第8章-反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件

8.1概述8.2反饋控制電路的基本原理與分析方法8.3自動(dòng)增益控制電路8.4自動(dòng)頻率控制電路8.5鎖相環(huán)路8.6章末小結(jié)第8章反饋控制電路返回主目錄8.1概述第8章反饋控制電路返回主目錄第8章反饋控制電路8．１概述以上各章分別介紹了放大電路、振蕩電路、調(diào)制電路和解調(diào)電路。由這些功能電路可以組成一個(gè)完整的通信系統(tǒng)或其它電子系統(tǒng),但是這樣組成的系統(tǒng)其性能不一定完善。例如,在調(diào)幅接收機(jī)中,天線上感生的有用信號的強(qiáng)度往往由于電波傳播衰落等原因會(huì)有較大的起伏變化,導(dǎo)致放大器輸出信號時(shí)強(qiáng)時(shí)弱不規(guī)則變化,有時(shí)還會(huì)造成阻塞。又如,在通信系統(tǒng)中,收發(fā)兩地的載頻應(yīng)保持嚴(yán)格同步,使輸出中頻穩(wěn)定,而要做到這一點(diǎn)也比較困難。第8章反饋控制電路8．１概述特別是在航空航天電子系統(tǒng)中,由于收、發(fā)設(shè)備是裝在不同的運(yùn)載體上,二者之間存在相對運(yùn)動(dòng),必然產(chǎn)生多卜勒效應(yīng),因此引入隨機(jī)頻差。所以,為了提高通信和電子系統(tǒng)的性能指標(biāo),或者實(shí)現(xiàn)某些特定的要求,必須采用自動(dòng)控制方式。由此,各種類型的反饋控制電路便應(yīng)運(yùn)而生了。根據(jù)控制對象參量的不同,反饋控制電路可分為以下三類：自動(dòng)增益控制（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ,簡稱ＡＧＣ）,自動(dòng)頻率控制（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＦｒｅｑｕｅｎｃｙＣｏｎｔｒｏｌ,簡稱ＡＦＣ）和自動(dòng)相位控制（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＰｈａｓｅＣｏｎｔｒｏｌ,簡稱ＡＰＣ）。其中自動(dòng)相位控制電路又稱為鎖相環(huán)路（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ,簡稱ＰＬＬ）,是應(yīng)用最廣的一種反饋控制電路。特別是在航空航天電子系統(tǒng)中,由于收、發(fā)設(shè)備是8．2反饋控制電路的基本原理與分析方法

8.2.1基本工作原理反饋控制電路的組成如圖8．２．１所示。在反饋控制電路里,比較器、控制信號發(fā)生器、可控器件和反饋網(wǎng)絡(luò)四部分構(gòu)成了一個(gè)負(fù)反饋閉合環(huán)路。其中比較器的作用是將外加參考信號ｒ（ｔ）和反饋信號ｆ（ｔ）進(jìn)行比較,輸出二者的差值即誤差信號ｅ（ｔ）,然后經(jīng)過控制信號發(fā)生器送出控制信號ｃ（ｔ）,對可控器件的某一特性進(jìn)行控制。對于可控器件,或者是其輸入輸出特性受控制信號ｃ（ｔ）的控制（如可控增益放大器）,或者是在不加輸入的情況下,本身輸出信號的某一參量受控制信號ｃ（ｔ）的控制（如壓控振蕩器）。而反饋網(wǎng)絡(luò)的作用是在輸出信號ｙ（ｔ）中提取所需要進(jìn)行比較的分量,并送入比較器。8．2反饋控制電路的基本原理與分析方法8第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件需要注意的是,圖8．2．1中所標(biāo)明的各時(shí)域信號的量綱不一定是相同的。根據(jù)輸入比較信號參量的不同,圖中的比較器可以是電壓比較器、頻率比較器（鑒頻器）或相位比較器（鑒相器）三種,所以對應(yīng)的ｒ（ｔ）和ｆ（ｔ）可以是電壓、頻率或相位參量。誤差信號ｅ（ｔ）和控制信號ｃ（ｔ）一般是電壓。可控器件的可控制特性一般是增益或頻率,所以輸出信號ｙ（ｔ）的量綱是電壓、頻率或相位。根據(jù)參考信號的不同狀況,反饋控制電路的工作情況有兩種。１參考信號ｒ（ｔ）不變,恒定為ｒ0假定電路已處于穩(wěn)定狀態(tài),輸入信號ｘ（ｔ）恒定為ｘ0,輸出信號ｙ（ｔ）恒定為ｙ0,誤差信號恒定為ｅ0。需要注意的是,圖8．2．1中所標(biāo)明的各時(shí)域現(xiàn)由于輸入信號ｘ（ｔ）或可控器件本身的特性發(fā)生變化,導(dǎo)致輸出信號ｙ（ｔ）發(fā)生變化,產(chǎn)生一個(gè)增量Δｙ,從而產(chǎn)生一個(gè)新的反饋信號ｆ（ｔ）,經(jīng)與恒定的參考信號ｒ0比較,必然使誤差信號發(fā)生變化,產(chǎn)生一個(gè)增量Δｅ。誤差信號的變化將使可控器件的特性發(fā)生變化,從而使ｙ（ｔ）變化的方向與原來變化的方向相反,也就是使Δｙ減小。經(jīng)過不斷地循環(huán)反饋,最后環(huán)路達(dá)到新的穩(wěn)定狀態(tài),輸出ｙ（ｔ）趨近于原穩(wěn)定狀態(tài)ｙ0。由此可見,反饋控制電路在這種工作情況下,可以使輸出信號y(t)穩(wěn)定在一個(gè)預(yù)先規(guī)定的參數(shù)上?，F(xiàn)由于輸入信號ｘ（ｔ）或可控器件本身的特性發(fā)

２.參考信號ｒ（ｔ）變化由于ｒ（ｔ）變化,無論輸入信號ｘ（ｔ）或可控器件本身特性有無變化,輸出信號ｙ（ｔ）一般均要發(fā)生變化。從ｙ（ｔ）中提取所需分量并經(jīng)反饋后與ｒ（ｔ）比較,如果二者變化規(guī)律不一致或不滿足預(yù)先設(shè)置的規(guī)律,則將產(chǎn)生誤差信號,使ｙ（ｔ）向減小誤差信號的方向變化,最后使ｙ（ｔ）和ｒ（ｔ）的變化趨于一致或滿足預(yù)先設(shè)置的規(guī)律。由此可見,這種反饋控制電路可使輸出信號ｙ（ｔ）跟蹤參考信號ｒ（ｔ）的變化。２.參考信號ｒ（ｔ）變化

8.2.2數(shù)學(xué)模型反饋控制電路和負(fù)反饋放大器都是閉環(huán)工作的自動(dòng)調(diào)節(jié)系統(tǒng),區(qū)別在于組成上的不同。負(fù)反饋放大器一般是一個(gè)線性系統(tǒng),可利用線性電路的分析方法。而反饋控制電路中的比較器不一定是線性器件,例如鎖相環(huán)中的鑒相器就是非線性器件。所以,根據(jù)具體電路的組成情況,對于反饋控制電路需分別采用線性或非線性的分析方法。但是,在分析某些性能指標(biāo)時(shí),在一定條件下,某些非線性環(huán)節(jié)可以近似用線性化的方法處理。例如,鑒相器在輸入信號相位差較小時(shí),其輸出電壓與輸入信號相位差近似成線性關(guān)系,這時(shí)可以把鑒相器作為線性器件處理。8.2.2數(shù)學(xué)模型第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件以下將反饋控制電路作為一個(gè)線性系統(tǒng)分析。由于直接采用時(shí)域分析法比較復(fù)雜,所以采用復(fù)頻域分析法,然后利用拉氏逆變換再求出其時(shí)域響應(yīng),或利用拉氏變換與傅氏變換的關(guān)系求得其頻率響應(yīng)。根據(jù)圖8．2．1反饋控制電路的組成方框圖,可畫出用拉氏變換表示的數(shù)學(xué)模型,如圖8．2．2所示。圖中Ｒ（ｓ）,Ｅ（ｓ）,Ｃ（ｓ）,Ｘ（ｓ）,Ｙ（ｓ）和Ｆ（ｓ）分別是ｒ（ｔ）,ｅ（ｔ）,ｃ（ｔ）,ｘ（ｔ）,ｙ（ｔ）和ｆ（ｔ）的拉氏變換式。比較器輸出的誤差信號ｅ（ｔ）通常與ｒ（ｔ）和ｆ（ｔ）的差值成正比,設(shè)比例系數(shù)為ｋb,則有:以下將反饋控制電路作為一個(gè)線性系統(tǒng)分析。由e(t)=kb［r(t)-f(t)］(8.2.1)寫成拉氏變換式,有:E(s)=kb［R(s)-F(s)］(8.2.2)將可控器件作為線性器件對待,有:y(t)=kcc(t)(8.2.3)ｋc是比例系數(shù)。寫成拉氏變換式,有:Y(s)=kcC(s)(8.2.4)實(shí)際電路中一般都包括濾波器,其位置可歸在控制信號發(fā)生器或反饋網(wǎng)絡(luò)中,所以將這兩個(gè)環(huán)節(jié)看作線性網(wǎng)絡(luò)。其傳遞函數(shù)分別為:e(t)=kb［r(tH1(s)=C(s)E(s)(8.2.5)H2(s)=F(s)Y(s)(8.2.6)由此可以求出整個(gè)系統(tǒng)的兩個(gè)重要傳遞函數(shù)：閉環(huán)傳遞函數(shù)T(s)=誤差傳遞函數(shù)Te(s)=H1(s)=C(s

8.2.3基本特性分析將反饋控制電路作為一個(gè)線性系統(tǒng),按照上述數(shù)學(xué)模型求出它的閉環(huán)傳遞函數(shù)Ｔ（ｓ）和誤差傳遞函數(shù)Ｔe（ｓ）之后,就可以進(jìn)一步對其基本特性進(jìn)行分析。反饋控制電路的基本特性及其分析方法大致如下。

１.暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)利用閉環(huán)傳遞函數(shù)Ｔ（ｓ）,在給定參考信號Ｒ（ｓ）的作用下,求出其輸出Ｙ（ｓ）,然后作拉氏反變換,即可求出系統(tǒng)時(shí)域響應(yīng)ｙ（ｔ）,其中包括暫態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)兩部分。8.2.3基本特性分析

２.跟蹤特性利用誤差傳遞函數(shù)Ｔe（ｓ）,在給定參考信號Ｒ（ｓ）作用下,求出其誤差函數(shù)Ｅ（ｓ）,然后作拉氏反變換,即可求得誤差信號ｅ（ｔ）,這就是跟蹤特性。也可利用拉氏變換的終值定理求得穩(wěn)態(tài)誤差值:es=

３.頻率特性利用拉氏變換與傅氏變換的關(guān)系,將閉環(huán)傳遞函數(shù)Ｔ（ｓ）和誤差傳遞函數(shù)Ｔe（ｓ）變換為Ｔ（jω）和Ｔe（jω）,即為閉環(huán)頻率響應(yīng)特性和誤差頻率響應(yīng)特性。２.跟蹤特性

４.穩(wěn)定性根據(jù)線性系統(tǒng)穩(wěn)定性理論,當(dāng)閉環(huán)傳遞函數(shù)Ｔ（ｓ）中的全部極點(diǎn)都位于復(fù)平面的左半平面內(nèi),則環(huán)路是穩(wěn)定的。若其中一個(gè)或一個(gè)以上極點(diǎn)位于復(fù)平面的右半平面或虛軸上,則環(huán)路是不穩(wěn)定的。

５動(dòng)態(tài)范圍組成反饋控制電路的各個(gè)環(huán)節(jié)均不可能具有無限寬的線性范圍,當(dāng)其中某個(gè)環(huán)節(jié)的工作狀態(tài)進(jìn)入非線性區(qū)后,系統(tǒng)的自動(dòng)調(diào)節(jié)功能可能被破壞。所以,任何一個(gè)實(shí)際的反饋控制電路都有一個(gè)能夠正常工作的范圍,稱為控制范圍或動(dòng)態(tài)范圍。動(dòng)態(tài)范圍的大小主要取決于各環(huán)節(jié)中器件的非線性特性。一般用ｒ（ｔ）、ｘ（ｔ）或ｙ（ｔ）的取值范圍來表示。４.穩(wěn)定性8．３自動(dòng)增益控制電路在通信、導(dǎo)航、遙測遙控系統(tǒng)中,由于受發(fā)射功率大小、收發(fā)距離遠(yuǎn)近、電波傳播衰落等各種因素的影響,接收機(jī)所接收的信號強(qiáng)弱變化范圍很大,信號最強(qiáng)時(shí)與最弱時(shí)可相差幾十分貝。如果接收機(jī)增益不變,則信號太強(qiáng)時(shí)會(huì)造成接收機(jī)飽和或阻塞,而信號太弱時(shí)又可能被丟失。因此,必須采用自動(dòng)增益控制電路,使接收機(jī)的增益隨輸入信號強(qiáng)弱而變化。這是接收機(jī)中幾乎不可缺少的輔助電路。在發(fā)射機(jī)或其它電子設(shè)備中,自動(dòng)增益控制電路也有廣泛的應(yīng)用。8．３自動(dòng)增益控制電路在通信、導(dǎo)航、遙測遙控

8.3.1工作原理

１電路組成框圖自動(dòng)增益控制電路是一種在輸入信號幅值變化很大的情況下,通過調(diào)節(jié)可控增益放大器的增益,使輸出信號幅值基本恒定或僅在較小范圍內(nèi)變化的一種電路,其組成方框圖如圖8．3．1所示。設(shè)輸入信號振幅為Ux,輸出信號振幅為Uy,可控增益放大器增益為Ａg（uc）,即其是控制信號uc的函數(shù),則有：Uy=Ag(uc)Ux(8.3.1)8.3.1工作原理第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件

２比較過程在ＡＧＣ電路里,比較參量是信號電平,所以采用電壓比較器。反饋網(wǎng)絡(luò)由電平檢測器、低通濾波器和直流放大器組成。反饋網(wǎng)絡(luò)檢測出輸出信號振幅電平（平均電平或峰值電平）,濾去不需要的較高頻率分量,然后進(jìn)行適當(dāng)放大后與恒定的參考電平UR比較,產(chǎn)生一個(gè)誤差信號。控制信號發(fā)生器在這里可看作是一個(gè)比例環(huán)節(jié),增益為ｋ1。若Ux減小而使Uy減小時(shí),環(huán)路產(chǎn)生的控制信號uc將使增益Ａg增大,從而使Uy趨于增大。若Ux增大而使Uy增大時(shí),環(huán)路產(chǎn)生的控制信號uc將使增益Ａg減小,從而使Uy趨于減小。無論何種情況,通過環(huán)路不斷地循環(huán)反饋,都應(yīng)該使輸出信號振幅Uy保持基本不變或僅在較小范圍內(nèi)變化。２比較過程

３濾波器的作用環(huán)路中的低通濾波器是非常重要的。由于發(fā)射功率變化,距離遠(yuǎn)近變化,電波傳播衰落等引起信號強(qiáng)度的變化是比較緩慢的,所以整個(gè)環(huán)路應(yīng)具有低通傳輸特性,這樣才能保證僅對信號電平的緩慢變化有控制作用。尤其當(dāng)輸入為調(diào)幅信號時(shí),為了使調(diào)幅波的有用幅值變化不會(huì)被自動(dòng)增益控制電路的控制作用所抵消（此現(xiàn)象稱為反調(diào)制）,必須恰當(dāng)選擇環(huán)路的頻率響應(yīng)特性,使對高于某一頻率的調(diào)制信號的變化無響應(yīng),而僅對低于這一頻率的緩慢變化才有控制作用。這就主要取決于低通濾波器的截止頻率。３濾波器的作用

４控制過程說明設(shè)輸出信號振幅Uy與控制電壓uc的關(guān)系為:Uy=Uy0+kcuc=Uy0+ΔUy(8.3.2)根據(jù)式(8.3.1)又有:Uy=Ag(uc)Ux=［Ag(0)+kguc］Ux其中Ag(uc)=Ag(0)+kguc又有Uy0=Ag(0)Ux0(8.3.4)４控制過程說明式中的Uy0是控制信號為零時(shí)所對應(yīng)的輸出信號振幅,Ux0和Ａg（０）是相應(yīng)的輸入信號振幅和放大器增益,ｋc和ｋｇ皆為常數(shù),表示均為線性控制。若低通濾波器對于直流信號的傳遞函數(shù)Ｈ（s）＝１,當(dāng)誤差信號ue＝０時(shí),由圖8．3．1可寫出UR和Uy0、Ｕx0之間的關(guān)系:UR=k2k3Uy0=k2k3Ag(0)Ux0(8.3.5)當(dāng)輸入信號振幅Ux≠Ux0且保持恒定時(shí),環(huán)路經(jīng)自身調(diào)節(jié)后達(dá)到新的平衡狀態(tài),這時(shí)的誤差電壓式中的Uy0是控制信號為零時(shí)所對應(yīng)的輸出信號ue∞=kb(ＵR-k2k3Ｕy∞)(8.3.6)又Uy∞=［Ag(０)+kck1ue∞］Ux(8.3.7)從以上兩式可知,ue∞≠0,否則與式(8.3.5)比較,將有Ux=Ux0,與條件不符合。同時(shí)也說明Uy∞≠Ｕy0,即ＡＧＣ電路是有電平誤差的控制電路。式中，k2、k3和kb均為比例系數(shù)。ue∞=kb(ＵR-k2k3Ｕy∞)

8.3.2主要性能指標(biāo)ＡＧＣ電路的主要性能指標(biāo)有兩個(gè):一是動(dòng)態(tài)范圍,二是響應(yīng)時(shí)間。

１.動(dòng)態(tài)范圍ＡＧＣ電路是利用電壓誤差信號ue去消除輸出信號振幅Uy與理想電壓振幅Uy0之間電壓誤差的自動(dòng)控制電路。所以,當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)后,仍會(huì)有電壓誤差存在,從對ＡＧＣ電路的實(shí)際要求考慮,一方面希望輸出信號振幅的變化越小越好,即與理想電壓振幅Ｕy0的誤差越小越好；另一方面也希望容許輸入信號振幅Ｕx的變化越大越好,也就是說,在給定輸出信號幅值變化范圍內(nèi),容許輸入信號振幅的變化越大,則表明ＡＧＣ電路的動(dòng)態(tài)范圍越寬,性能越好。8.3.2主要性能指標(biāo)設(shè)ｍo是ＡＧＣ電路限定的輸出信號振幅最大值與最小值之比（輸出動(dòng)態(tài)范圍）,即:ｍi為ＡＧＣ電路容許的輸入信號振幅的最大值與最小值之比（輸入動(dòng)態(tài)范圍）,即:則有設(shè)ｍo是ＡＧＣ電路限定的輸出信號振幅最大值與上式中,Ａgmax是輸入信號振幅最小時(shí)可控增益放大器的增益,顯然,這應(yīng)是它的最大增益。Ａgmin是輸入信號振幅最大時(shí)可控增益放大器的增益,顯然,這應(yīng)是它的最小增益。比值mi/mo越大,表明ＡＧＣ電路輸入動(dòng)態(tài)范圍越大,而輸出動(dòng)態(tài)范圍越小,則ＡＧＣ性能越佳,這就要求可控增益放大器的增益控制倍數(shù)ｎg盡可能大。ｎg也可稱為增益動(dòng)態(tài)范圍,通常用分貝數(shù)表示。２響應(yīng)時(shí)間ＡＧＣ電路是通過對可控增益放大器增益的控制來實(shí)現(xiàn)對輸出信號振幅變化的限制,而增益的變化又取決于輸入信號振幅的變化。上式中,Ａgmax是輸入信號振幅最小時(shí)可控對ＡＧＣ電路的響應(yīng)時(shí)間長度的要求取決于輸入信號Ux的類型和特點(diǎn),根據(jù)響應(yīng)時(shí)間長短分別有慢速AGC和快速AGC之分。而響應(yīng)時(shí)間長短的調(diào)節(jié)由環(huán)路帶寬決定,主要是低通濾波器的帶寬。低通濾波器帶寬越寬,則響應(yīng)時(shí)間越短,但容易出現(xiàn)反調(diào)制現(xiàn)象。例8.1某接收機(jī)輸入信號振幅的動(dòng)態(tài)范圍是６２dB,輸出信號振幅限定的變化范圍為３０%。若單級放大器的增益控制倍數(shù)為２０dB,需要多少級ＡＧＣ電路才能滿足要求？20lgmo=20lg對ＡＧＣ電路的響應(yīng)時(shí)間長度的要求取決于輸入信所以,需要三級ＡＧＣ電路。例8.2在圖示AGC電路方框圖中,ux和ug分別是輸入和輸出信號,參考信號UR=1V,可控增益放大器的增益Ag(uc)=1+0.3uc,即理想的要求是增益為1。若輸入信號振幅Ux變化范圍為±1.5dB時(shí),要求輸出信號振幅Uy變化范圍限制在±0.05dB以內(nèi),試求直流放大器增益k1的最小值應(yīng)是多少?所以,需要三級ＡＧＣ電路。解:由圖示方框圖可寫出有關(guān)參量之間的關(guān)系式。因?yàn)閡c=k1ue=k1kb(UR-ηdUy)又Uy=AgUx=(1+0.3uc)Ux所以Uy=［1+0.3k1kb(UR-ηdUy)］Ux=Ux+0.3k1kbUx(UR-ηdUy)代入已知數(shù)據(jù),可求得:解:由圖示方框圖可寫出有關(guān)參量之間的關(guān)系式。由AGC原理可知,Uy隨Ux的增大(或減小)而增大(或減小)。所以,當(dāng)Ux變化+1.5dB時(shí),要求Uy變化不超過+0.05dB,轉(zhuǎn)換成倍數(shù),分別為1.189和1.006。這時(shí):k1=≈86當(dāng)Ux變化-1.5dB時(shí),要求Uy變化不超過-0.05dB,轉(zhuǎn)換成倍數(shù),分別為0.841和0.994。這時(shí):k1=≈101如果要求同時(shí)滿足以上兩個(gè)條件,則要求k1≥101。由AGC原理可知,Uy隨Ux的增大(或減小

8.3.3電路類型根據(jù)輸入信號的類型、特點(diǎn)以及對控制的要求,ＡＧＣ電路主要有兩種類型。

１簡單ＡＧＣ電路在簡單ＡＧＣ電路里,參考電平UR＝０。這樣,無論輸入信號振幅Ux大小如何,ＡＧＣ的作用都會(huì)使增益Ａg減小,從而使輸出信號振幅Uy減小。其輸出特性如圖8．3．2所示。簡單ＡＧＣ電路的優(yōu)點(diǎn)是線路簡單,在實(shí)用電路里不需要電壓比較器；缺點(diǎn)是對微弱信號的接收很不利,因?yàn)檩斎胄盘栒穹苄r(shí),放大器的增益仍會(huì)受到反饋控制而有所減小,從而使接收靈敏度降低。所以,簡單ＡＧＣ電路適用于輸入信號振幅較大的場合。8.3.3電路類型第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件

２.延遲ＡＧＣ電路在延遲ＡＧＣ電路里有一個(gè)起控門限,即比較器參考電平UR。由式（8．3．5）可知,它對應(yīng)的輸入信號振幅即為Ux0,也就是圖8．３．３中的Uxmin。當(dāng)輸入信號Ux小于Uxmin時(shí),反饋環(huán)路斷開,ＡＧＣ不起作用,放大器增益Ａg不變,輸出信號Uy與輸入信號Ux成線性關(guān)系。當(dāng)Ux大于Uxmin后,反饋環(huán)路接通,ＡＧＣ電路開始產(chǎn)生誤差信號和控制信號,使放大器增益Ａg有所減小,保持輸出信號Ｕy基本恒定或僅有微小變化。２.延遲ＡＧＣ電路第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件當(dāng)輸入信號Ｕx大于Ｕxmax后,ＡＧＣ作用消失。可見,Ｕxmin與Ｕxmax區(qū)間即為所容許的輸入信號的動(dòng)態(tài)范圍,Ｕymin與Ｕymax區(qū)間即為對應(yīng)的輸出信號的動(dòng)態(tài)范圍。這種ＡＧＣ電路由于需要延遲到Ｕx＞Ｕxmin之后才開始控制作用,故稱為延遲ＡＧＣ?！把舆t”二字不是指時(shí)間上的延遲。當(dāng)輸入信號Ｕx大于Ｕxmax后,ＡＧＣ作

8.3.4可控增益放大器控制放大器增益的方法主要有兩種:一種方法是通過改變放大器本身的某些參數(shù),如發(fā)射極電流、負(fù)載、電流分配比、恒流源電流、負(fù)反饋大小等等來控制其增益;另一種方法是插入可控衰減器來改變整個(gè)放大器的增益。

下面介紹兩種常用電路。１.晶體管增益控制電路晶體管放大器的增益取決于晶體管正向傳輸導(dǎo)納|yfe|,而|yfe|又與晶體管工作點(diǎn)有關(guān),所以,改變發(fā)射極平均電流ＩE就可以使|yfe|隨之改變,從而達(dá)到控制放大器增益的目的。8.3.4可控增益放大器圖８．３．４是晶體管|yfe|-IE特性曲線,其中實(shí)線是普通晶體管特性,虛線是ＡＧＣ管特性。如果把靜態(tài)工作點(diǎn)選在ＩEQ點(diǎn),當(dāng)ＩE＜ＩＥQ時(shí),|yfe|隨ＩE減小而下降,稱為反向ＡＧＣ；當(dāng)ＩE＞ＩEQ時(shí),|yfe|隨ＩE增加而下降,稱為正向ＡＧＣ。對于反向ＡＧＣ,當(dāng)輸入信號增強(qiáng)時(shí),希望增益減小,即|yfe|減小,則ＩE應(yīng)該減小,所以ＩE的變化方向與輸入信號的變化方向應(yīng)該正好相反,故稱為反向ＡＧＣ。而對于正向ＡＧＣ,當(dāng)輸入信號增強(qiáng)時(shí),為使增益減小,ＩE應(yīng)該增大,所以ＩE的變化方向與輸入信號的變化方向應(yīng)該相同?？刂齐妷杭瓤梢詮陌l(fā)射極送入,也可以從基極送入。圖８．３．４是晶體管|yfe|-IE特性曲線第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件反向ＡＧＣ的優(yōu)點(diǎn)是工作電流較小,對晶體管安全工作有利,但工作范圍較窄,而正向ＡＧＣ正好相反。為了克服正向ＡＧＣ工作電流較大的缺點(diǎn),在制作晶體管時(shí)可以使其|yfe|-IE特性曲線的峰值點(diǎn)左移,同時(shí)使右端曲線斜率增大。專供增益控制用的ＡＧＣ管大多是正向ＡＧＣ管。這種電路的缺點(diǎn)是,當(dāng)工作電流ＩE變化時(shí),晶體管輸入輸出電阻、電容也會(huì)發(fā)生變化,因此將影響放大器的幅頻特性、相頻特性和回路Ｑ值。但由于電路簡單,在一些要求不太高的ＡＧＣ電路中仍被廣泛應(yīng)用。反向ＡＧＣ的優(yōu)點(diǎn)是工作電流較小,對晶體管安全圖8．3．5是晶體管收音機(jī)中的簡單ＡＧＣ電路。Ｒ2Ｃ3組成低通濾波器,從檢波后的音頻信號中取出緩變直流分量作為控制信號直接對晶體管進(jìn)行增益控制。經(jīng)分析可知,這是反向ＡＧＣ。調(diào)節(jié)可變電阻Ｒ2,可以使低通濾波器的截止頻率低于解調(diào)后音頻信號的最低頻率,避免出現(xiàn)反調(diào)制。

２差分放大器發(fā)射極負(fù)反饋增益控制電路圖8．３．６是集成電路中常用的發(fā)射極負(fù)反饋增益控制電路。V1和V2組成差分放大器。信號從V1、V2的兩個(gè)基極雙端輸入,從兩個(gè)集電極雙端輸出,控制信號uc從V3管基極注入。圖8．3．5是晶體管收音機(jī)中的簡單ＡＧＣ電第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件兩個(gè)二極管V4、V5和電阻Ｒe1、Ｒe2構(gòu)成發(fā)射極負(fù)反饋,且有Ｒe1＝Ｒe2＝Ｒe,Ｒc1＝Ｒc2＝Ｒc。二極管Ｖ4、Ｖ5導(dǎo)通與否取決于Ｒe1和Ｒe2上的壓降。當(dāng)控制電壓uc很小時(shí),ＩC3很小,流經(jīng)Ｒe1和Ｒe2上的平均電流各為ＩC3／２。如ＩC3Ｒe／２小于二極管導(dǎo)通電壓,則二極管Ｖ４、Ｖ５截止,這時(shí)差分放大器增益最小,在滿足深度負(fù)反饋條件時(shí)，雙端輸出增益可寫成兩個(gè)二極管V4、V5和電阻Ｒe1、Ｒe2構(gòu)當(dāng)控制電壓uc逐漸增大,ＩC3增加,使ＩC3Ｒe／２大于二極管導(dǎo)通電壓,則Ｖ４、Ｖ５導(dǎo)通,導(dǎo)通電阻rd將隨著導(dǎo)通電流ID的增加而減小。如Ｒe取值較大,隨著ＩC3的增加,二極管的分流作用越來越大,ｒd越來越小,發(fā)射極等效電阻R′e=rd‖Re也越來越小,負(fù)反饋?zhàn)饔迷絹碓饺?差分放大器增益越來越大,控制過程為uc↑→IC3↑→ID↑→rd↓→R′e↓→Ag↑。這時(shí)的增益表達(dá)式為:Ag≈-(8.3.10)可見,利用這種電路進(jìn)行增益控制時(shí),控制電壓uc應(yīng)隨著輸入信號增大而減小。

當(dāng)控制電壓uc逐漸增大,ＩC3增加,使ＩC

8.3.5實(shí)用電路介紹在電視機(jī)中廣泛采用ＡＧＣ電路。圖8．３．7是一個(gè)由高頻放大、三級中頻放大、視頻檢波、ＡＧＣ檢波和ＡＧＣ放大等電路組成的ＡＧＣ系統(tǒng)。ＡＧＣ檢波電路是將預(yù)視頻放大電路輸出的全電視信號進(jìn)行檢波,得出與信號電平大小有關(guān)的直流信號,然后進(jìn)行直流放大以提高ＡＧＣ控制靈敏度。為了使控制更合理,采用了兩級延遲ＡＧＣ。當(dāng)輸入信號振幅Ux超過某一定值Ux1后,先對中放進(jìn)行增益控制,而高放增益不變,這是第一級延遲。當(dāng)Ｕx超過另一定值Ux2后,中放增益不再降低,而高放增益開始起控,這是第二級延遲。其增益隨輸入信號Ｕx變化的曲線如圖８．３．８所示。采用兩級延遲ＡＧＣ的原因在于當(dāng)輸入信號不是很大時(shí),保持高放級處于最大增益可使高放級輸出信噪比不致降低,有助于降低接收機(jī)的總噪聲系數(shù)。8.3.5實(shí)用電路介紹第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件圖像中頻集成電路ＨＡ１１２１５是一片２４腳大規(guī)模集成電路,由中頻放大、圖像檢波、預(yù)視放、ＡＧＣ檢波與放大、延遲ＡＧＣ和ＡＦＣ幾部分電路組成。其中有關(guān)ＡＧＣ部分的電路如圖8．３．9所示,簡介如下。

１ＡＧＣ檢波與放大電路在ＨＡ１１２１５中,由內(nèi)部二極管V１０與外接Ｒ215,Ｃ211低通濾波器共同組成峰值包絡(luò)檢波器。中放ＡＧＣ控制信號UAGC從Ｖ４４０發(fā)射極送出,12腳外接電位器Ｒ２０３用于調(diào)節(jié)中放ＡＧＣ起控電平。高放ＡＧＣ控制信號UAGC從10腳輸出到高頻放大器。圖像中頻集成電路ＨＡ１１２１５是一片２４腳大第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件v４４０～Ｖ４４４共五個(gè)管子組成反相放大器,Ｖ４４５～Ｖ４５４共十個(gè)管子組成高放級起控和高放ＡＧＣ放大電路。正極性（同步頭朝下）的全電視信號加在差分放大器Ｖ４３１的基極。信號越強(qiáng),同步頭電平越低,則Ｖ４３１基極輸入電平越低。選擇Ｖ４３０基極的固定偏置電位Ｅ1,使其在全電視信號較弱時(shí)低于Ｖ４３１的基極電位,則這時(shí)Ｖ４３０截止,進(jìn)而Ｖ４３８和Ｖ４３９也截止。22腳外接電阻Ｒ２１６,Ｒ２１５對Ｅc（１２Ｖ）分壓后給出固定電壓UＲ,經(jīng)五管反相放大器放大后作為固定中放ＡＧＣ電壓從Ｖ４４０發(fā)射極送出。UR即為中放起控門限。隨著全電視信號幅值增大,負(fù)向同步脈沖使Ｖ４３１基極電位降低。v４４０～Ｖ４４４共五個(gè)管子組成反相放當(dāng)其低于Ｅ1時(shí),Ｖ４３０瞬時(shí)導(dǎo)通,集電極上出現(xiàn)一個(gè)放大后的負(fù)向同步脈沖,經(jīng)Ｖ４３８、Ｖ４３９反相放大后為正向同步脈沖,由峰值檢波器檢波,再經(jīng)五管反相放大器輸出中放ＡＧＣ電壓?？梢?信號幅值越大,22腳處電壓越高,Ｖ４４０發(fā)射極處ＵAGC電壓越低。由Ｖ４４１發(fā)射極送出另一路信號至高放ＡＧＣ電壓放大電路,其中Ｖ４４６基極加固定電壓Ｅ3作為高放起控門限。如果峰值檢波后電平較低,Ｖ４４６截止,復(fù)合管Ｖ４５３、Ｖ４５４截止。由10腳外接元件分壓得到的固定高放ＡＧＣ電壓被送至高頻放大器,使其增益保持不變。當(dāng)其低于Ｅ1時(shí),Ｖ４３０瞬時(shí)導(dǎo)通,集電極上當(dāng)峰值檢波后的電平高于某一后,使V４４６發(fā)射極電位低于Ｅ3,使Ｖ４４６導(dǎo)通,從而復(fù)合管Ｖ４５３,Ｖ４５４導(dǎo)通,10腳處電平升高,該電平作為高放ＡＧＣ電壓送往高頻放大器進(jìn)行增益控制。

２可控中頻放大電路ＨＡ１１２１５內(nèi)中放由三級差分放大器Ｖ１０９和Ｖ１１０、Ｖ１１２和Ｖ１１３、Ｖ１１７和Ｖ１１８組成。其發(fā)射極上的恒流源分別由Ｖ１１１、Ｖ１１４和Ｖ１１９組成,三管基極均受AGC電壓控制。由圖可見,三級均為發(fā)射極負(fù)反饋增益控制電路。注意，第一級發(fā)射極負(fù)反饋電阻的組成有些不同。當(dāng)峰值檢波后的電平高于某一后,使V４４６在ＡＧＣ未起控時(shí),ＵAGC電壓較高,恒流源電流最大,三級差分電路的等效發(fā)射極電阻最小,負(fù)反饋?zhàn)钊?整個(gè)中放電路處于增益最高的狀態(tài)。隨著電視信號的增強(qiáng),ＡＧＣ起控后ＵAGC逐漸減小,首先使Ｖ１１４和Ｖ１１９兩個(gè)恒流源的電流減小,從而使第二、三兩級中放增益減小。由于Ｒ121、Ｒ122及Ｒ120的分壓和限流作用,在ＵAGC電壓下降時(shí),Ｖ111先是改變飽和深度。當(dāng)ＵAGC電壓下降足夠多時(shí),V111上的集電極電流才開始減小。所以,第一級中放比第二、三兩級中放要延遲起控,這樣,可改善中頻信號的信噪比。在ＡＧＣ未起控時(shí),ＵAGC電壓較高,恒流8．4自動(dòng)頻率控制電路

8.4.1工作原理自動(dòng)頻率控制（ＡＦＣ）電路由頻率比較器、低通濾波器和可控頻率器件三部分組成,其方框圖如圖8．4．1所示。ＡＦＣ電路的控制參量是頻率。頻率比較器通常有兩種,一種是鑒頻器,另一種是混頻—鑒頻器。在前一種情況,鑒頻器的中心角頻率ω0起參考信號ωr的作用。在后一種情況,本振信號(角頻率為ωL)先與輸出信號(角頻率為ωy)進(jìn)行混頻,然后再進(jìn)行鑒頻。參考信號ωr=ω0+ωL。8．4自動(dòng)頻率控制電路8.4.1工作原第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件頻率比較器輸出的誤差信號ue是電壓信號,送入低通濾波器后取出緩變控制信號uc。可控頻率器件通常是壓控振蕩器（ＶＣＯ）,其輸出振蕩角頻率可寫成:ωy(t)=ωy0+kcuc(t)(8.4.1)其中ωy0是控制信號uc(t)=0時(shí)的振蕩角頻率,稱為ＶＣＯ的固有振蕩角頻率,ｋc是壓控靈敏度。當(dāng)頻率比較器是鑒頻器時(shí),輸出誤差電壓為：ue=kb(ω0-ωy)=kb(ωr-ωy)(8.4.2)若輸出信號角頻率ωy與鑒頻器中心角頻率ω0不相等時(shí),頻率比較器輸出的誤差信號ue是電壓信號,送誤差電壓ue≠０,經(jīng)低通濾波器后送出控制電壓uc,調(diào)節(jié)ＶＣＯ的振蕩角頻率,使之穩(wěn)定在ω0上。kb是鑒頻靈敏度。當(dāng)頻率比較器是混頻—鑒頻器時(shí),其中混頻器輸出差頻ωd=ωy-ωL,而鑒頻器輸出誤差電壓為:ue=kb(ω0-ωd)=kb［(ω0+ωL)-ωy］=kb(ωr-ωy)若差頻ωd與ω0不相等時(shí),誤差電壓ue≠0,經(jīng)低通濾波器后送出控制電壓uc,調(diào)節(jié)ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy,使之與ωL的差值ωd穩(wěn)定在ω0上。若ωL是變化的,則ωy將跟隨ωL變化,保持其差頻ωd基本不變。誤差電壓ue≠０,經(jīng)低通濾波器后送出控制這時(shí),ωL可以看成是輸入信號角頻率ωi,而輸出信號角頻率ωy跟隨ωi變化,從而實(shí)現(xiàn)了頻率跟蹤。鑒頻器和壓控振蕩器均是非線性器件,但在一定條件下,可工作在近似線性狀態(tài),則ｋp與ｋc均可視為常數(shù)。這時(shí),ωL可以看成是輸入信號角頻率ωi,

8.4.2主要性能指標(biāo)對于ＡＦＣ電路,我們主要關(guān)心的是其暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)以及跟蹤特性。

１.暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)根據(jù)圖8．4．1,參照式（8．2．7）可求得ＡＦＣ電路的閉環(huán)傳遞函數(shù):T(s)=由此得到輸出信號角頻率的拉氏變換式:8.4.2主要性能指標(biāo)對上式求拉氏反變換,即可得到ＡＦＣ電路的時(shí)域響應(yīng),包括暫態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。

２跟蹤特性根據(jù)圖8．４．１,參照式（8．２．８）可求得ＡＦＣ電路的誤差傳遞函數(shù):Te(s)=要注意的是,這里的Ｔe（ｓ）是誤差角頻率Ωe(s)與參考角頻率Ωr(s)之比,而不是鑒相器輸出誤差電壓ue(s)與Ωr(s)之比,因?yàn)槲覀冊冢粒疲秒娐防镪P(guān)心的參量主要是角頻率。第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件參照式（8．２．９）可進(jìn)一步求得ＡＦＣ電路中誤差角頻率ωe的時(shí)域穩(wěn)態(tài)誤差值:ωe∞=例8.3設(shè)在圖8.4.1所示ＡＦＣ電路中,當(dāng)t＜0時(shí),ωy=ωi=ω1,若輸入信號角頻率ωi在t=0時(shí)刻由角頻率ω1變?yōu)榱硪唤穷l率ω2,增量為Δω,求輸出信號角頻率的時(shí)域響應(yīng)ωy(t)的變化量Δωy(t)和穩(wěn)態(tài)誤差值ωe∞。解:由題意可知,這是一個(gè)頻率跟蹤電路,此處的頻率比較器應(yīng)是混頻—鑒頻器,ωr=ω0+ωi，其中ω0是常數(shù)。)]代入式（8．4．5）,可得到:參照式（8．２．９）可進(jìn)一步求得ＡＦＣ電所以,在t=0時(shí),ωr的增量也是Δω,其拉氏變換式為。設(shè)低通濾波器為一簡單ＲＣ無源網(wǎng)絡(luò),如圖8．4．2所示,其傳遞函數(shù)H(s)=上式中等號右端第一項(xiàng)是穩(wěn)態(tài)響應(yīng),第二項(xiàng)是暫態(tài)響應(yīng)?？梢姇簯B(tài)響應(yīng)是由于低通濾波器而引起的,其衰減系數(shù)與低通濾波器的時(shí)間常數(shù)ＲＣ成反比。利用式（8．４．７）可求得時(shí)域穩(wěn)態(tài)誤差值:所以,在t=0時(shí),ωr的增量也是Δω,第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件圖例8．３給出了ωr(t)和ωy(t)的變化曲線。由式（8．４．８）和（8．４．９）可知,當(dāng)輸入信號角頻率增加了Δω,輸出信號角頻率即使達(dá)到穩(wěn)態(tài)后也才增加了,誤差為所以,ＡＦＣ電路是有頻率誤差的頻率控制電路。同時(shí),從式（8．４．９）可知,增大ｋb和ｋc,即提高鑒頻靈敏度和壓控靈敏度是減小穩(wěn)態(tài)誤差、改善跟蹤性能的重要途徑。圖例8．３給出了ωr(t)和ωy(t)的變化曲由于鑒頻靈敏度和壓控靈敏度的增大受到器件特性的限制,因此,除了選用特性較好的器件外,在低通濾波器和ＶＣＯ之間加一直流放大器,或選用電壓增益大于１的有源低通濾波器,同樣可以達(dá)到減小穩(wěn)態(tài)誤差的效果。若設(shè)增加的直流放大器增益或有源低通濾波器的直流電壓增益為ｋ1,則例8．3中的時(shí)域穩(wěn)態(tài)誤差值為ωe∞=。由圖8．４．１可知,乘積ｋbｋcｋ1就是環(huán)路的直流總增益。所以,增大環(huán)路的直流總增益是減小時(shí)域穩(wěn)態(tài)誤差的重要方法。由于鑒頻靈敏度和壓控靈敏度的增大受到器件特性的第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件

8.4.3應(yīng)用ＡＦＣ電路應(yīng)用較廣,擇其主要簡介如下。

１在調(diào)幅接收機(jī)中用于穩(wěn)定中頻頻率超外差式接收機(jī)是一種主要的現(xiàn)代接收系統(tǒng)。它是利用混頻器將不同載頻的高頻已調(diào)波信號先變成載頻為固定中頻的已調(diào)波信號,再進(jìn)行中頻放大和解調(diào)。其整機(jī)增益和選擇性主要取決于中頻放大器的性能,所以，這就要求中頻頻率穩(wěn)定,為此常采用ＡＦＣ電路。圖8．４．3是調(diào)幅接收機(jī)中ＡＦＣ電路方框圖。在正常工作情況下,接收信號載頻為ωc,相應(yīng)的本機(jī)振蕩信號角頻率為ωL,混頻后輸出中頻角頻率為ωI=ωL-ωc。8.4.3應(yīng)用第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件如果由于某種原因,本振角頻率發(fā)生偏移ΔωL而變成ω+ΔωL,則混頻后的中頻將變成ωI+ΔωL。此中頻信號經(jīng)中放后送給鑒頻器,鑒頻器將產(chǎn)生相應(yīng)的誤差電壓ue,經(jīng)低通濾波后控制本振的角頻率ωL,使其向相反方向變化,從而使混頻后的中頻也向相反方向變化,經(jīng)過不斷地循環(huán)反饋,系統(tǒng)達(dá)到新的穩(wěn)定狀態(tài),實(shí)際中頻與ωI的偏離值將遠(yuǎn)小于ΔωL,從而實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)定中頻的目的。

２在調(diào)頻接收機(jī)中用于改善解調(diào)質(zhì)量鑒頻器對輸入信噪比有一個(gè)門限要求。當(dāng)輸入信噪比高于解調(diào)門限,則解調(diào)后的輸出信噪比較大；當(dāng)輸入信噪比低于解調(diào)門限,則解調(diào)后的輸出信噪比急劇下降。所以,為了保證解調(diào)質(zhì)量,必須使其輸入信噪比高于門限值。如果由于某種原因,本振角頻率發(fā)生偏移ΔωL而由于鑒頻器前級一般是中頻放大器,因此與中放的輸出信噪比直接有關(guān)。提高中放的信噪比可以通過降低其輸出噪聲來實(shí)現(xiàn),而降低噪聲又可采用壓縮中放帶寬的方法。采用ＡＦＣ電路來壓縮調(diào)頻接收機(jī)的中放帶寬,從而改善解調(diào)質(zhì)量,這樣的系統(tǒng)稱為調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)器,如圖8．４．4所示。設(shè)接收調(diào)頻信號的載頻為ωc,頻偏為Δωc,壓控振蕩器組成的本振中心角頻率為ωL,頻偏為ΔωL,中頻信號中心角頻率為ωI,頻偏為ΔωI。若具有低通濾波性能的低頻放大器的傳遞函數(shù)Ｈ（ｓ）＝k1,參照式（8．４．６）可寫出中頻角頻偏表達(dá)式:由于鑒頻器前級一般是中頻放大器,因此與中第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件ΔωI=由上式可以看到,由于調(diào)頻負(fù)反饋的作用,中頻頻偏ΔωI被壓縮為輸入信號頻偏Δωc的,因此中頻放大器的工作頻帶可根據(jù)此壓縮后的中頻頻偏為準(zhǔn)而適當(dāng)減小,從而減小了中放的輸出噪聲,提高了輸出信噪比。顯然,采用調(diào)頻負(fù)反饋方法雖然減小了中放的輸出噪聲,但由于中頻頻偏被壓縮,使鑒頻器輸出解調(diào)信號動(dòng)態(tài)范圍減小,整體的鑒頻靈敏度降低,這一點(diǎn)是不利的。所以,是否采用調(diào)頻負(fù)反饋方式以及反饋量的大小應(yīng)根據(jù)實(shí)際情況而決定。ΔωI=調(diào)幅接收機(jī)中頻穩(wěn)定電路與調(diào)頻負(fù)反饋電路雖然都是用ＡＦＣ電路實(shí)現(xiàn),但兩者的目的和參數(shù)選擇是不一樣的：前者的目的是盡量減小中頻信號的頻率偏移,理想情況是頻率偏移為零。所以,穩(wěn)態(tài)時(shí)頻偏越小,則系統(tǒng)性能越好。后者的目的是適當(dāng)減小輸入信號的頻偏,但并不希望它為零,因?yàn)槿珙l偏為零,則調(diào)制信息就丟失了，只要中頻頻偏的大小所對應(yīng)的中放帶寬能使中放輸出信噪比高于鑒頻器解調(diào)門限或滿足要求就可以了。在ＡＦＣ低通濾波器截止頻率的選擇上,前者應(yīng)使其帶寬足夠窄,從而使加在ＶＣＯ上的控制電壓僅僅是反映中頻頻率偏移的緩變電壓；后者應(yīng)使其帶寬足夠?qū)?以便不失真地讓解調(diào)后的調(diào)制信號通過。通常將前者稱為載波跟蹤型,后者稱為調(diào)制跟蹤型。調(diào)幅接收機(jī)中頻穩(wěn)定電路與調(diào)頻負(fù)反饋電路雖然例8.4圖例8.4(a)是在調(diào)頻振蕩器中用以穩(wěn)定載頻的AFC電路方框圖。已知調(diào)頻壓控振蕩器中心頻率fc=60MHz,未加AFC時(shí)因頻率不穩(wěn)引起的最大頻率漂移為200kHz；晶振的振蕩頻率為59MHz,因頻率不穩(wěn)引起的最大頻率漂移為90Hz；混頻器輸出頻率為兩輸入頻率之差；鑒頻器中心頻率f0為1MHz,輸出誤差電壓ue=kb(f-f0)；低通濾波器增益為1,帶寬小于調(diào)制信號最低頻率；k1kbkc=100。試求加入AFC電路后,調(diào)頻振蕩器輸出載頻的最大頻率漂移Δfy。解:由題意可知,這是一個(gè)載波跟蹤型電路。加入AFC后使載波的最大頻率漂移減小,所以將最大頻率漂移Δf作為被控參量。例8.4圖例8.4(a)是在調(diào)頻振第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件設(shè)VCO輸出載頻的最大頻率漂移為Δfy,VCO本身的最大頻率漂移為Δfc。(b)圖是以Δf為變量的AFC控制原理圖。為方便起見,將VCO本身的最大頻率漂移Δfc作為輸入量另外畫出,這樣VCO就可以視為一個(gè)無頻率漂移的器件。未加AFC時(shí),uc(t)=uΩ(t),控制信號uc(t)使VCO的瞬時(shí)頻率發(fā)生變化,產(chǎn)生調(diào)頻波。這時(shí),Δfy=Δfc=200kHz。加入AFC后,uc(t)=uΩ(t)+Δuc(t)。令Δuc是Δuc(t)的最大值,則kcΔuc是VCO產(chǎn)生的附加最大頻率漂移。設(shè)VCO輸出載頻的最大頻率漂移為Δfy,VC這時(shí),Δfy=Δfc+kcΔuc。由于晶振的中心頻率為59MHz,最大頻率漂移為90Hz,經(jīng)10倍頻后中心頻率為59MHz,最大頻率漂移Δfr=900Hz,故混頻器輸出差頻為1MHz,最大頻率漂移為(Δfy-Δfr)。鑒頻器中心頻率為1MHz,輸出最大電壓為kb(Δfy-Δfr)。根據(jù)以上分析,可寫出關(guān)系式如下：Δfy=Δfc+kcΔuc=Δfc-k1kbkc(Δfy-Δfr)所以這時(shí),Δfy=Δfc+kcΔuc。由于所以Δfy=代入已知數(shù)據(jù),可以求得輸出載頻的最大頻率漂移:Δfy=2871Hz需要注意的是,閉環(huán)中最大頻率漂移雖然開始時(shí)高達(dá)數(shù)百千赫茲,穩(wěn)定時(shí)也有近3kHz,然而漂移的變化是很緩慢的,即誤差電壓ue是一個(gè)低頻信號,低于調(diào)制信號的最低頻率。由于低通濾波器的帶寬小于調(diào)制信號的最低頻率,故調(diào)制信號不會(huì)產(chǎn)生反饋。所以

8.4.4實(shí)用電路介紹在電視接收機(jī)里,信號從天線進(jìn)入高頻調(diào)諧器,經(jīng)與本振頻率進(jìn)行混頻之后,送入中頻放大器,然后進(jìn)行視頻檢波,輸出全電視信號。為了穩(wěn)定３８MHz中頻載波,從而保證圖像和伴音的質(zhì)量,要求本振頻率隨時(shí)跟蹤輸入信號載頻,所以在電視接收機(jī)里都采用了ＡＦＣ電路,或者稱為ＡＦＴ（AutomaticFrequencyTune）電路。電視接收機(jī)中ＡＦＴ電路方框圖與圖8.4.3類似。松下ＴＣ－４８３Ｄ型彩色電視機(jī)采用了ＡＮ５１３２圖像中頻集成電路。這片集成電路包括中頻放大、視頻檢波、視頻放大、ＡＦＴ檢波等功能。圖8.4.5給出了ＡＮ５１３２片內(nèi)ＡＦＴ電路及其有關(guān)的外圍電路。8.4.4實(shí)用電路介紹第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件圖中,由V72~V85組成了相位鑒頻器中的模擬乘法器。中放提供的３８MHz圖像中頻信號經(jīng)限幅放大后成為開關(guān)信號,其中一路送至V72與V73的基極,另一路先經(jīng)⑧、⑨腳外接的調(diào)諧于３８MHz的ＬＣ諧振回路（由Ｌ104、罩內(nèi)電容和Ｒ115組成）取出,通過腳間分布電容ＣM耦合到９０°相移網(wǎng)絡(luò)（由Ｌ151、罩內(nèi)電容和Ｃ151組成）,再經(jīng)⑦、10腳送回片內(nèi)V80、V81的基極。兩路輸入信號經(jīng)過相乘,在V74、V77及V75、Ｔ76集電極上得到與頻差對應(yīng)的誤差電壓。此誤差電壓最后經(jīng)V86集電極成單端信號從⑥腳輸出。圖中,由V72~V85組成了相位鑒頻器中⑥腳外接的Ｃ155、Ｃ156和片內(nèi)的R174組成低通濾波器濾除高頻分量之后,再經(jīng)Ｒ154～Ｒ156分壓后得到ＵAFT控制信號,此信號被送到高頻頭中的壓控本振(見圖4.8.2),調(diào)節(jié)其中變?nèi)荻O管的結(jié)電容,使本振頻率發(fā)生變化,從而使混頻后的３８MHz中頻保持穩(wěn)定。⑥腳外接的Ｃ155、Ｃ156和片內(nèi)的R1748.5鎖相環(huán)路

ＡＦＣ電路是以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路。由于它的基本原理是利用頻率誤差電壓去消除頻率誤差,所以當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)之后,必然有剩余頻率誤差存在,即頻差不可能為零。這是一個(gè)不可克服的缺點(diǎn)。鎖相環(huán)路也是一種以消除頻率誤差為目的的反饋控制電路。但它的基本原理是利用相位誤差電壓去消除頻率誤差,所以當(dāng)電路達(dá)到平衡狀態(tài)之后,雖然有剩余相位誤差存在,但頻率誤差可以降低到零,從而實(shí)現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤和相位跟蹤。而且,鎖相環(huán)還具有可以不用電感線圈、易于集成化、性能優(yōu)越等許多優(yōu)點(diǎn),因此廣泛應(yīng)用于通信、雷達(dá)、制導(dǎo)、導(dǎo)航、儀表和電機(jī)等方面。8.5鎖相環(huán)路

ＡＦＣ電路是以消除頻率誤差為目的

8.5.1基本原理鎖相環(huán)路主要由鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器三部分組成,如圖8.5.1所示。被控參量是相位。如何利用相位誤差信號實(shí)現(xiàn)無頻差的頻率跟蹤,可用圖8.５.２所示的旋轉(zhuǎn)矢量說明。設(shè)旋轉(zhuǎn)矢量和分別表示鑒相器輸入?yún)⒖夹盘杣i（ｔ）和壓控振蕩器輸出信號uy（ｔ）,它們的瞬時(shí)角速度和瞬時(shí)角位移分別為ωi（ｔ）、ωy（ｔ）和φi（ｔ）、φy（ｔ）。顯然,只有當(dāng)兩個(gè)旋轉(zhuǎn)矢量以相同角速度（即ωi＝ωy）旋轉(zhuǎn)時(shí),它們之間的相位差才能保持恒定值。8.5.1基本原理第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件鑒相器將此恒定相位差變換成對應(yīng)的直流電壓,去控制ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy,使其穩(wěn)定地振蕩在與輸入?yún)⒖夹盘栂嗤慕穷l率ωi上。這種情況稱之為鎖定。反之,兩者角頻率不相等,相位差不恒定,則稱為失鎖。若某種因素使ωy偏離了ωi,比如說,ωy＜ωi,則比旋轉(zhuǎn)得慢一些,瞬時(shí)相位差［φi（ｔ）－φy（ｔ）］將隨時(shí)間增大,則鑒相器產(chǎn)生的誤差電壓也相應(yīng)變化。該誤差電壓通過環(huán)路濾波器（實(shí)際上是一個(gè)低通濾波器）后,作為控制電壓調(diào)整ＶＣＯ的振蕩角頻率,使其增大,因而瞬時(shí)相位差也將減小。鑒相器將此恒定相位差變換成對應(yīng)的直流電壓,經(jīng)過不斷地循環(huán)反饋,矢量的旋轉(zhuǎn)角速度逐漸加快,直到與旋轉(zhuǎn)角速度相同,重新實(shí)現(xiàn)ωy＝ωi,這時(shí)環(huán)路再次鎖定,瞬時(shí)相位差φ0為恒值,鑒相器輸出恒定的誤差電壓為了建立鎖相環(huán)路的數(shù)學(xué)模型,需要先求出鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器的數(shù)學(xué)模型。

１.鑒相器設(shè)鑒相器輸入?yún)⒖夹盘杣i（ｔ）和ＶＣＯ輸出信號uy（ｔ）均為單頻正弦波。一般情況下,這兩個(gè)信號的頻率是不同的。經(jīng)過不斷地循環(huán)反饋,矢量的旋轉(zhuǎn)設(shè)ωy0和（ωy0ｔ＋φy0）分別是ＶＣＯ未加控制電壓時(shí)的中心振蕩角頻率和相位,其中φy0是初相位,又φ1(t)和φ2(t)分別是ui(t)和uy(t)與未加控制電壓時(shí)ＶＣＯ輸出信號的相位差。即:φ1(t)=φi(t)-（ωy0t+φy0）φ2(t)=φy(t)-（ωy0t+φy0）(8.5.1)所以,φ1(t)-φ2(t)=φi(t)-φy(t)(8.5.2)若鑒相器采用模擬乘法器組成的乘積型鑒相器,根據(jù)鑒相特性和式（8.5.2）,其輸出誤差電壓為:設(shè)ωy0和（ωy0ｔ＋φy0）分別是ＶＣＯ未ue(t)=kbsin［φ1(t)-φ2(t)］=kbsinφe(t)(8.5.3)其中kb為鑒相器增益,是一常數(shù)。

２環(huán)路濾波器環(huán)路濾波器是一個(gè)低通濾波器,其作用是濾除鑒相器輸出電流中的無用組合頻率分量及其它干擾分量,以保證環(huán)路所要求的性能,并提高環(huán)路的穩(wěn)定性。設(shè)環(huán)路濾波器的傳遞函數(shù)為Ｈ（ｓ）,則有:H(s)=將Ｈ（ｓ）中的ｓ用微分算子p=替換,可以寫出對應(yīng)的微分方程:ue(t)=kbsin［φ1(t)-φ2(t)

３壓控振蕩器在有限的控制電壓范圍內(nèi),ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy（ｔ）與其控制電壓可寫成線性關(guān)系,有:ωy(t)=ωy0+kcuc(t)其中ｋc為壓控靈敏度,是一常數(shù)。因此,ＶＣＯ輸出信號uy（ｔ）的相位:３壓控振蕩器以上推導(dǎo)利用了式(8.5.1)。所以,φ2(t)=kc∫t0uc(t)dt可見,雖然ＶＣＯ的振蕩角頻率ωy（ｔ）與控制電壓uc（ｔ）成線性關(guān)系,但其瞬時(shí)相位變化φ2（ｔ）與uc（ｔ）卻是積分關(guān)系。因此對于鎖相環(huán)路來說,ＶＣＯ被視為一個(gè)積分器。若用積分算子來表示,則上式可寫成:φ2(t)=kc(8.5.5)以上推導(dǎo)利用了式(8.5.1)。

４環(huán)路相位模型按照式（8.5.3）、（8.5.4）、(8.5.5）所確立的鑒相器、環(huán)路濾波器和ＶＣＯ的數(shù)學(xué)模型,根據(jù)圖8.5.1的方框圖,可建立鎖相環(huán)路的相位模型如圖8.5.３所示,并可寫出一個(gè)統(tǒng)一的方程式:φe(t)=φ1(t)-φ2(t)=φ1(t)-對上式兩邊微分,可得到:pφe(t)=pφ1(t)-kckbH(p)sinφe(t)(8.5.6)式（8.5.6）被稱為基本環(huán)路方程。４環(huán)路相位模型對上式兩邊微分,可得到:第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件在式（8．５．6）中,ｐφe（ｔ）和ｐφ1（ｔ）分別表示瞬時(shí)相位誤差φe（ｔ）和輸入信號相位差φ1（ｔ）隨時(shí)間的變化率,所以分別稱為瞬時(shí)頻差和固有頻差。固有頻差也就是輸入信號頻率與ＶＣＯ中心頻率的差值。ｋcｋbＨ（ｐ）ｓｉｎφe（ｔ）稱為控制頻差,因?yàn)檫@一項(xiàng)是由控制電壓uc（ｔ）產(chǎn)生的?；经h(huán)路方程的意義在于它從數(shù)學(xué)上描述了鎖相環(huán)路相位調(diào)節(jié)的動(dòng)態(tài)過程,說明了在環(huán)路閉合以后,任何時(shí)刻的瞬時(shí)頻差都等于固有頻差減去控制頻差。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí),瞬時(shí)頻差為零,控制頻差與固有頻差相等,相位誤差φe（ｔ）為一常數(shù),用φe∞表示,稱為穩(wěn)態(tài)相位誤差。在式（8．５．6）中,ｐφe（ｔ）和ｐφ1由于基本環(huán)路方程中包含了正弦函數(shù),所以是一個(gè)非線性微分方程。因?yàn)椋郑茫献鳛榉e分器其階數(shù)是１,所以微分方程的最高階數(shù)取決于環(huán)路濾波器的階數(shù)加１。一般情況下,環(huán)路濾波器用一階電路實(shí)現(xiàn),所以相應(yīng)的基本環(huán)路方程是二階非線性微分方程。基本環(huán)路方程是分析和設(shè)計(jì)鎖相環(huán)路的基礎(chǔ)。由于基本環(huán)路方程中包含了正弦函數(shù),所以是一

8.5.2鎖相環(huán)路的兩種調(diào)節(jié)過程鎖相環(huán)路有兩種不同的自動(dòng)調(diào)節(jié)過程,一是跟蹤過程,二是捕捉過程。

１環(huán)路的跟蹤過程在環(huán)路鎖定之后,若輸入信號頻率發(fā)生變化,產(chǎn)生了瞬時(shí)頻差,從而使瞬時(shí)相位差發(fā)生變化,則環(huán)路將及時(shí)調(diào)節(jié)誤差電壓去控制ＶＣＯ,使ＶＣＯ輸出信號頻率隨之變化,即產(chǎn)生新的控制頻差,使ＶＣＯ輸出頻率及時(shí)跟蹤輸入信號頻率。當(dāng)控制頻差等于固有頻差時(shí),瞬時(shí)頻差再次為零,繼續(xù)維持鎖定。這就是跟蹤過程。在鎖定后能夠繼續(xù)維持鎖定所允許的最大固有角頻差Δω1m的兩倍稱為跟蹤帶或同步帶。8.5.2鎖相環(huán)路的兩種調(diào)節(jié)過程

２環(huán)路的捕捉過程環(huán)路由失鎖狀態(tài)進(jìn)入鎖定狀態(tài)的過程稱為捕捉過程。設(shè)ｔ＝０時(shí)環(huán)路開始閉合,此前輸入信號角頻率ωi不等于ＶＣＯ輸出振蕩角頻率ωy0(因控制電壓uc=0),環(huán)路處于失鎖狀態(tài)。假定ωi是一定值,二者有一瞬時(shí)角頻差Δω1＝ωi－ωy0,瞬時(shí)相位差Δω1隨時(shí)間線性增長,因此鑒相器輸出誤差電壓ue(ｔ)＝ｋbsinΔω1ｔ將是一個(gè)周期為２π／Δω1的正弦函數(shù),稱為正弦差拍電壓。所謂差拍電壓是指其角頻率（此處是Δω1）為兩個(gè)角頻率（此處是ωi與ωy0）的差值。角頻差Δω1的數(shù)值大小不同,環(huán)路的工作情況也不同。２環(huán)路的捕捉過程若Δω1較小,處于環(huán)路濾波器的通頻帶內(nèi),則差拍誤差電壓ue（ｔ）能順利通過環(huán)路濾波器加到ＶＣＯ上,控制ＶＣＯ的振蕩頻率,使其隨差拍電壓的變化而變化,所以ＶＣＯ輸出是一個(gè)調(diào)頻波,即ωy（ｔ）將在ωy0上下擺動(dòng)。由于Δω1較小,所以ωy（ｔ）很容易擺動(dòng)到ωi,環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài),鑒相器將輸出一個(gè)與穩(wěn)態(tài)相位差對應(yīng)的直流電壓,維持環(huán)路的動(dòng)態(tài)平衡。若瞬時(shí)角頻差Δω1數(shù)值較大,則差拍電壓ue(t)的頻率較高，它的幅度在經(jīng)過環(huán)路濾波器時(shí)可能受到一些衰減，這樣VCO的輸出振蕩角頻率ωy(t)上下擺動(dòng)的范圍也將減小一些，故需要多次擺動(dòng)才能靠近輸入角頻率ωi(t)，即捕捉過程需要許多個(gè)差拍周期才能完成,因此捕捉時(shí)間較長。若Δω1較小,處于環(huán)路濾波器的通頻帶內(nèi),則若Δω1太大,將無法捕捉到,環(huán)路一直處于失鎖狀態(tài)。能夠由失鎖進(jìn)入鎖定所允許的最大固有角頻差Δω′1m的兩倍稱為環(huán)路的捕捉帶。一般來說,捕捉帶2Δωp小于跟蹤帶2ΔωH,其示意圖見圖8.5.4。圖中橫軸參量Δω1表示固有角頻差，Δω1=ω′i-ω′y0。當(dāng)環(huán)路處于跟蹤狀態(tài)時(shí),只要｜φe(t)｜＜,則有sinφe(t)≈φe(t),可認(rèn)為環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài)。這時(shí)基本環(huán)路方程可寫成：若Δω1太大,將無法捕捉到,環(huán)路一直處于第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件φe(t)=pφ1(t)-kckbH(p)φe(t)對上式求拉氏變換,得到:sфe(s)=sф1(s)-kckbH(s)фe(s)(8.5.7)相應(yīng)的環(huán)路線性化相位模型如圖8.5.5所示。在線性化相位模型里，kb可視為鑒相靈敏度。由式（8.5.7）可求得環(huán)路閉環(huán)傳遞函數(shù)和誤差傳遞函數(shù)。閉環(huán)傳遞函數(shù)為：φe(t)=pφ1(t)-kc當(dāng)環(huán)路處于跟蹤狀態(tài)時(shí),只要｜φe(t)｜＜,則有sinφe(t)≈φe(t),可認(rèn)為環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài)。這時(shí)基本環(huán)路方程可寫成：pφe(t)=pφ1(t)-kckbH(p)φe(t)對上式求拉氏變換,得到:sфe(s)=sф1(s)-kckbH(s)фe(s)(8.5.7)相應(yīng)的環(huán)路線性化相位模型如圖8.5.5所示。在線性化相位模型里，kb可視為鑒相靈敏度。當(dāng)環(huán)路處于跟蹤狀態(tài)時(shí),只要｜φe(t)｜＜第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件由式（8.5.7）可求得環(huán)路閉環(huán)傳遞函數(shù)和誤差傳遞函數(shù)。閉環(huán)傳遞函數(shù)為：T(s)=誤差傳遞函數(shù)為：

例8.5在圖例8.５所示鎖相環(huán)中,已知ｋb＝２５ｍＶ／rad,ｋc＝１０００rad／ｓ·Ｖ,ＲＣ＝１ｍｓ。當(dāng)輸入角頻率發(fā)生階躍變化,Δωi＝１００rad／ｓ,要求環(huán)路的穩(wěn)態(tài)相位誤差為０.１rad,試確定放大器增益ｋ1,并且求出相位誤差函數(shù)φe（ｔ）。由式（8.5.7）可求得環(huán)路閉環(huán)傳遞函數(shù)和誤第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件解:由例8.3可知,本例題中的RC低通濾波器的傳遞函數(shù)為:H(s)=,τ=RC代入式（8.5.9）,可求出相應(yīng)的誤差傳遞函數(shù):其中,ζ=解:由例8.3可知,本例題中的RC低通濾這是一個(gè)二階環(huán)路,ζ稱為阻尼系數(shù),ωn是ζ＝０時(shí)系統(tǒng)的無阻尼振蕩角頻率,亦稱為自然諧振角頻率。設(shè)ｔ＜０時(shí),環(huán)路鎖定,且有ωi＝ωy＝ωy0,φ1（ｔ）＝０。在ｔ＝０時(shí),輸入信號角頻率ωi產(chǎn)生了一個(gè)幅度為Δωi的階躍變化,因此在ｔ＞０以后的固有相位差:φ1(t)=∫t0Δωidt=Δωit其拉氏變換為:這是一個(gè)二階環(huán)路,ζ稱為阻尼系數(shù),ωn是因此,фe(s)=Te(s)ф1(s)=式(8.5.12)中,等式右邊第一項(xiàng)為穩(wěn)態(tài)相位誤差:φe∞=等式右邊第二項(xiàng)是振幅為指數(shù)衰減函數(shù)的兩個(gè)正弦振蕩的差值。這兩個(gè)正弦振蕩的角頻率相同（其值與ｋb、ｋc、τ有關(guān)）,相位差為π／２,振幅不同。因此,式(8.5.12)中,等式右邊第一項(xiàng)為穩(wěn)態(tài)相位誤差:由式（8.5.13）、（8.5.11）和圖8.5.6可以看到,增大ｋb、ｋc和k1的值（即增大環(huán)路直流增益）可以減小穩(wěn)態(tài)相位誤差φe∞,但相應(yīng)的阻尼系數(shù)ζ也會(huì)減小,從而使環(huán)路恢復(fù)到鎖定狀態(tài)所需要的時(shí)間延長,且會(huì)出現(xiàn)過沖。所以,在響應(yīng)的誤差與速度兩者之間應(yīng)折衷考慮,通常選擇ζ＝0.7。在式(8.5.13)中代入已知數(shù)據(jù),可求得：由式(8.5.11)可知:由式（8.5.13）、（8.5.11）和圖第8章--反饋控制電路-高頻電路-教學(xué)課件根據(jù)式(8.5.12)可求得相位誤差函數(shù):根據(jù)式(8.5.12)可求得相位誤差函數(shù):

8.5.3集成鎖相環(huán)電路

1概述由于鎖相環(huán)路的應(yīng)用日益廣泛,迫切要求降低成本、提高可靠性,因而不斷促使其向集成化、數(shù)字化、小型化和通用化方向發(fā)展。目前已生產(chǎn)出數(shù)百種型號的集成鎖相環(huán)路。集成鎖相環(huán)路的特點(diǎn)是不用電感線圈,依靠調(diào)節(jié)環(huán)路濾波器和環(huán)路增益,可對輸入信號的頻率和相位進(jìn)行自動(dòng)跟蹤,對噪聲進(jìn)行窄帶過濾,現(xiàn)已成為繼運(yùn)算放大器之后第二種通用的集成器件。集成鎖相環(huán)路有兩大類,一類是主要由模擬電路組成的模擬鎖相環(huán),另一類是主要由數(shù)字電路組成的數(shù)字鎖相環(huán)。每一類按其用途又可分成通用型和專用型。8.5.3集成鎖相環(huán)電路通用型集成鎖相環(huán)路的內(nèi)部電路主要