合工大電力電子第三章 DC-DC變換器4

電力電子技術(shù)

PowerElectronicTechnology3.4變壓器隔離型DC-DC變換器基本的DC/DC變換器輸出與輸入之間存在直接電聯(lián)系輸入電壓一般從電網(wǎng)直接經(jīng)整流濾波取得，輸出直接給負載供電輸出電壓等級與輸入電壓等級若相差太大，勢必影響調(diào)節(jié)控制范圍造成了低壓供電負載與電網(wǎng)電壓之間的直接電聯(lián)系3.4變壓器隔離型DC-DC變換器為了解決這一問題，通常有兩種辦法：

方法·1·電壓等級合適的工頻交流電壓所需直流電壓電網(wǎng)電壓工頻變壓器整流濾波3.4變壓器隔離型DC-DC變換器為了解決這一問題，通常有兩種辦法：

方法·2·整流濾波斬波或逆變電路高頻變壓器整流濾波負載所需要的直流電壓合適電壓等級的高頻交流電高頻的脈沖或交流電初級直流電壓電網(wǎng)電壓隔離型DC-DC變換器3.4.1隔離型Buck變換器——單端正激式變換器

Buck型DC-DC變換器將這一方波電壓接到變壓器的原邊，則副邊也將輸出相同形狀的方波變壓器副邊輸出接整流濾波電路，就可以得到隔離型Buck變換器變壓器的原邊與副邊同時工作，并且在一個開關周期內(nèi)直流輸入功率只從變壓器一次繞組的一端流入因此也稱為單端正激變換器3.4.1隔離型Buck變換器——單端正激式變換器

對于隔離型Buck變換器，由于加在變壓器原邊是單方向的脈沖電壓，當VT導通時，原邊線圈加正向電壓并通以正向電流，磁芯中的磁感應強度將達到某一值，由于磁芯的磁滯效應，當VT關斷時，線圈電壓或電流回到零，而磁芯中磁通并不回到零，這就是剩磁通剩磁通的累加可能導致磁芯飽和，因此需要進行磁復位3.4.1隔離型Buck變換器－單端正激式變換器磁芯復位技術(shù)可以分成兩種：把鐵芯的剩磁能量自然地轉(zhuǎn)移，在為了復位所加的電子元件上消耗掉，或者把殘存能量饋送到輸入端或輸出端通過外部能量強迫鐵芯磁復位隔離型Buck變換器大多采用將剩磁能量饋送到輸入端的再生式磁芯復位方法進行磁復位

在隔離型Buck變換器加上磁復位電路就構(gòu)成了左圖所示的帶有磁復位電路的隔離型Buck變換器其中磁復位電路由繞組N3和箝位二極管VD2構(gòu)成圖3-14圖3-15a)3.4.1隔離型Buck變換器－單端正激式變換器3.4.1隔離型Buck變換器－單端正激式變換器

圖3-14Ui(N2/N1)Ui-(N1/N3)Ui[1+(N1/N3)]Ui3.4.1隔離型Buck變換器－單端正激式變換器能量傳遞階段VT導通,經(jīng)變壓器耦合和二極管VD向負載傳輸能量此時，濾波電感L儲能（a）能量傳遞階段

3.4.1隔離型Buck變換器－單端正激式變換器

磁芯復位階段VT截止,N3承受上正下負的電壓，N1N2將承受下正上負的電壓，二極管VD截止電感L中產(chǎn)生的感應電勢使續(xù)流二極管VD1導通，電感L中儲存的能量通過二極管VD1向負載釋放（b）磁芯復位階段

3.4.1隔離型Buck變換器－單端正激式變換器

電感續(xù)流階段變壓器磁芯中的剩磁能量全部釋放完畢，電感L中儲存的能量繼續(xù)通過二極管VD1向負載釋放Uo=0（c）電感續(xù)流階段3.4.1隔離型Buck變換器－單端正激式變換器隔離型Buck變換器－單端正激式變換器輸出電壓為：Ui(N2/N1)Ui-(N1/N3)Ui[1+(N1/N3)]UiVT導通時VD1承受的反向電壓：（a）能量傳遞階段

VT導通時VD2承受的反向電壓：VD承受的反向電壓：VT承受的反向電壓：（b）磁芯復位階段

對Buck-Boost直流變換器如左圖所示，若將中間的電感改為隔離變壓器，即可推出隔離型Buck-Boost變換器這種變換器副邊是在功率管關斷期間工作的，故亦稱單端反激式（Fly-back）變換器3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器對副邊回路整理3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器隔離型Buck-Boost變換器拓撲3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器++ton++UiTs3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器ton++UiTs當VT導通時，電路的電流路徑和N2繞組上的感應電壓極性如左圖所示輸入電壓Ui加到變壓器T的原邊繞組N1上，二極管VD截止，副邊繞組N2中沒有電流流過電源輸入的能量以磁能的形式儲存于反激變壓器（電感）中，該階段為電感儲能階段3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器當VT截止時，電路電流路徑與N2繞組上的感應電壓極性如左圖所示由于電感中電流（安匝）方向不能突變，這時N2繞組上的感應電壓使二極管VD導通反激變壓器（電感）中儲存的能量通過另一個繞組傳輸給負載，該階段為電感釋放能量階段3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器當電感中的能量全部釋放完畢后電路電流途徑與N2繞組上的感應電壓極性如左圖所示負載將全部由輸出濾波電容供電該階段為電容供電階段3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器

根據(jù)隔離型Buck-Boost變換器中能量傳遞的過程：在VT導通期間先由電源輸入的能量以磁能的形式儲存于反激變壓器（電感）中，在VT截止期間再由反激變壓器（電感）中儲存的能量通過另一個繞組傳輸給負載，這種變換器也稱為電感儲能型隔離變換器

3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器假設繞組N1的電感量為L1，繞組N2的電感量為L2，則VT導通期間流過N1的電流為:若VT的導通時間為ton，則導通終了時，i1的幅值I1P為:I2P為VT截至開始流過N2的電流幅值：VT截至期間流過N2的電流為:VT截至期間，磁能完全釋放所需時間：變壓器磁通連續(xù)狀態(tài)主要工作波形如左圖所示當VT截止時間較小時，toff<trel，在截止時間結(jié)束時刻電流i2將大于零即I2min>0，在這種狀態(tài)下，下一個周期開始VT重新導通時原邊繞組的電流i1也不是從零開始，而是從I1min（I1min=I2min/n）起按Ui/L1的斜率線性上升3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器電路經(jīng)歷了電感儲能和電感能量釋放兩個階段3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器變壓器初級繞組伏秒平衡變壓器磁通臨界連續(xù)狀態(tài)主要工作波形如左圖(b)所示當VT的截止時間toff和繞組N2電流i2衰減到零所需要的時間相等時，即toff=trel，那么在VT截止時間終了時，繞組N2中的電流i2正好下降到零。在下一個周期VT重新導通時，N1中的電流i1從零開始，按(Ui/L1)t的規(guī)律線性上升3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器電路經(jīng)歷了電感儲能和電感能量釋放兩個階段3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

－單端反激式變換器變壓器初級繞組伏秒平衡變壓器磁通不連續(xù)狀態(tài)主要工作波形如左圖(c)所示當VT截止時間toff比繞組N2中電流i2衰減到零所需的時間更長，即toff>trel時，副邊電流i2及變壓器磁通在VT截止時間toff以前便已經(jīng)衰減到零。在下一個周期VT重新導通時，電流i1從零開始按(Ui/L1)t的規(guī)律線性上升3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

——單端反激式變換器

電路經(jīng)歷了電感儲能、電感能量釋放和電容供電三個階段3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

－單端反激式變換器3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

－單端反激式變換器由于VT導通期間儲存在變壓器T中的能量為:每單位時間內(nèi)電源供給的能量，即輸入功率Pi為:輸出功率Po為假定電路中沒有損耗，全部功率都被負載吸收，則輸出功率Po與輸入功率Pi相等，可得輸出電壓Uo與負載電阻RL有關，RL愈大則輸出電壓愈高反之RL愈小，則輸出電壓愈低，這是反激變換器的一個特點。分析輸出電壓表達可得輸出電壓Uo與負載電阻RL的二次方根成正比。在進行開環(huán)實驗時，不應讓負載開路（負載開路相當于負載電阻無窮大，Uo會出現(xiàn)過電壓）必須接入一定的負載或者在電路中接入“死負載”輸出電壓Uo隨輸入電壓Ui的增大而增大輸出電壓Uo隨導通時間的增大而增大輸出電壓Uo隨N1繞組的電感量L1的減小而增大

3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

－單端反激式變換器VT截止時，VD導通，副邊繞組N2上的電壓幅值近似為輸出電壓Uo(忽略VD的正向壓降及引線壓降)，這樣，繞組N1上感應的電勢UN1應為：

則VT截止期間漏－源極間承受的電壓為：由于UDS與輸出電壓Uo有關，Uo還隨負載電阻的增大而升高。因此，負載開路時，容易造成管子損壞

3.4.2隔離型Buck－Boost變換器

－單端反激式變換器上次課主要內(nèi)容回顧上次課主要內(nèi)容回顧上次課主要內(nèi)容回顧3.4.3隔離型Cuk變換器首先將C1分成兩個相串聯(lián)的電容C1C2，得到下圖(b)下圖所示Cuk變換器，只能提供一個反極性、不隔離的單一輸出電壓，在要求有不同的輸出電壓和不同極性的多組輸出時，特別要求輸入、輸出之間電氣隔離時，就需要加入隔離變壓器3.4.3隔離型Cuk變換器根據(jù)分析uAO=uAB+uBO，假設C1＝C2，則A點的電壓波形如下圖(c)所示uAOot-U13.4.3隔離型Cuk變換器斷開A點，并在A點插入變壓器，即將Cuk直流變換器演變成隔離型Cuk變換器為了實現(xiàn)輸入、輸出電流零紋波3.4.3隔離型Cuk變換器隔離型Cuk變換器的工作原理是與Cuk型變換器相同的，其輸出電壓與輸入電壓的關系是在式(3-39)基礎上加入變壓器的變比N1/N2隔離型Cuk變換器的顯著特點是：由于電容C1、C2隔直流的作用，變壓器的原、副邊繞組均無直流流過且是連續(xù)的，具有較小的紋波分量3.4.3隔離型Cuk變換器隔離型Cuk變換器的磁芯是雙方向磁化的，沒有直流磁化導致飽和的可能性，不需要加氣隙，體積可以做得較小與其它只有一個開關管的單端電路相比，在相同容量和開關頻率情況下，隔離型Cuk變換器的變壓器體積小一半，而且繞組面積減小，銅耗也減小

3.4.4推挽式變換器對左圖所示的正激變換器若將續(xù)流二極管VD1去掉，濾波電感將經(jīng)過變壓器副邊繞組和整流二極管VD續(xù)流，電路仍然可以工作單端正激變換器3.4.4推挽式變換器雙正激變換器電路拓撲開關管關斷時磁復位電路因兩個繞組互為復位繞組，故兩電路需互補工作，即VT1、VT2兩個開關管占空比相同，相位互差180o，這樣就構(gòu)成了雙正激變換器。3.4.4推挽式變換器改用具有中心抽頭的變壓器推挽式變換器3.4.4推挽式變換器2Ui000000003.4.4推挽式變換器3.4.4推挽式變換器（a）能量傳輸階段

3.4.4推挽式變換器（b）剩磁能量復位階段

3.4.4推挽式變換器（c）續(xù)流階段3.4.4推挽式變換器（d）能量傳輸階段3.4.4推挽式變換器（e）剩磁能量復位階段

3.4.4推挽式變換器（f）續(xù)流階段3.4.4推挽式變換器假設，NP1=NP2=NP，NS1=NS2=NS，忽略損耗，且不考慮剩磁復位時間，則輸出電壓可表示為：

式中：NP、NS分別為變壓器原、副邊繞組匝數(shù)，D為開關管的占空比，Ui為原邊繞組輸入電壓峰值，US為副邊繞組輸出電壓峰值

3.4.5全橋變換器在推挽變換器中，要求功率管的電壓額定值必須至少是兩倍的直流輸入電壓。若直流變換器是從交流電網(wǎng)供電，國內(nèi)常為50Hz、220V電網(wǎng)，這時從電網(wǎng)直接整流，輸出的峰值電壓為1.4×220＝308V，這時開關管上的電壓為2×308=616V(忽略硅橋式整流器約2V的壓降)，再考慮2～3倍的安全裕量，功率管的額定電壓分別為(2～3)×616＝1232～1848V。目前，具有合適的開關速度、電流以及電壓額定值均滿足的管子不多，且價格昂貴。從交流電網(wǎng)直接供電的情況，很少采用推挽電路，在這種情況下，通常采用雙管正激、全橋或半橋變換器3.4.5全橋變換器

功能等效減少了器件的耐壓省去了復位繞組因而具有可靠性高、造價低的優(yōu)點雙管正激變換器流入變壓器的電流只有一個方向3.4.5全橋變換器

雙正激變換器電路拓撲3.4.5全橋變換器

雙管正激變換器圖3-25直流磁化，變壓器利用率低3.4.5全橋變換器圖3-25開關管VTl、VT4的驅(qū)動信號相位相同，開關管VT2、VT3的驅(qū)動信號相位相同，且兩組驅(qū)動信號相位相差180o消除直流磁化，提高變壓器利用率全橋變換器3.4.5全橋變換器

（a）能量傳輸階段

3.4.5全橋變換器（b）續(xù)流階段

圖3-26全橋變換器電路主要工作波形

理想變壓器3.4.5全橋變換器3.4.5全橋變換器由單管正激變換器構(gòu)成的推挽電路由雙管正激變換器構(gòu)成的全橋電路相比于推挽變換器，全橋變換變換器所用器件較多，但其電壓耐壓僅為推挽電路的一半。3.4.5全橋變換器由于大多數(shù)晶體管能承受Ui電壓，而不能承受2Ui電壓，所以，采用橋式變換器代替推挽式變換器，雖然付出的代價是成本高，但提高了可靠性橋式變換器與推挽式變換器兩種電路型式相比工作在同樣電源電壓下，推挽變換器所需的管子電壓為橋式變換器所需管子電壓的兩倍在管子容量相同的情況下，全橋變換器輸出的功率是推挽變換器的兩倍

3.4.6半橋變換器

半橋變換器3.4.6半橋變換器半橋變換器假設電容足夠大，且均分輸入電壓Ui/2000Ui/2Ui-Ui/20003.4.6半橋變換器（a）能量傳輸階段

3.4.6半橋變換器（b）續(xù)流階段3.4.6半橋變換器在穩(wěn)態(tài)條件下，在晶體管導通期間通過L的電流增加，關斷期間L的電流減小，其平均值等于輸出電流Io

。忽略損耗，輸出電壓Uo如下式：

通過使用合適的控制線路調(diào)整占空比，在電源電壓Ui和負載Io變化時可以保持輸出電壓Uo不變3.4.6半橋變換器分壓電容器的選擇——電容電壓的變化量并聯(lián)關系，總電容為兩電容之和假設C1=C2=CF3.4.6半橋變換器分壓電容器的選擇——電容電壓的變化量3.4.6半橋變換器分壓電容器的選擇——電容電壓的變化量電壓變化百分比輸出電壓紋波百分比在已知電壓紋波要求時電容值可選取為：3.4.6半橋變換器實際電路中，可以將濾波電容與橋路分壓電容分別設置濾波電容常取幾百微法的電解電容直接并在Ui兩端橋路分壓電容C1、C2常取幾微法的交流電容器或聚丙烯電容，作為高頻通路及分壓電容

3.4.6半橋變換器偏磁現(xiàn)象及其防治假定這兩個晶體管開關具有不同的開關特性，即在相同的基極脈沖寬度t=t1作用下開關管VT1較慢關斷，而開關管VT2較快關斷時，則對VT1連接點處的電壓將有影響出現(xiàn)了不平衡的伏秒值，引起變壓器直流磁化，出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象3.4.6半橋變換器偏磁現(xiàn)象及其防治直流磁化出現(xiàn)的同時使得B點電位發(fā)生偏移，在上圖情況將使得C2兩端電壓升高，C1兩端電壓下降。電容的自平衡3.4.6半橋變換器偏磁現(xiàn)象及其防治偏磁防治：1）使開關管工作在臨界飽和狀態(tài)，使得關斷時間盡量趨于一致2）串入隔直電容濾掉與不平衡的伏·秒值成正比的直流電流3.4.6半橋變換器串聯(lián)耦合電容的選擇圖3-31可知，耦