸出端和反饋網(wǎng)絡(luò)輸入端的接法。若將電路的輸出端接地，反饋信號(hào)仍起作用，則為電流反饋；否則

15、為電壓反饋。最后判斷反饋極性。得到輸入信號(hào)經(jīng)基本放大器和反饋網(wǎng)絡(luò)后的反饋信號(hào)，如果反饋信號(hào)使基本放大器的凈輸入在原輸入信號(hào)的基礎(chǔ)上還有所增加，則為正反饋；否則為負(fù)反饋。電壓串聯(lián)電流串聯(lián)電壓并聯(lián)電流并聯(lián)負(fù)反饋對(duì)放大器性能的影響1) 增益放大器的增益為其中 為基本放大器增益， 為反饋系數(shù)。由此可見(jiàn)，引入反饋后放大器的增益會(huì)減小，但增益的穩(wěn)定性會(huì)調(diào)高。如果則2) 輸入阻抗負(fù)反饋是串聯(lián)形式電壓串聯(lián)假定 ，因此上式可以簡(jiǎn)化為2. 電流串聯(lián)可見(jiàn)引入串聯(lián)反饋后，放大器的輸入電阻會(huì)增大。其中 可以表 或 ，假設(shè)負(fù)載是理想的，即負(fù)載遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于 負(fù)反饋是并聯(lián)形式將式上代入Rif得引入并聯(lián)負(fù)反饋后，放大器輸入電阻降低

16、了。電壓并聯(lián)電流并聯(lián)3) 輸出阻抗電壓負(fù)反饋，輸出電阻由于輸入端置零，故電壓反饋會(huì)使輸出電阻變小。電流負(fù)反饋，輸出電阻由于輸入端置零，故電流反饋會(huì)使輸出電阻變大。4) 帶寬假設(shè)基本放大器的頻率響應(yīng)為則引入反饋后，放大器的頻率響應(yīng)為其中可見(jiàn)負(fù)反饋可以增加放大器的帶寬，代價(jià)是中頻增益變低5) 非線性失真 實(shí)際應(yīng)用中的放大器都不是理想的線性放大器，至少在接近最大輸出電壓時(shí)，其傳輸特性會(huì)偏離線性。由于負(fù)反饋可以穩(wěn)定增益，因此它也能夠有效地減小非線性失真。反饋放大器的分析反饋放大器的性能取決于兩方面因素：1) 基本放大器的增益A；2) 反饋網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)F。需要注意的是，由于基本放大器與反饋網(wǎng)絡(luò)是連接在

17、一起的，因此，基本放大器的增益必然會(huì)受到反饋網(wǎng)絡(luò)的影響，即A不是基本放大器的開(kāi)環(huán)增益。 將此電流串聯(lián)網(wǎng)絡(luò)用Z參數(shù)表示，則有其中等效簡(jiǎn)化Z11是 即輸出斷路后反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸入回路中的等效阻抗；Z22是 即輸入斷路后反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸出回路中的等效阻抗；Z12也可以利用 即輸入斷路的條件求得。如果令 ，即令反饋不存在，我們就可以求得基本放大器的增益A。 所謂基本放大器的增益A實(shí)際上是考慮Z11和Z22后的基本放大器的增益。按照Z(yǔ)11、Z12和Z22的定義，可以求得 將此電壓并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)用Y參數(shù)表示，則有其中等效簡(jiǎn)化Y11是 即輸出斷路后反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸入回路中的等效阻抗；Y22是 即

18、輸入斷路后反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸出回路中的等效阻抗；Y12也可以利用 即輸入斷路的條件求得。如果令 ，即令反饋不存在，我們就可以求得基本放大器的增益A。 Y11Y22反映了反饋網(wǎng)絡(luò)對(duì)基本放大器的負(fù)載作用，被歸入基本放大器的電路中，而Y12才是反饋網(wǎng)絡(luò)反饋?zhàn)饔玫捏w現(xiàn)。綜上所述，對(duì)于并聯(lián)反饋，令輸入短路，可以獲得反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸出回路中的等效導(dǎo)納；對(duì)于串聯(lián)反饋，令輸入斷路，可以獲得反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸出回路中的等效阻抗；對(duì)于電壓反饋，令輸出短路，可以獲得反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸入回路中的等效導(dǎo)納；對(duì)于電流反饋，令輸出斷路，可以獲得反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸入回路中的等效阻抗；反饋系數(shù)的求解方法與

19、反饋網(wǎng)絡(luò)在基本放大器輸入回路中的等效電阻的求解方法相同。1) 反饋放大器自激振蕩的判斷在滿足 的條件下，運(yùn)放的閉環(huán)增益與運(yùn)放本身的增益無(wú)關(guān)，僅與 有關(guān)。我們稱滿足 條件的負(fù)反饋為深度負(fù)反饋。如果反饋網(wǎng)絡(luò)是純電阻性的，反饋系數(shù) 與頻率無(wú)關(guān)，則閉環(huán)增益也與頻率無(wú)關(guān)，反饋放大器的頻率響應(yīng)是寬頻帶的。這時(shí)，反饋電壓 為負(fù)反饋放大器的穩(wěn)定性該放大器增益在低頻情況下，滿足 的條件，在高頻情況下未必滿足。如果仍能滿足，則 頻率升高時(shí)，放大器增益會(huì)降低，且有相移。換言之，基本放大器增益應(yīng)寫為 ，只有當(dāng)頻率很低時(shí)， 才等于 。這樣，反饋放大器的閉環(huán)增益就應(yīng)當(dāng)寫成同低頻情況下一樣，反饋放大器特性良好。然而，如果隨

20、著頻率的升高，不僅在幅度上越來(lái)越接近1，而且相移也不斷增大并最終在某一頻率達(dá)到180,反饋電壓極性改變，負(fù)反饋?zhàn)優(yōu)檎答?。從表達(dá)式可以看到，當(dāng) 時(shí)，若 ，則電路閉環(huán)增益為無(wú)窮大。換句話說(shuō)，即使是一個(gè)十分微小的信號(hào)進(jìn)入電路輸入端，仍會(huì)有很大的電壓輸出。這樣，輸入信號(hào)就能夠在這個(gè)閉環(huán)中“自我保持”，形成連續(xù)的正弦輸出，從而產(chǎn)生自激振蕩現(xiàn)象。如前所述，自激振蕩穩(wěn)定后，必須滿足單位環(huán)路增益的條件，但在起振階段，正反饋的環(huán)路增益必須大于1，運(yùn)算放大器的閉環(huán)增益 比開(kāi)環(huán)增益 還要大。反饋放大器產(chǎn)生自激振蕩的三個(gè)條件是：1）環(huán)路相移：j=n180，n=0，1，2，2）起振時(shí)，環(huán)路增益： 3）穩(wěn)定工作時(shí)，環(huán)路

21、增益： 2) 利用幅頻和相頻特性判斷電路的穩(wěn)定性用運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)應(yīng)采取以下兩條基本措施： 盡可能不讓各級(jí)放大器相移總和達(dá)到180，辦法是提供足夠的相位裕度。比如，提供45相位裕度，使放大器相移總和不超過(guò)135。所謂相位裕度，就是環(huán)路增益為1的頻率所對(duì)應(yīng)的相移與180度的差值。 犧牲放大器的高頻響應(yīng)。隨著信號(hào)頻率 增加，相移增加，開(kāi)環(huán)增益不斷下降 ，到135時(shí)，將開(kāi)環(huán)增益降低到1以下。這兩條措施將可保證在任何深度的電阻 性反饋下，均能無(wú)條件地穩(wěn)定放大。從45相位裕度出發(fā)，查放大器相移135時(shí)的頻率 和相應(yīng)的開(kāi)環(huán)增益A135。要使放大器穩(wěn)定，必須滿足一個(gè)穩(wěn)定的反饋放大器其反饋深度必須是有限制，反

22、饋系數(shù)最大只能是1/A135。換言之，如果反饋系數(shù)F一定，則對(duì)任何一個(gè)穩(wěn)定的反饋放大器來(lái)說(shuō)，135時(shí)的開(kāi)環(huán)增益的最大值為因此， 線又被稱為反饋增益線?？梢?jiàn)，1/F即閉環(huán)增益Af不可能設(shè)計(jì)得比 還低。否則，反饋放大器的相位裕度將變小，穩(wěn)定性將變差。保持基本放大器的幅頻特性不變，增加反饋系數(shù)，則 這條線將降低。由于1/F恰好等于深度負(fù)反饋放大器的閉環(huán)增益此點(diǎn)對(duì)應(yīng)的反饋放大器的環(huán)路增益為P點(diǎn)坐標(biāo)為即P點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的環(huán)路增益為1，當(dāng)然，此反饋放大器的相位裕度為 45。電壓跟隨器中的運(yùn)放的最佳設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)是A135=1，相應(yīng)的頻率就是所謂的單位增益帶寬，即增益將為1時(shí)，放大器的帶寬。故此運(yùn)放的帶寬不會(huì)超過(guò)單位增

23、益帶寬。我們也可以將 直線看作是反饋放大器的閉環(huán)增益曲線，(相當(dāng)于縱坐標(biāo)既可以反映基本放大器的增益，又可以反映反饋放大器的增益)當(dāng)頻率 高到一定程度注：根據(jù)穩(wěn)定性理論可知，應(yīng)該是 ，但是考慮到相位裕度，人為地將其改為 。故我們可以近似地認(rèn)為，反饋放大器的頻率響應(yīng)在同開(kāi)環(huán)響應(yīng)曲線相交前是水平直線，相交后，就等于開(kāi)環(huán)響應(yīng)，按照開(kāi)環(huán)響應(yīng)的斜率下降。在影區(qū)范圍內(nèi)，任何反饋深度(F1)的純電阻反饋應(yīng)用均無(wú)條件穩(wěn)定。該運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益為106dB( 倍)，閉環(huán)增益為40dB(100倍)，故反饋深度2000(60dB)。確保 。閉環(huán)增益 成立。放大器有三級(jí)，增益分別為，是第一級(jí)的3dB截止頻率。，是第二級(jí)的3

24、dB截止頻率。，是第三級(jí)的3dB截止頻率。在 的約束條件下研究三級(jí)相移的分布，看怎樣的分布最好或最壞，問(wèn)題就變?yōu)榍蠼馊?jí)放大器的總增益，即開(kāi)環(huán)增益為有約束條件的多元函數(shù)極值問(wèn)題，因?yàn)榇肽繕?biāo)函數(shù)，得 ， ，這樣，必然造成 ，即第三級(jí)無(wú)相移。 ， ，則又有兩種情況：a) 解得 ，這樣 ，第三級(jí)也無(wú)相移僅僅倒相。b) 解得 ，這時(shí) ，三級(jí)相移均相等共同分?jǐn)?80 相移。利用偏導(dǎo)整理得要使上面兩式均成立。有三個(gè)解：比較三個(gè)解不難看出，前兩個(gè)解是不現(xiàn)實(shí)的。只有第三個(gè)解是有現(xiàn)實(shí)意義的，三級(jí)相移相同意味著這三級(jí)的相頻特性是一樣的。當(dāng)可寫成時(shí)y最大，就意味著A180最大，要使放大器穩(wěn)定，必須滿足A180最大

25、就意味著允許的反饋深度最淺，故反饋放大器的設(shè)計(jì)絕對(duì)不會(huì)采用相移平分的設(shè)計(jì)方案，也就是不應(yīng)當(dāng)把每級(jí)相頻特性設(shè)計(jì)成一模一樣。下圖是三級(jí)放大器開(kāi)環(huán)幅頻特性曲線。圖中1，2，3分別表示三個(gè)不同的3dB截止頻率，并不表示第一級(jí)、第二級(jí)與第三級(jí)的3dB截止頻率。在這些頻率處，響應(yīng)衰減3dB相應(yīng)的相移是45。但在對(duì)數(shù)坐標(biāo)系統(tǒng)中，又采用了直線近似。這些細(xì)節(jié)是看不到的。能看到的是一些更富有代表性的，體現(xiàn)出幅頻特性變化規(guī)律的東西。比如，在1之后，每10倍頻程衰減20dB，記為20dB/10倍頻或20dB/Dec。因此，經(jīng)過(guò)2后，衰減就變成40dB10倍頻。3后變成60dB10倍頻。上圖含有相位信息。比如，在1處，

26、放大器總相移為45。在2處，相移已增大到90+45=135。在3處，相移為180+45=225。3) 反饋放大器相位補(bǔ)償技術(shù)增加反饋系數(shù)F會(huì)使反饋放大電路的穩(wěn)定性受到影響，但要改善放大電路的性能，通常又必須增大F，為了解決這個(gè)問(wèn)題，就必須采用相位補(bǔ)償。所謂相位補(bǔ)償，就是在基本放大器或反饋網(wǎng)絡(luò)中加入電阻、電容等元件，改變環(huán)路增益的幅頻、相頻特性，使得增大反饋系數(shù)后，系統(tǒng)仍能得到足夠的相位裕度。這個(gè)放大器的穩(wěn)定性是不夠的。因?yàn)楫?dāng)相位遞增達(dá)到135時(shí)，開(kāi)環(huán)增益尚未下降到0dB。A135還有20dB增益，故至少存在不穩(wěn)定的可能性。為了改善放大器的穩(wěn)定性，可以采用相位補(bǔ)償技術(shù)。在眾多的相位補(bǔ)償技術(shù)中最有

27、效且應(yīng)用最廣泛的辦法是降低1，同時(shí)保持其他3dB截止頻率不變。有的書上稱之降低主極點(diǎn)。將1 降到1，這時(shí)2將落在0dB線上，使A135降到0dB，保證了放大器的穩(wěn)定性。降低主極點(diǎn)的一種方法是：將一只補(bǔ)償電容CC并接在基本放大器產(chǎn)生主極點(diǎn)頻率的結(jié)點(diǎn)上，使主極點(diǎn)角頻率下降如下圖，假設(shè)該主極點(diǎn)可以表示為1/(RC) ，則并聯(lián)相位補(bǔ)償電容后，主極點(diǎn)下降為 1/R(C+CC)。降低主極點(diǎn)的另一種方法是利用密勒倍增效應(yīng)。具體方法是在與電路的第一個(gè)3dB截止頻率(有時(shí)稱主極點(diǎn))和第二個(gè)3dB截止頻率對(duì)應(yīng)的兩個(gè)結(jié)點(diǎn)之間跨接一個(gè)補(bǔ)償電容CC，如果兩結(jié)點(diǎn)之間的增益為AV，假設(shè)主極點(diǎn)可以表示為1/RC ，則補(bǔ)償電容

28、等效到輸入端將變?yōu)?1+AV)CC，故主極點(diǎn)近似為 1/R（C+(1+AV)CC），比補(bǔ)償前向原點(diǎn)移動(dòng)。此時(shí)第二極點(diǎn)將向遠(yuǎn)離原點(diǎn)的方向稍有移動(dòng)，但幅度比主極點(diǎn)小得多。必須指出，相位補(bǔ)償犧牲了放大器的高頻特性。一般，通用運(yùn)放的高頻性能都很差。另外，單位增益帶寬實(shí)際上就是增益帶寬乘積GB。要增益大，帶寬就得窄。要寬頻帶，就得降低增益。增益與寬帶成反比，但是，增益與帶寬的交換必須通過(guò)負(fù)反饋來(lái)實(shí)現(xiàn)。利用負(fù)反饋，降低了放大器的增益，但可以增大放大器的帶寬。在 水平線同20dB/Dec斜線相交前，閉環(huán)增益就是 水平線。相交后，閉環(huán)增益就是開(kāi)環(huán)增益，即20dB/Dec斜線，如下圖所示，不同反饋深度，不同的F

29、值，就可以獲得不同的 和不同的帶寬BW。通用集成放大器運(yùn)算放大器歷經(jīng)數(shù)十年的發(fā)展，從早期的真空管演變?yōu)楝F(xiàn)在的集成電路，根據(jù)不同的應(yīng)用需求主要分化出通用型、低電壓/低功耗型、高速型、高精度型四大類運(yùn)放產(chǎn)品。一般而言，高速運(yùn)放主要用于通信設(shè)備、視頻系統(tǒng)以及測(cè)試與測(cè)量?jī)x表等產(chǎn)品；低電壓/低功耗運(yùn)放主要面向手機(jī)、PDA等以電池供電的便攜式電子產(chǎn)品；高精度運(yùn)放主要針對(duì)測(cè)試測(cè)量?jī)x表、汽車電子以及工業(yè)控制系統(tǒng)等。通用運(yùn)算放大器應(yīng)用最廣，幾乎任何需要添加簡(jiǎn)單信號(hào)增益或信號(hào)調(diào)理功能的電子系統(tǒng)都可采用通用運(yùn)放。通用集成放大器高速、低電壓/低功耗、高精度三類運(yùn)算放大器的市場(chǎng)預(yù)計(jì)在未來(lái)的五年會(huì)穩(wěn)步增長(zhǎng)，年復(fù)合增長(zhǎng)率分

30、別達(dá)到13%、8%及11%，通用運(yùn)算放大器的年復(fù)合增長(zhǎng)率預(yù)計(jì)為5%。從應(yīng)用的角度講，不同的系統(tǒng)對(duì)運(yùn)放有不同要求，選擇合適的運(yùn)放對(duì)于系統(tǒng)設(shè)計(jì)至關(guān)重要。對(duì)于通信、高速測(cè)量?jī)x表及超聲波設(shè)備等高速應(yīng)用，交流特性極為重要。但對(duì)于低速的高精度系統(tǒng)，直流方面的特性則通常更為重要。衡量系統(tǒng)在交流特性方面的參數(shù)有信號(hào)帶寬、失真率、噪聲等；而衡量系統(tǒng)在直流特性方面的參數(shù)有輸入補(bǔ)償電壓、開(kāi)環(huán)增益、輸入偏置電流及共模抑制比等。通用集成放大器差分放大器具有極其優(yōu)良的特性：高增益、高線性度、動(dòng)態(tài)范圍大、熱穩(wěn)定性好、抑制共模干擾的能力強(qiáng)等等。無(wú)論用作直流放大，還是交流放大。無(wú)論是平衡輸出還是單邊輸出，均有良好的特性。因而，

31、差分放大器被廣泛應(yīng)用于幾乎所有的線性集成電路中。一個(gè)通用的放大器應(yīng)當(dāng)應(yīng)該具備如下特點(diǎn)：(1) 具有很高的輸入阻抗，使它對(duì)驅(qū)動(dòng)源沒(méi)有負(fù)載作用；(2) 具有很低的輸出阻抗，使它能夠驅(qū)動(dòng)阻抗小，電流大的負(fù)載(3) 具有很高的增益，且允許外接反饋，在很大的范圍內(nèi)控制其有效增益；(4) 能通過(guò)反饋和補(bǔ)償來(lái)增大帶寬。A730框圖作為通用放大器還有如下缺點(diǎn)：電壓增益或電流增益不夠大輸入阻抗還不夠大輸入端、輸出端有較大的失調(diào)電壓。放大器級(jí)聯(lián)時(shí)有困難甚至還需要有隔直流電容。輸入晶體管T1、T2的偏置需要外電路提供。A730原理圖差動(dòng)放大器射極跟隨器射極跟隨器A702該電路是1964年問(wèn)世，是第一款真正 意義上的

32、集成通用運(yùn)放，其特點(diǎn)：增添了一級(jí)差分放大器(T3、T4)，大大提高了增益。輸出級(jí)采用兩級(jí)射極跟隨器級(jí)聯(lián)，降低了輸出阻抗。在兩級(jí)射極跟隨器相連處，串入了一個(gè)適當(dāng)?shù)碾娮瑁馆敵鲭娖浇频扔诘仉娖?。采用雙電源+VCC和VCC，確保輸入端也近似處于地電平。采用多電流匯分別提供兩級(jí)差分放大器和輸出級(jí)的偏置。在輸出級(jí)中間引出兩個(gè)端子允許外接補(bǔ)償元件，以改善頻率響應(yīng)和增益穩(wěn)定性。A709外接補(bǔ)償電路過(guò)相位補(bǔ)償，增益帶寬乘積有所改善。但是要想在高增益下獲得大的帶寬是不可能的。比如，要求增益為60dB，帶寬500kHz是不可能的.補(bǔ)償參數(shù)不同，放大器的性能相差很大。所以要想使用好，相當(dāng)困難。A741的內(nèi)部補(bǔ)償電

33、路相位補(bǔ)償?shù)霓k法是在高增益的第二級(jí)跨接一個(gè)密勒電容CC，如果第二級(jí)的增益為A2，則等效輸入電容為(1+A2)CC。在A741中，CC=30pf，A2=450，輸入電容達(dá)0.0125F，這樣大的電容必然旁路掉許多高頻信號(hào)分量，造成了兩個(gè)結(jié)果：放大器高頻響應(yīng)差，帶寬小，但保證了放大器不會(huì)自激，LM301A的內(nèi)部電路第一級(jí)是以單電流源為負(fù)載的差分放大器。第二級(jí)是高增益的單管放大，第三級(jí)是互補(bǔ)對(duì)稱推挽電路，補(bǔ)償電容CC的位置與A741一樣，仍設(shè)置在第二級(jí)，用作密勒電容。補(bǔ)償電容CC改為外接的。內(nèi)部相位補(bǔ)償(A741)的優(yōu)點(diǎn)是使用方便，缺點(diǎn)是高頻響應(yīng)差，轉(zhuǎn)換慢。外部相位補(bǔ)償(LM301A)的優(yōu)點(diǎn)是補(bǔ)償電

34、容大小可以調(diào)整，高頻響應(yīng)好，轉(zhuǎn)換速度損失少，缺點(diǎn)是多了補(bǔ)償元件。LM301A的三種補(bǔ)償方法采用圖(a)方式補(bǔ)償，則單位增益帶寬只有800kHz。減小C1，可以改善單位增益帶寬，但是高頻響應(yīng)仍較差。采用圖(b)所示的雙重相位補(bǔ)償，高頻響應(yīng)有較大的改善。采用圖(c)所示的前饋式相位補(bǔ)償，單位增益帶寬將增大到10MHz，高頻響應(yīng)得到較大的改善。LM308A、A725和OP07LM308A是向高精度運(yùn)放邁出的第一步，主要特點(diǎn)是： 在差分放大器輸入級(jí)采用超管。在10A工作電電流下， 3000，輸入電阻高達(dá)40M，輸入偏置電流低至1.5nA(10對(duì)放大器的直流特性進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。高精度運(yùn)放的標(biāo)準(zhǔn)是PMI公司

35、的OP07：輸入偏置電流1nA輸入失調(diào)電壓30V輸入失調(diào)電壓溫度系數(shù)0.3V/輸入端等效電壓噪聲10nV/HzLM318LM318是向?qū)拵н\(yùn)放邁進(jìn)的第一步。在設(shè)計(jì)LM318時(shí)，人們以提高轉(zhuǎn)換速率為重點(diǎn)，主要措施是：在輸入差動(dòng)級(jí)的兩個(gè)發(fā)射極上各串入1k電阻，降低了有效跨導(dǎo)，從而提高了轉(zhuǎn)換速率。采用前饋式相位補(bǔ)償，以改善高頻響應(yīng)。輸入差動(dòng)級(jí)采用NPN管，有良好的高頻特性。橫向PNP管的的高頻特性很差，增益不高，相移卻很大。為此，采用前饋相位補(bǔ)償技術(shù),改善了整個(gè)放大器的高頻特性。C3為放大器提供了主極點(diǎn)，以保證整個(gè)放大器的穩(wěn)定性。LM318原理圖差動(dòng)放大器差動(dòng)放大器功率放大器LF356采用場(chǎng)效應(yīng)晶體

36、管的第一個(gè)運(yùn)放。差動(dòng)輸入級(jí)采用了P溝道結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)晶體管。第二級(jí)是NPN差動(dòng)放大。大量地利用電流源作為有源負(fù)載，將電阻元件減到最少，便于制造，提高了可靠性。（4）僅采用內(nèi)部相位補(bǔ)償，密勒電容CC10 pf，單位增益帶寬為4MHz，轉(zhuǎn)換速率達(dá)12V/S。RC4558RC4558的其特點(diǎn)是：噪聲比同檔次運(yùn)放低1.6倍。雙運(yùn)放。無(wú)需外部相位補(bǔ)償，也無(wú)需外部失調(diào)調(diào)整，使用極其方便。從左圖的RC4558引出腳圖可以看出，每個(gè)運(yùn)放只有三條引腳，正、負(fù)輸入，一個(gè)輸出，電源+VCC和-VEE公用。經(jīng)過(guò)試用，單電源也能使用。這就大大方便了音頻范圍的各種應(yīng)用。價(jià)格低廉。TL070和TL080TL070和TL080，

37、都提供了引出端頭，允許用戶外接相位補(bǔ)償電路或者用來(lái)調(diào)整失調(diào)電壓。TL070和TL080單位增益帶寬可補(bǔ)償?shù)?MHz，即在40dB增益時(shí)，確保有500kHz的帶寬。若調(diào)整恰當(dāng)，單位帶寬增益可達(dá)9MHz。LF411LF411是低失調(diào)電壓運(yùn)放。除了發(fā)熱問(wèn)題外，LF411最大的改進(jìn)是，它采用了先進(jìn)的修正工藝，修正了差動(dòng)放大級(jí)的有源負(fù)載，使失調(diào)電壓降到最小。LF411另一個(gè)重大改進(jìn)是采用了系列封裝：有單運(yùn)放LF411、雙運(yùn)放LF412和四運(yùn)放LF414。低功耗版本相應(yīng)有LF441、LF442和LF444等。 CMOS運(yùn)算放大器CMOS運(yùn)算放大器一般由電壓-電流或電流-電壓轉(zhuǎn)換級(jí)級(jí)聯(lián)組成。電壓-電流級(jí)稱為

38、跨導(dǎo)級(jí)，電流-電壓級(jí)稱做負(fù)載級(jí)。有時(shí)，電流-電流級(jí)考慮起來(lái)比較簡(jiǎn)單，但是電流最終將仍被轉(zhuǎn)換成電壓。第一級(jí)由一個(gè)差分放大器組成，將差模輸入電壓轉(zhuǎn)換為差模電流。第二級(jí)由共源MOS放大器構(gòu)成，將第二級(jí)的輸入電壓轉(zhuǎn)換為電流，這只管子用電流漏作負(fù)載，在輸出端將電流轉(zhuǎn)換為電壓。折疊級(jí)聯(lián)運(yùn)放這種結(jié)構(gòu)改進(jìn)了兩級(jí)運(yùn)放的輸入共模范圍和電源電壓抑制特性。折疊級(jí)聯(lián)運(yùn)放的優(yōu)點(diǎn)之一是它產(chǎn)生一個(gè)推挽的輸出。IEEE發(fā)明的運(yùn)算放大器標(biāo)準(zhǔn)符號(hào)三角形圖案，兩個(gè)輸入端在三角形底邊，在三角形頂端輸出，這種像箭頭的圖案隱喻著信號(hào)的傳輸方向?！啊倍私拥?，“”端加信號(hào)，則輸出信號(hào)形狀將與“”端的輸入信號(hào)一樣，只是幅度增大K倍。 “”稱之為

39、非倒置輸入端(non-inverting input)，或叫同相輸入端?！啊倍私拥?，“”端加信號(hào)，則輸出信號(hào)不但遠(yuǎn)大于輸入信號(hào)，而且正好與輸入信號(hào)相反。 “”稱之為倒置輸入端(non-inverting input)，或叫反相輸入端。理想運(yùn)放構(gòu)成的負(fù)反饋同相放大器 如果放大增益K非常大，保證K1，則必有 即反饋放大器的閉環(huán)增益僅取決于電阻之比，與運(yùn)放本身的增益K無(wú)關(guān)。運(yùn)放本身增益的任何變化均不會(huì)影響閉環(huán)增益。故閉環(huán)增益的穩(wěn)定性極高。避免寄生振蕩的兩個(gè)措施相位補(bǔ)償任何運(yùn)算放大器均需相位補(bǔ)償。有的芯片已在內(nèi)部提供了相位補(bǔ)償電路，還有許多運(yùn)放芯片并不提供內(nèi)部補(bǔ)償在使用時(shí)必須外接相位補(bǔ)償電容。利用負(fù)反

40、饋限制放大器增益根據(jù)負(fù)反饋理論，一個(gè)放大器加上負(fù)反饋后，增益穩(wěn)定性可以提高，頻率響應(yīng)獲得改善，但是犧牲了放大器增益。另外，運(yùn)算放大器本身的增益，即開(kāi)環(huán)增益非常高，足以應(yīng)對(duì)反饋所帶來(lái)的損失，況且在絕大多數(shù)運(yùn)放的應(yīng)用場(chǎng)合也用不到這么高的增益，所以幾乎所有的應(yīng)用場(chǎng)合均采用負(fù)反饋。理想運(yùn)放構(gòu)成的負(fù)反饋同相放大器假如，開(kāi)環(huán)情況下運(yùn)算放大器的幅頻特性不好，高頻衰減很嚴(yán)重，只要它的增益k足以保持k1，則高頻情況下的閉環(huán)增益與開(kāi)環(huán)增益相同，因此改善了頻率響應(yīng)。VO與Vin波形一致，極性相同，故該電路是一種同相放大器，或稱非反相放大器，且電壓增益總是大于1。 輸入信號(hào)Vin是從運(yùn)算放大器的“”端加入的，負(fù)反饋電

41、壓VF是從“”端加入的。前面已經(jīng)說(shuō)過(guò)，“端是反相輸入端，當(dāng)信號(hào)從“”端輸入時(shí)，輸出電壓將是輸入的反相。所以，負(fù)反饋信號(hào)只能從“”端加入。這也就說(shuō)明了，為什么在幾乎所有的應(yīng)用場(chǎng)合，“”端均接有負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。理想運(yùn)放構(gòu)成的負(fù)反饋反相放大器 “”端接地，假定運(yùn)放增益k非常大；輸入電阻也非常大，近乎開(kāi)路；輸出電阻很小，幾乎無(wú)內(nèi)阻。電路可看成兩個(gè)理想電壓源vin和vO一起作用在R1和R2的分壓器上。利用疊加定理很容易求得“”端電壓為：理想運(yùn)放構(gòu)成的負(fù)反饋反相放大器1放大器的閉環(huán)增益僅取決于電阻比，與運(yùn)放本身增益k無(wú)關(guān)。故閉環(huán)增益的穩(wěn)定性極高，頻率特性獲得改善。2式 中有一負(fù)號(hào)，故 是一種反相放大器，增益可

42、以大于1，也可以小于1。3若將式 代入 得理想運(yùn)放構(gòu)成的負(fù)反饋反相放大器：虛地與虛短 意味著反相器的“”輸入端接地。“”輸入端真正接地，“”輸入端并沒(méi)有真正接地，但客觀上是地電位，故常稱為虛擬接地，簡(jiǎn)稱虛地?！啊倍耸堑仉娢唬啊倍艘彩堑仉娢弧啊薄啊眱啥送娢幌喈?dāng)于短路，但是，它并沒(méi)有真的短路，只是客觀效果是短路的，故常稱之為虛擬短路，簡(jiǎn)稱虛短。虛短原因：放大器的增益極大，幾乎是無(wú)限小的輸入電壓( ) 就能產(chǎn)生一定的輸出VO，故 幾乎就等于 ，造成了虛擬短路。 運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置 晶體管放大器正常工作時(shí)需要正確的偏置（bias），譬如，保證BE結(jié)是正向偏置（foreward bias），BC結(jié)

43、反向偏置（inverse bias），使工作點(diǎn)符合放大狀態(tài)要求。同時(shí)，還必須合理地設(shè)計(jì)偏置電路以保證工作點(diǎn)電流是穩(wěn)定的。運(yùn)算放大器的正常工作也需要有正確的偏置。但是偏置的目的和要求完全不同于晶體管放大器。運(yùn)算放大器無(wú)需使用者再外接偏置電路來(lái)保證各晶體管的穩(wěn)定工作點(diǎn)。運(yùn)放所需要的只是： 1為輸入電流提供直流通路， 2外接失調(diào)調(diào)整電路(offset adjuasting circuit)，將失調(diào)(offset)降到最低。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置通常，運(yùn)放的輸入端是差分放大器的基極，基流Ib不可避免地存在。對(duì)于雙極型輸入級(jí)的運(yùn)放，最小的Ib也有1nA(10-9A)，一般的為10nA1A。對(duì)于場(chǎng)效應(yīng)管輸入

44、級(jí)的運(yùn)放，最小的為1pA(10-12A)，一般的為10pA100pA數(shù)量級(jí)。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置上圖指出大多數(shù)運(yùn)放的Ib方向，個(gè)別運(yùn)放方向相反。既然有輸入偏置電流，外電路必須有直流通路，不然，ib在很高內(nèi)阻的外電路上將產(chǎn)生很大的電壓降，影響運(yùn)放正常工作。 我們假定，“”“”兩個(gè)輸入端的偏置電流不同，分別用Ib+和Ib-兩個(gè)電流源表示。這樣，圖中共有四個(gè)電源，利用疊加定理可算得 由 有故直流偏置對(duì)運(yùn)放工作的影響對(duì)比理想運(yùn)放的輸出輸入偏置電流Ib-引起的輸入電壓VO誤差，其值為R2Ib-如果輸入vin=0，輸出vO0。輸出電平的失調(diào)值為R2ib- ，由輸入偏置電流引起的。為什么ib+不引起失調(diào)呢？

45、因?yàn)槲覀儼研盘?hào)源vin假設(shè)電壓內(nèi)阻為0。假定有內(nèi)阻r，則流過(guò)時(shí)有電壓降，疊加到輸入端上。 由于 代入得 運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置故ib+所引起的失調(diào)有可能同ib-所引起的失調(diào)相抵消。顯然，相消的條件為即如果差分放大器對(duì)稱性良好， ib+ = ib-，”+”端輸入電路中應(yīng)當(dāng)有一個(gè)電阻，其值等于反饋網(wǎng)絡(luò)R1與R2的并聯(lián)。如果信號(hào)源內(nèi)阻很小，可以人為的串聯(lián)一個(gè)R3。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置在串有 的情況下。Vo為這時(shí)，失調(diào)取決于對(duì)稱性好壞。 反相器也受到偏置電流的影響。 ib+是不起作用的，利用疊加定理可得因 故運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置(a)(b)。與 對(duì)比。 代入得 。對(duì)比 知最后一項(xiàng)是由R3引入的。如果滿足

46、ib+和ib-引起的失調(diào)可以抵消。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置ib-引起的失調(diào)也是R2ib-，與同相放大器一樣，如果“+”端也串入一個(gè)電阻R3，有可能消除失調(diào)。如右圖所示。對(duì)比同向放大器的輸出失調(diào)相消后，輸出失調(diào)電平正比于兩輸入端偏置電流之差。定義運(yùn)放輸入失調(diào)電流定義平均輸入偏置電流解得考慮輸入偏置電流和輸入失調(diào)電流(offset current)對(duì)運(yùn)放工作影響的等效電阻為右上圖。ib和ios可以從手冊(cè)上查到。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置R3等于R1和R2的并聯(lián)，反向放大器輸出用ib和ios代替和后，同相放大器輸出可以寫成反相放大器輸出可以寫成必須強(qiáng)調(diào)指出，用ib和ios代替原始的偏置電流， 不僅是表達(dá)上清晰

47、，手冊(cè)上查得到，更重要的是概念分清了，有助于電路設(shè)計(jì)者選用運(yùn)放芯片和設(shè)計(jì)外部電路。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置輸入偏置電流ib這個(gè)參數(shù)說(shuō)明了，即使“”和“”兩端的基流相等，輸入失調(diào)電流ios為0，仍然有可能引起失調(diào)。產(chǎn)生的失調(diào)的原因是ib流過(guò)輸入電路的電阻造成的。如果“”和“”兩輸入端的外接電阻相等，兩個(gè)ib所產(chǎn)生的電壓降相等，失調(diào)可以抵消。但如果“”和“”兩端的外接電阻不相等，相差R，則在輸入端產(chǎn)生的失調(diào)電壓為: 運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置“”和“”兩端基流之差，輸入失調(diào)電流ios這個(gè)參數(shù)還是比較大的，往往達(dá)到輸入偏置電流ib的1/81/3。由同、反相放大器輸出可知，Ios引起的輸出電平失調(diào)均為 ，折算到

48、輸入端，相應(yīng)的輸入失調(diào)電壓(offset voltage)為運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置假設(shè)差分放大器兩側(cè)晶體管的集電流相等，由于工藝的原因，很難保證兩個(gè)管子的相等。對(duì)大多數(shù)運(yùn)放芯片舉例 為了有數(shù)量上的概念，我們以A741為例，注意，A741有很多檔次，其中級(jí)別最高的芯片，ib=80nA，ios=30nA。如果外電路所用電阻R1=100k，則 ，數(shù)值較大與輸入失調(diào)電壓VBE=2mV是同一個(gè)數(shù)量級(jí)。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置另一方面，如果差分放大器兩只管子的導(dǎo)通電壓VBE(ON)不相等，則兩個(gè)基極電流也不會(huì)相等。為使基流相等，輸入電壓不得不有差別，這個(gè)電壓常稱為輸入失調(diào)電壓Vos，上圖表示輸入失調(diào)電壓在等效電

49、路中的位置。下表是常用運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓Vos的典型值和最大值。A741LM301ALM308ALF356TL071RC4558OP07Vos(典型，mV)220.3330.50.03Vos(最大，mV)67.52101060.075“”“”輸入端電阻不等由輸入偏置電流ib引起的失調(diào)電壓分量；由輸入失調(diào)電流ios引起的失調(diào)電壓分量；輸入失調(diào)電壓。盡管這三個(gè)分量也許有不同極性，有可能對(duì)消，但從電路設(shè)計(jì)者的角度來(lái)看，這種對(duì)消是很難利用的。因?yàn)閕b、ios、vos這三個(gè)參數(shù)誤差很大，即使是同一型號(hào)，同一檔次仍有較大誤差，所以要想對(duì)消是不可能的。設(shè)計(jì)者只能考慮最壞情況三個(gè)失調(diào)分量均呈最大值，且全部相加

50、，輸入失調(diào)電壓為 將上式乘以運(yùn)放閉環(huán)增益，即得輸出失調(diào)電壓。三種失調(diào)電壓運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置這里也可以說(shuō)明，不加負(fù)反饋的運(yùn)放是無(wú)法使用的。譬如，A741的輸入失調(diào)電壓Vos=2mV，開(kāi)環(huán)增益達(dá)106dB(2105倍)。相應(yīng)的輸出電平失調(diào)為kvos=2105210-3=400V?？梢?jiàn)，僅僅vos一項(xiàng)失調(diào)分量已使輸出電平失調(diào)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)電源電壓15V，運(yùn)放不是截止就是飽和，這就是運(yùn)放不能開(kāi)環(huán)應(yīng)用的有一個(gè)原因，開(kāi)環(huán)增益實(shí)在太大，輸入端略有失調(diào)，輸出電平就“出軌”。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置為了克服失調(diào)，通常采用失調(diào)調(diào)整電路，許多運(yùn)放芯片均提供失調(diào)調(diào)整引腳。譬如， A741由引腳1、5外接失調(diào)調(diào)整電路，用負(fù)電源

51、。如右圖所示。失調(diào)調(diào)整機(jī)理是在差分放大器有源負(fù)載處，改變電流源的發(fā)射極電阻間的平衡從而調(diào)整差分放大器兩側(cè)晶體管的集流。如上圖所示，電位器通常用10k，其值是由芯片制造廠建議的。運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置圖(a)是LF356的失調(diào)調(diào)整電路，25k電位器仍接在1、5之間，但是，加正電源。1、5引腳所分到的正電壓分別加到兩個(gè)P溝道場(chǎng)效應(yīng)管的源極，以調(diào)整結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管差分放大器兩側(cè)的電流。見(jiàn)圖(b)(a)(b)運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置圖(a)是TL071的失調(diào)調(diào)整電路。電位器用100k串聯(lián)1.5k隔離后，加負(fù)電源。失調(diào)調(diào)整機(jī)理是同A741一樣。改變有源負(fù)載電源中的發(fā)射極電阻，從而調(diào)整差分放大器兩側(cè)場(chǎng)效應(yīng)管的電流。如圖(b)所示。然而需要注意，TL071和TL081的失調(diào)調(diào)整機(jī)理是不同于TL080和TL070的。這是因?yàn)門L070和TL080的失調(diào)調(diào)整引腳是與相位補(bǔ)償兼用的。(a)(b)運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置右圖是LM318的失調(diào)調(diào)整電路。電位器為200k，加正電源。失調(diào)調(diào)整機(jī)理與A741、TL07X、LF356等都不同。該電位器將直接改變差分放大器兩側(cè)晶體管的負(fù)載，從而調(diào)整兩管電流。 運(yùn)放工作時(shí)的直流偏置 必須指出，有些運(yùn)放芯片，特別是雙運(yùn)放和四運(yùn)放，由于封裝時(shí)無(wú)法為每個(gè)運(yùn)放設(shè)立一對(duì)失調(diào)調(diào)整用的引腳，故根本不提供失調(diào)調(diào)整引腳，比如，RC4558、LM324、TL