現(xiàn)代檢測技術及儀器-信號調(diào)理與集成調(diào)理器件-2016

第二講發(fā)展中的傳感器技術2.3傳感器信號調(diào)理與集成調(diào)理器件2.3.1

概述信號調(diào)理(signalconditioning)操作信號，將其轉(zhuǎn)換成適合后續(xù)單元電路使用的信號。重要性實現(xiàn)傳感器的靈敏度、線性度、輸出阻抗、失調(diào)、漂移、時延等性能參數(shù)指標的關鍵環(huán)節(jié)。涉及的信號與電路類型模擬信號、數(shù)字信號。相應電路有模擬電路和數(shù)字電路，以模擬電路居多，承擔了數(shù)據(jù)域變換任務。數(shù)字系統(tǒng)對信號的要求數(shù)字測量系統(tǒng)除了要求傳感器輸出信號(包括電壓、動態(tài)范圍、信號源內(nèi)阻、帶寬等參數(shù)指標)適合于轉(zhuǎn)換為離散數(shù)據(jù)流外，還需滿足模擬傳感器與數(shù)字DAQS之間的接口要求，包括：信號隔離、信號的預處理、去除無用信號。2.3.2

信號調(diào)理電路的設計原則1）保證傳感器的性能指標調(diào)理電路應有特點:精度高、反應快，可調(diào)、可靠和經(jīng)濟性強。(1)準確度(精度)

足夠精度是準確測量的基礎。為滿足要求，電路應有下列性能：①低噪聲與高抗干擾能力對前置放大有要求；②低漂移、高穩(wěn)定性；③合適的通頻帶不失真；④線性；⑤輸入與輸出阻抗合適輸入阻抗與前級輸出的匹配(2)響應速度

實時動態(tài)檢測要求傳感器電路的頻率特性良好、響應快。(3)可調(diào)整性

能以同一電路適應不同的同類傳感器，即要求電路的量程或增益可調(diào)，且可調(diào)范圍大、操作方便；同時希望電路有簡單的數(shù)據(jù)處理功能。1）保證傳感器的性能指標(4)可靠性

傳感器電路的可靠性必須滿足使用要求。電路可靠性的基礎是元器件的可靠性。元器件可靠性相同的情況下，電路元器件越多可靠性越低，因此，簡化電路結(jié)構是提高可靠性的有效辦法。(5)經(jīng)濟性

在滿足性能要求的前提下，盡可能地簡化電路，合理設計電路和選用元器件，以獲得好的性價比。(6)低功耗傳感器電路是實現(xiàn)低功耗的一個重要環(huán)節(jié)。2.3.2

信號調(diào)理電路的設計原則2）根據(jù)傳感器輸出參量類型進行信號轉(zhuǎn)換(1)電阻型

敏感元件將被測量轉(zhuǎn)換為電阻變化。如溫度傳感器的鉑電阻，熱敏電阻；電阻應變式傳感器的應變片。電路的作用：將電阻變化轉(zhuǎn)換為易測的電參數(shù)，且需解決影響電阻測量準確性的問題。如電橋?qū)㈦娮枳儞Q成電壓或電流輸出；振蕩電路將電阻變化轉(zhuǎn)成頻率。(2)電容型

敏感元件將被測量轉(zhuǎn)換為電容變化。如電容式線位移、角位移傳感器；電容式液位計等。電路的作用：將電容量的變化轉(zhuǎn)換為易于處理的電壓或電流信號，或通過振蕩電路轉(zhuǎn)換成頻率信號。2.3.2

信號調(diào)理電路的設計原則2）根據(jù)傳感器輸出參量類型進行信號轉(zhuǎn)換(3)電感型

敏感元件將被測量轉(zhuǎn)換為電感量的變化。如電感式線位移、角位移傳感器，電感式壓力傳感器。電路的作用：將被測量變化引起的電感量變化變換為易處理的信號形式，如采用電感電橋?qū)㈦姼凶兓儞Q成電流或電壓變化；用振蕩電路將電感變化轉(zhuǎn)換成頻率變化。(4)互感型

敏感元件將被測量轉(zhuǎn)換為互感的變化。如差動變壓器式傳感器，電渦流式傳感器等。電路的作用：將互感量或互感電勢的變化，轉(zhuǎn)換為易于處理的壓或電流變化，也可將互感變化引起的電感量變化轉(zhuǎn)換為電壓、電流或頻率變化。2）根據(jù)傳感器輸出參量類型進行信號轉(zhuǎn)換(5)電壓

(電勢)型

敏感元件將被測量轉(zhuǎn)換為電壓或電勢變化。如熱電偶等。電路的作用：將弱電壓(電勢)變化轉(zhuǎn)為較強電壓或電流變化(6)電流型

敏感元件將被測量轉(zhuǎn)為電流變化，如光敏二極管等電路的作用：將由傳感器輸出的微弱電流進行放大，變換成較強的電壓或電流。(7)電荷型

敏感元件將被測量轉(zhuǎn)換成輸出電荷的變化。如壓電式傳感器，紅外熱釋電元件等。電路的作用：將電荷變化轉(zhuǎn)換為較強電壓或電流輸出，這種電路通常稱之為電荷放大器。2）根據(jù)傳感器輸出參量類型進行信號轉(zhuǎn)換(8)脈沖(數(shù)字)型

傳感器將被測量轉(zhuǎn)換成脈沖序列或數(shù)字信號。其輸出的數(shù)字信號分三類：①增量碼信號：特點是被測量與傳感器輸出信號的變化周期數(shù)成正比，即輸出量值大小由信號變化的周期數(shù)的增量決定。如光柵、磁柵等測位移的傳感器。②絕對碼信號：一種與被測對象狀態(tài)相對應的信號。如碼盤，每一個角度方位對應于一組編碼，這種編碼稱絕對碼。絕對碼信號抗干擾能力很強。③開關信號：只有0和1兩個狀態(tài)，可視為絕對碼只有一位編碼時的特例。如行程開關、光電開關的輸出信號。電路的作用：對脈沖序列輸出進行脈沖計數(shù)，并轉(zhuǎn)換成所需信號形式；對編碼信號輸出，將其轉(zhuǎn)換成相應數(shù)字信號。3）信號調(diào)理電路與敏感、轉(zhuǎn)換元件輸出阻抗匹配敏感或轉(zhuǎn)換元件的輸出阻抗大小決定電路結(jié)構形式。(1)高輸出阻抗型

敏感元件輸出信號微弱、輸出阻抗高，如壓電元件，其輸出阻抗高達108Ω以上。電路的作用：一是吸收信號源的輸出并進行一定的形式變換和放大，將信號變換成電路易處理的形式；二是阻抗變換，將高輸出阻抗變換成低輸出阻抗。要求有高輸入阻抗和盡可能低的輸出阻抗，以及低噪聲、低漂移和抗干擾能力強。(2)低輸出阻抗型

傳感器的輸出阻抗較低，輸出信號形式多種多樣。后接電路的作用：一般將信號不失真地變換成較強的電壓或電流信號，增強信號輸出的穩(wěn)定性、抗干擾能力等。4）傳感器電路的設計方法設計方法因人而異，有各種具體的實施路徑。通常的設計方法和內(nèi)容如下：(1)提出設計任務

根據(jù)傳感器類型及輸出特性、后續(xù)電路輸入要求和使用環(huán)境等，提出和確定傳感器電路需實現(xiàn)的功能和應達到的技術指標，如信號變換功能、放大倍數(shù)、準確度、動特性、穩(wěn)定性和可靠性等定量技術指標。(2)確定電路結(jié)構形式

根據(jù)對電路性能指標的要求確定電路的結(jié)構形式，如單端輸入或差動輸入等。設計時，一般先定主電路部分，再定附加功能電路，畫出方框圖，具體設計各框的具體內(nèi)容。4）傳感器電路的設計方法

(3)誤差分配根據(jù)電路總準確度，對電路各部分進行誤差分配的原則：按實現(xiàn)準確度高低難易程度和成本分配，易實現(xiàn)準確度高的部分，誤差分配得小；難實現(xiàn)或能實現(xiàn)準確度高但使成本很高的部分，誤差分配得大。誤差分配之后，進行誤差綜合，使其不超過總誤差要求。

(4)參數(shù)估算

完成結(jié)構設計和誤差分配后，需對各組成部分進行電路參數(shù)估算，如放大倍數(shù)、需要的元器件參數(shù)等，對元器件提出確切的定量性能指標要求。4）傳感器電路的設計方法(5)抗電磁干擾和溫度干擾設計

為提高電路的可靠性和穩(wěn)定性，在電路中要有抗電磁干擾措施和抗環(huán)境溫度變化的措施。(6)選擇元器件

根據(jù)電路參數(shù)估算和總體性能指標要求，選擇各部分電路的元器件包括規(guī)格型號、級別、生產(chǎn)廠家等。(7)電路組裝與調(diào)試其方法可由前向后、也可由后向前。不管哪種方法，均應分級進行，一部分無誤、工作正常后，再接一部分，這樣做便于發(fā)現(xiàn)問題及時糾正、以提高工作效率。4）傳感器電路的設計方法(8)性能測試與分析

性能測試要取得足夠進行統(tǒng)計分析的數(shù)據(jù)。性能測試的條件要模擬實際的使用環(huán)境或進行環(huán)境例行實驗(如高溫、低溫，電磁干擾、振動等)。對測試結(jié)果進行性能指標分析并與設計指標進行比較。(9)電路改進

對沒有完全達到設計要求的電路，需進行相應改進。改進后的電路還要進行性能測試和分析，直到達到要求為止。(10)工藝定型

對已達到設計要求的電路，要設計PCB圖、制作電路板，組裝元器件，制作成可供實際使用的電路板。2.3.3

測量電橋

1）基本電橋很多情況下惠斯通電橋被用來測電阻值的微弱變化量。采用恒壓供電，其輸出電壓可有效反映橋臂電阻變化。一般，uO含非線性分量，非線性誤差隨橋臂電阻變化量增大而增加。對于半等臂橋(R1=R2,R3=R4)或等臂橋(R1=R2=R3=R4)，差動半橋(?R1=-?R2)或差動全橋(?R1=-?R2,

?R3=-?R4)的uO不含非線性輸出。對于單臂工作的等臂橋:；非線性誤差：對于差動電橋，靈敏度正比于變化的電阻個數(shù)，并且理想情況下無非線性。2)恒流源電橋電橋采用恒流源供電時，相同情況下(即初始供橋電壓不變)，靈敏度與恒壓源電橋相同，差動半橋與差動全橋也無非線性誤差，但對于單臂橋，非線性誤差降低一倍。恒流源單臂電橋的輸出電壓與非線性誤差分別為：和為減少單臂橋、非等臂橋或非差動橋的非線性，電阻相對變化量不宜過大，即電橋靈敏度不宜過大。3)電橋靈敏度

指電橋輸出電壓最大預期變化與激勵電壓之比。若UB=10V，電橋滿度輸出10mV,則靈敏度為1mV/V;1～10mV/V為典型值。相同電橋靈敏度下，提高電橋的激勵電壓能提高電橋的輸出，但會增大功耗并可能引起電阻的自熱誤差。

5）電橋輸出的線性化處理用基本電橋測單電阻的變化時存在非線性誤差。改用如右上圖所示有源電橋，理論上可消除電橋的非線性。該電橋的輸出為：可見，電橋增益是普通單臂橋的兩倍，且即使ΔR值很大，輸出仍呈線性。由于輸出信號很小，通常要后接第二個放大器。另外此電路中放大器需雙電源。若基本電橋中有兩個變化相同的電阻，則其靈敏度比單臂橋大一倍。但電阻變化的方向相同使其非線性誤差也大一倍。用右下圖電路，理論上不存在非線性，電橋輸出電壓為：該電路適用于不能實現(xiàn)差動的情況。6）降低引線電阻對電橋的影響一般電阻橋正常工作時的電阻變化很小，若電橋、電阻引線很長，其阻值和溫漂使電橋產(chǎn)生明顯誤差。(1)示例圖示單臂電橋中應變計Rx滿量程電阻變化1%即3.5Ω。應變計經(jīng)30米雙絞銅線接入橋路，組成遠地電橋。RLEAD為引線電阻。若在電橋另一臂上串一阻值為2RLEAD的電阻RC，可使電橋初始平衡。若25℃的銅導線電阻為0.35Ω/m，60m引線電阻為21Ω。銅線的溫度系數(shù)為0.385％/℃，10℃溫升內(nèi)失調(diào)誤差為0.8085Ω，相對Rx的3.5Ω變化，失調(diào)誤差達23%。此外，引線電阻及其溫漂還造成電橋的增益誤差。6）降低引線電阻對電橋的影響(2)電阻的三線連接法目的：減小引線電阻對電橋輸出的影響。電橋輸出電壓端接高阻抗測量放大器時，接輸出電壓測量端的引線電阻的壓降所導致的誤差可忽略。引線電阻對稱時，電橋右邊支路的每個橋臂所增加的引線電阻大小相等，不影響電橋平衡，消除了電橋失調(diào)誤差及溫漂誤差，但引線的溫漂仍會帶來少量增益誤差。三線法適于遠地放置的單臂電橋的一臂。遠地電橋的3線連接方法

6）降低引線電阻對電橋的影響(3)電橋的四線連接法當全橋或所有元件均遠離信號調(diào)理電路時可用下圖的開爾文檢測或四線檢測方法，以保證精度。圖中電橋輸出uO接高阻抗放大器，引線不產(chǎn)生測量誤差。供橋電壓經(jīng)運放分別精確調(diào)整到UB和地電位，與引線長度及其溫漂無關。圖中上面運放的輸出電壓比電橋電壓UB高IBRLEAD，下面運放的輸出電壓比地電壓低IBRLEAD。因此需雙電源，且共模抑制比要高。消除引線電阻誤差的四線方法

6）降低引線電阻對電橋的影響(4)恒流源電橋的四線連接法圖中運放工作在負反饋條件下，電橋電流為恒流電流精度取決于參考電壓及電阻。該運放的電源電壓要高于運放輸出電壓2~3V左右。電路中，運算放大器的輸出電壓其中電橋的電壓。

消除引線電阻誤差的恒流源電橋電路

6）降低引線電阻對電橋的影響5）電橋測量的比率測量法利用ADC結(jié)合比率測量法的電橋四線法，無需精確電源電壓，即可得到高測量精度。

AD7730的供壓用來激勵遠地電橋，其AIN和UREF端均為高阻抗。由電橋輸出電壓AIN與電橋激勵UREF的比率，AD7730可得到電橋電阻變化。電源電壓波動及引線電阻均不造成測量誤差。以單臂橋為例，采用比率測量方法，得到輸出為：僅與電阻的變化量有關。AD7730是內(nèi)帶PGA的ADC，有自校準功能，特別適于電橋。6）降低引線電阻對電橋的影響(6)交替激勵問題：下圖為與橋式傳感器應用中的直流激勵和測量相關聯(lián)的一些系統(tǒng)誤差源。電橋輸出信號通常很小，易受熱噪聲、1/f噪聲、寄生熱偶電壓及放大器失調(diào)誤差影響。例如，普通電路布線中存在寄生熱偶電壓。若電路存在熱梯度，則錫鉛焊料與PCB印制線之間的結(jié)點可能引入3~4μV/℃的熱效應。PCB銅線和放大器的柯伐合金引腳間也存在熱偶接點，產(chǎn)生高達35μV/℃的誤差。高分辨率數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，這些熱偶誤差同放大器失調(diào)誤差和系統(tǒng)中的噪聲一道，形成顯著直流和低頻誤差。交替激勵是解決問題的好辦法。6）降低引線電阻對電橋的影響(6)交替激勵例：利用AD7730ADC實現(xiàn)交替激勵的應用電路。AD7730含交替激勵功能并給出激勵切換后計算輸出結(jié)果的電路，可用作秤重和壓力測量的完整模擬前端。+5V單電源工作時能接受直接來自傳感器的低電平信號，輸出串行數(shù)據(jù)。輸入滿度范圍10～80mV的單、雙極模擬信號。利用AD7730實現(xiàn)交替測量的應用電路

2.3.4

信號放大電路

一般，敏感/轉(zhuǎn)換元件轉(zhuǎn)換輸出的信號不僅電平低，內(nèi)阻高，伴有較高共模電壓，需要放大信號和變換阻抗。對信號放大電路的一般要求如下：（1）輸入阻抗遠大于信號源內(nèi)阻。否則負載效應造成測量誤差，內(nèi)阻不是常數(shù)的測量場合，所測誤差無法補償。（2）抗共模電壓干擾能力強。共模電壓來源除轉(zhuǎn)換信號輸出所含共模電壓以外，還有環(huán)境造成的共模干擾。（3）在頻帶寬度內(nèi)增益穩(wěn)定、線性度好，漂移和失調(diào)小，信噪比高。（4）便于增益調(diào)整。增益調(diào)整時放大性能不降低，以及便于量程切換、極性自動變換等。針對傳感器信號輸出特點的常用放大器：儀用放大器，可編程增益放大器和隔離放大器。1）儀用放大器普通減法器是最簡的增益可調(diào)差動放大器，但其輸入阻抗低、電阻值對稱性調(diào)整復雜、共模抑制比難保證，不宜用作傳感器信號差動放大。儀用放大器(測量放大器)結(jié)構如圖所示，由運放A1，A2構成對稱同相放大器，由運放A3和電阻R3~R6組成減法器。設R1=R2=R，R3=R4=R5=R6，則可見，其增益調(diào)整僅調(diào)Rg，不需多個電位器聯(lián)動，也不影響電路的對稱性。特點：輸入阻抗高、對稱性好、共模抑制比高、增益設定調(diào)整方便、體積小。儀用放大器

2）高共模抑制比線性放大電路實際中傳感器與測量電路間有一定距離，用屏蔽電纜連接。信號線與屏蔽層之間有不可忽略的分布電容，習慣上將屏蔽層接地，使該電容成為放大器輸入端對地的寄生電容。放大器本身有輸入電容，若差放兩輸入端各自對地的電容不等，則電路的共模抑制比變壞、測量精度下降.

用等電位屏蔽消除信號線與屏蔽層之間的寄生電容影響，即電纜屏蔽層接輸入共模信號相等的電位點，使電纜心線與屏蔽層等電位。此法稱共模電壓自舉法。采用有源屏蔽驅(qū)動能有效解決上述問題。右圖通過電源對共模電壓的跟蹤使共模影響大大削弱。3）可編程增益放大器(PGA)*

PGA也稱程控放大器，根據(jù)待測模擬信號幅值大小改變放大器增益，用來解決寬范圍傳感器信號的模擬數(shù)據(jù)采集問題。在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，對輸入模擬信號一般需放大，以適合模數(shù)轉(zhuǎn)換器的電壓轉(zhuǎn)換范圍。但傳感器輸出信號可能在很大范圍內(nèi)變化，若固定增益不能兼顧不同輸入信號幅度的放大量。PGA能很好地解決此問題，實現(xiàn)量程的自動切換，因而在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中被廣泛應用。左下為同相比例放大器，增益G=(R1+R2)/R2。通過調(diào)整R1、R2的比值實現(xiàn)增益控制。右圖是典型PGA器件AD526。

3）可編程增益放大器(PGA)*改變前述儀用放大器的電阻Rg，可改變其放大倍數(shù)。LH0084屬這類器件，其結(jié)構如圖所示?？刂菩盘朌1D0通過控制邏輯驅(qū)動模擬開關切換運放的反饋電阻。D1、D0的四種組合對應1，2，5，10共4種程控增益值。另外，芯片輸出級的減法器還有成對的反饋電阻可供選擇。選擇不同的反饋電阻作為減法器的組成部分，可實現(xiàn)減法器的增益設置，共有1，4，10三種狀態(tài)。LH0084電路結(jié)構

4）隔離放大器*隔離放大器能在輸入與輸出之間保持電氣隔離的同時，實現(xiàn)輸出電壓與輸入電壓的線性傳輸。其符號如圖所示，輸入和輸出信號端口和電源端口都是電氣隔離的。隔離放大器常用于工業(yè)自動化和醫(yī)療領域，用來防止漏電，保障人身安全；在電力系統(tǒng)等高壓場合保護儀器，避免漏電，消除干擾。隔離放大器有兩端口隔離和三端口隔離兩種。兩端口隔離（簡稱兩端隔離）指輸入信號和輸出信號部分電氣隔離；三端口隔離指信號輸入、信號輸出和電源三個部分彼此隔離。隔離的媒介主要有電磁隔離（變壓器隔離）、光電隔離和電容隔離。（1）變壓器隔離放大器

AD204為變壓器耦合兩端口隔離放大器，最大隔離電壓為±1000V（峰-峰值），最大非線性誤差±0.025%。片內(nèi)集成有隔離電源，為隔離輸入級供電，同時連到引腳，可作為外圍電路（如傳感器、運放等）電源。有時用隔離放大器放大信號時，電源由信號輸入部分的電路供給，這時用AD204不合適。為了靈活選擇隔離放大器驅(qū)動電源所在位置，有些隔離放大器采用三端口隔離方式，即輸入端、輸出端和驅(qū)動電源端分別電氣隔離。

AD204FunctionalBlockDiagram（2）光電隔離放大器其耦合器件是半導體器件，有非線性和溫漂，參數(shù)離散性大，用光耦線性隔離傳送模擬信號需一定技巧。

下圖為BB公司的ISO100的內(nèi)部結(jié)構。單極性工作時不用參考電流源，這時IREF1端(16腳)接輸入部分地；IREF2端接輸出部分地。正常工作時uI為單極性負電壓，VD1的負反饋作用，LED有電流流過而發(fā)光，使光敏管VD1，VD2中分別產(chǎn)生大小相等的電流，若外接電阻R1=Rf，則輸出端電壓與輸入端電壓相等。雙光耦參數(shù)對稱，使光電器件的非線性誤差和漂移不造成任何誤差。雙極性工作時，電路如圖所示。它將參考電流源IREF1和IREF2分別接運放反相輸入端。此時，uI，uO的最大值分別為：

，。（3）電容隔離放大器原理：將輸入信號調(diào)制后經(jīng)隔離電容耦合到輸出電路，解調(diào)得到與輸入成線性關系的輸出信號。其原理與變壓器耦合隔離放大器的原理很相近，只是前者的電容可包含在半導體器件中，因此體積小，成本低。

2.3.5

信號變換電路

為使傳感器輸出信號便于處理、顯示、傳輸，需要對不同類信號進行相互轉(zhuǎn)換。主要如下：①V/F變換將電壓信號做頻率調(diào)制以電氣隔離和數(shù)字化；②交流/直流變換以提取交流信號參數(shù)(峰值,均值,有效值);③信號調(diào)制與解調(diào)(包括相敏解調(diào))以便傳輸信號時電氣隔離和抗干擾；④V/I變換，將電壓信號變成不易受干擾的電流源信號。信號轉(zhuǎn)換電路：實現(xiàn)各類型信號相互轉(zhuǎn)換，使其具有不同輸入、輸出的器件可以聯(lián)用的電路。進行信號轉(zhuǎn)換時，需考慮:(1)電路應有良好線性；(2)要求電路具有一定的輸入阻抗和輸出阻抗，以便與相聯(lián)器件或電路阻抗匹配。要求I/V電路有較低的輸入阻抗和輸出阻抗。而V/I電路要有較高的輸入阻抗和輸出阻抗。1）V/I變換V/I變換器：輸出負載中的電流正比于輸入電壓的電路。由于傳輸系數(shù)是電導，又稱轉(zhuǎn)移電導放大器。輸入電壓恒定時，負載中的電流為恒定值，與負載無關，構成恒流源電路。(1)浮地負載V/I變換電路將負載接到反相放大器和同相放大器的反饋電路中，則構成圖(a)和(b)所示最簡浮地負載V/I變換電路。按理想運放條件可導出這兩種電路負載中的電流為：IL=Vi/R1

(1)浮地負載V/I變換電路圖(c)和(d)的V/I電路對浮地負載中的電流有放大特性。圖(c)中電阻R4上的電壓為:V4=-ViR2/R1

負載RL的電流為:IL=V4/(R2//R4)=-Vi(1+R2/R4)/R1

圖(d)中，R4上的電壓為：V4=Vi(1+R2/R1)

負載中的電流為:

IL=V4/((R2+R1)//R4)=Vi(1+R2/R4+R1/R4)/R1可知:c,d電路在浮地負載中的電流分別被放大了(1+R2/R4)及(1+R1/R4+R2/R4)倍。a和c為反相型，輸入阻抗為R1，是低輸入阻抗型。b和d為同相型，其輸入阻抗與同相放大器相同，為高輸入阻抗型。(2)接地負載V/I變換電路圖a電路中Al為同相加法器，A2為跟隨器，其輸出電壓為:V02=VL=ILRL

A1的同相端電壓：

V+=ViR4/(R3+R4)+ILRLR3/(R3+R4)A1同相端電壓經(jīng)A1同相放大輸出為：

Vol=V+(R1+R2)/R1

=(ViR4+ILRLR3)(R1+R2)/((R3+R4)R1)=ILR5+ILRL

選擇元件參數(shù)值滿足：R3(Rl+R2)＝Rl(R3+R4)，可得負載中的電流IL與負載RL無關。若選取R3＝R1，及R4＝R2，則輸出負載中的電流為：IL=ViR2/(R1R5)。

因A1,A2構成閉環(huán)正反饋，設計時須考慮電路穩(wěn)定性。電路中閉環(huán)的環(huán)路增益為RL/(R5+RL)<1，可見電路穩(wěn)定。為保證有至少10dB的穩(wěn)定儲備，選擇電阻R5>2RL

。

圖(b)是單運放構成的接地負載電壓-電流變換電路。類似分析可得，當R2/R1=(R4+R5)/R3時，接地負載中的電流為:

IL=-ViR2/(R1R5)

(3)差動式V/I變換電路

輸入為差動電壓時，下面的電路可使負載中的電流與兩輸入電壓之差成正比。圖a：理想條件下V-=V+=Vi2，負載中的電流:IL=(Vi1-Vi2)/R1

圖b：若滿足R3/R5=R1/(R2+R4)，則浮地負載中的總電流：

IL=IL1+IL2=(Vi2-Vi1)(R2+R4)/(R1R4)圖c：負載中的電流為IL=I3-I4，為使負載中的電流與RL無關，電阻選擇須滿足：R1R4=R2R3，相應的接地負載中電流為：IL=(Vi2-Vil)/R3

abc2）I／V轉(zhuǎn)換電路

I/V轉(zhuǎn)換電路用于將輸入電流信號轉(zhuǎn)換為與之成線性關系的電壓信號。如圖，利用反相輸入型和同相輸入型運算放大器實現(xiàn)I/V轉(zhuǎn)換。設運放A為理想運放。在圖a中有：i=is；u0≈-iR1=-isR1。電流源is的內(nèi)阻必須很大，否則，輸入失調(diào)電壓將被放大(1+R1/Rs)倍，產(chǎn)生很大誤差。此外，電流is必須遠大于運放輸入偏置電流Ib

。a下圖中，輸入電流is首先經(jīng)過Rl轉(zhuǎn)換成輸入電壓ui=isR1，再經(jīng)同相輸入比例放大得到輸出電壓：u0=isR1(1+R2/R3)

根據(jù)傳感器電流輸出要求，確定負載R1大小。R1確定后，根據(jù)is與u0的范圍確定R2、R3。為減少運放偏置電流產(chǎn)生的誤差，要求兩輸入端對地電阻相等，即R4=R2

R3/(R2+R3)。例如，將0mA～10mA的輸入電流轉(zhuǎn)換成0V~10V的輸出電壓，取R1=250?，(ui

為0V~2.5V)，R3=5.1k?,

則R4=3.9k?(15k?和1k?電位器串聯(lián)得到)。對于光電池、光敏二極管，由于其輸出電阻很高，且其短路電流與光強的線性好，因此可看成電流源。通常其電流很小(μA級)，所以光電池、光敏二極管的檢測實際上是微電流測量。為獲得高精度微電流放大，須用高輸入阻抗、極低偏置電流的FET輸入型運放，如CA3140，OPAl28等，但FET運放輸入偏置電流隨溫升而倍增，而晶體管輸入型反倒好些。采用T型反饋電路組成的微電流放大器可取得較好效果，如圖所示。理想情況下：

is=u/R2+(u-u0)/R3

其中，u=-is

R1代入上式，得

u0=-is[R3+R1(1+R3/R2)]通過改變R2值可改變放大倍數(shù)。

在遠程監(jiān)測系統(tǒng)中，電流信號經(jīng)長導線傳送到數(shù)據(jù)采集接口，需I/V轉(zhuǎn)換后再作A/D轉(zhuǎn)換。圖a為傳感器的長線電流輸入的情況。圖b輸入電流I直接流過基準電阻R，輸出電壓為Vo＝IiR。

當工作范圍為-10V<IiR<+10V時，一般根據(jù)Ii適當選取R，對Ii的大小無限制。R值很小時，Ii可取大值，但應注意R的發(fā)熱情況。

R為電路的輸入阻抗，因此當主信號源內(nèi)阻不太大時，電流值將產(chǎn)生誤差。當輸入電流很小時，可使用圖c所示電壓放大電路，則有Vo=IiR(R1+R2)/R2=100RIi

另一種電路形式：取樣的標準電阻作運放的反饋電阻。圖a：輸入電流Ii全部流經(jīng)反饋電阻，輸出Vo＝-IiR。全部電流流入運放輸出端，不能作大電流轉(zhuǎn)換。特點：電路的輸入接近零，即使信號源內(nèi)阻很低，也不產(chǎn)生電流誤差。小電流轉(zhuǎn)換時，需用大反饋電阻，同時要求運放失調(diào)電壓小。標準電阻值一般為10<R<1M。R<10時，布線電阻的影響增大；R>1M時，電阻精度難保證且很容易受噪聲影響。圖b電路用于小電流。將10nA的電流轉(zhuǎn)換為1V時，若采用圖a方案，則R為100M，精度難保證。圖b先將10nA轉(zhuǎn)換成10mV，再用一個增益100的電壓放大器將電壓放大到1V，避免了大阻值電阻的采用。2）V/F轉(zhuǎn)換電路

V/F轉(zhuǎn)換過程實質(zhì)是對信號進行頻率調(diào)制，頻率信息可遠傳，有良好的抗干擾能力，用光電隔離和變壓器隔離不會損失精度；VFC轉(zhuǎn)換器應用簡單，對外圍器件性能要求不高，其A/D轉(zhuǎn)換速度不低于雙積分型ADC，而價格低。

VFC常用電荷平衡轉(zhuǎn)換法，原理如圖所示。運放Al、電阻R1、積分電容CINT組成積分器。A1輸入端A和輸出端B分別接電流開關S的兩選擇端。當S受單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器控制在A、B點交替切換時，積分器相應地工作于兩種不同狀態(tài)：復位和積分。電荷平衡式U/F轉(zhuǎn)換器原理

由于CINT在積分和復位過程中的電荷變化量平衡，即充電的電量等于放電的電量，故稱電荷平衡式轉(zhuǎn)換器。VFC的輸出頻率為：式中，RI為UFC的輸入端內(nèi)部電阻,IR為內(nèi)部恒流值,Tr為固定的復位(放電)時間，TI為對被測信號的積分(充電)時間。用單片集成電路AD650及外部元件可構成VFC。

AD650的基本應用：輸入uI為正電壓，RPl調(diào)整輸入電量的量程，RP2調(diào)整積分器的輸入失調(diào)電壓，晶體管T1輸出為集電極開路模式，外接、上拉電阻以形成TTL或CMOS電平。AD650還可實現(xiàn)雙極性輸入和F/V轉(zhuǎn)換。

批量生產(chǎn)VFC時，外接元件參數(shù)不可能完全一致，帶來調(diào)試和校準困難。因輸出頻率與RI，IR，TR有關，將RI集成在器件中，復位時間TR由外部時鐘控制，則轉(zhuǎn)換器的精度完全取決于器件的精度和外部時鐘精度，而這兩者的提高較易。據(jù)此思路的AD652電路和各點波形如圖所示,其轉(zhuǎn)換精度僅與片內(nèi)參考電壓源和1mA電流源的穩(wěn)定性有關。若后接測量設備用AD652的外部時鐘定時，則外部時鐘頻率穩(wěn)定性不影響測量結(jié)果；片內(nèi)單穩(wěn)電路的外接定時電容的不穩(wěn)定也不影響轉(zhuǎn)換精度；AD652滿度轉(zhuǎn)換頻率2MHz，該處非線性誤差0.02％。

3）交流/直流轉(zhuǎn)換電路檢測有時需知道傳感器的交流輸出信號的幅值或功率例如磁電式振動傳感器或電渦流式振動位移傳感器，其信號處理中都需進行交流-直流變換，即將交流振幅信號變?yōu)榕c之成正比的直流信號輸出。根據(jù)被測信號的頻率不同或要求的測量精度不同，可用不同變換方法。目前常用的變換方法有線性檢波電路(半波整流電路)、絕對值電路（全波整流電路）、有效值變換電路（方均根/直流變換電路）。(1)線性檢波電路最簡檢波電路為二極管檢波電路。因二極管存在死區(qū)電壓，當輸入信號幅值較低時，會帶來嚴重的非線性誤差。實用方法：二極管置于運放反饋回路，以實現(xiàn)精密整流。采用反相放大結(jié)構的常用半波整流電路及波形如圖。當輸入uI為正極性時，放大器輸出uO1為負，D2導通，D1截止，輸出uO為零。uI為負極性時，放大器輸出為正，D1導通，D2截止，電路處于反相比例運算狀態(tài)。分析可得：只要運放輸出|uO1|的值大于整流二極管的正向?qū)妷?，D1和D2中總有一個通，一個截止，此時電路能正常檢波。電路能檢波的最小輸入電壓為UD/AUO。其中UD為二極管的正向壓降，AUO為運放的開環(huán)電壓增益?？梢姸O管正向壓降的影響被削弱AUO倍，使檢波特性大大改善。若需輸出負電壓，只要把電路的兩個二極管同時反接即可。(2)絕對值轉(zhuǎn)換電路

該電路把輸入信號轉(zhuǎn)換為單極性信號，再用低通濾波器濾去交流成份，得到直流信號(稱絕對平均偏差MAD).

在半波整流電路基礎上，加一級加法器，構成簡單絕對值電路，如右圖所示。圖中A1組成線性檢波器，在R1=R2，R3=R1//R2的條件下，u1與輸入電壓uI的關系為：A2組成帶權加法器:R4=2R5=R6，R7=R4//R5//R6，其輸出：需注意，這里一些電阻需匹配，即R1=R2，R4=2R5=R6。

(3)有效值轉(zhuǎn)換電路交流信號有效值的測量方法較多。如果已知被測信號波形，可采用峰值檢測法、絕對平均法分別測出交流信號的峰值或絕對平均值，再進行換算即可。若輸入信號波形不確定，可采用熱功率法或硬件運算法。峰值檢測電路：其輸出電壓uO等于交流信號峰值up。正弦波的信號有效值URMS=UP/1.414；三角波URMS=UP/1.73；方波的URMS=UP。(3)有效值轉(zhuǎn)換電路絕對平均法:利用絕對值轉(zhuǎn)換和低通濾波電路，得到輸入信號的MAD值，再換算成RMS值。絕對平均法比峰值法測量精度高，抗干擾能力強，但不適于復雜波形的信號。熱功率法:利用交流信號加在電阻上的功率即溫度變化測量有效值，輸出不受波形影響，但響應慢。目前較理想的方法是利用集成器件實現(xiàn)有效值的實時運算，電路框圖如圖所示。由得，故有

集成有效值轉(zhuǎn)換器：AD536，AD636，AD637等。AD637為高精度寬帶方均根/直流轉(zhuǎn)換器。當輸入信號均方根值在0~2V范圍時，最大非線性僅0.02％，輸入均方根值在2V和100mV時，相應的-3dB帶寬分別達8MHz和600kHz。當波峰系數(shù)較大時，晶體管的對數(shù)一致性誤差會導致非線性誤差。波峰系數(shù)為3時，附加誤差為0.1％。2.3.6

硬件方式線性化

在測量系統(tǒng)中，希望傳感器的輸入輸出特性為線性。線性有利于后續(xù)電路設計和簡化標定工作?，F(xiàn)實中大量傳感器是非線性的。數(shù)字電路、單片機技術、嵌入式系統(tǒng)的介入，能在某種程度上補償傳感器的非線性(也可視為一種數(shù)字式線性化技術)，但此方式的適用范圍有限，尤其受A/D采樣速度及運算處理速度限制，在動態(tài)測量中難滿足要求。若傳感器輸入輸出特性的非線性不嚴重，當不會引起顯著誤差時，可用切線或割線等近似直線代替局部實際曲線，如擬合直線。傳感器線性化的目的：通過在信號調(diào)理電路中加入非線性環(huán)節(jié)，使傳感器的這段線性范圍最大化。

1)

線性化方法分類按所用元件，傳感器線性化分為無源和有源線性化。根據(jù)線性化所處階段不同，在數(shù)字化以前進行的線性化，稱模擬線性化；在數(shù)字化以后進行的線性化，稱數(shù)字線性化。采用硬件方法進行傳感器特性線性化，在實時性、簡便、經(jīng)濟等方面有軟件方法難以替代的優(yōu)勢。在許多應用中，采用模擬電路對傳感器的輸出進行線性化是最佳的。

2)無源線性化電路優(yōu)點：電路較簡單，性能可靠，成本低廉。在某些應用場合，通過合理設計電路結(jié)構及元件參數(shù)，可獲得滿意的精度，是一種廣泛應用的線性化方法。方式：用固定參數(shù)元件與敏感器件并聯(lián)或串聯(lián)；這是一種簡單的無源線性化電路方式。對有些非線性傳感器，簡單地用固定電阻器與傳感元件串、并聯(lián)，只要電阻值選取合適，即可將非線性校正到滿意的程度。典型實例：Dunmore式濕敏傳感器的非線性校正。如下圖所示，濕敏傳感器的電阻值RH與相對濕度RH的關系曲線是非線性的。

2)無源線性化電路并聯(lián)：依具體需要，選A,B,C三點，相應的RH與RH值分別為RHa,RHb,RHc及Ha,Hb,Hc，且Ha-Hb＝Hb-Hc。選圖b所示電路，用一個固定R與RH并聯(lián)，則總電阻：R’H=RRH/(R+RH)。使A,B,C成一線，應有R’Ha-R’Hb=R’Hb-R’Hc。即:RRHa/(R+RHa)-

RRHb/(R+RHb)=RRHb/(R+RHb)-RRHc/(R+RHc)因此，R=(RHb(RHa+RHc)-2RHa

RHc)/(RHa+RHc-2RHb)(a)濕敏電阻的非線性特性曲線

(b)無源線性化電路濕敏電阻的線性化

2)無源線性化電路修正后的特性曲線呈圖a所示的S形，線性度得到改善，各點R’H值與直線(圖中虛線)關系對應偏差R如圖b所示。修正后的特性曲線及與直線間的偏差

2)無源線性化電路串聯(lián)：若直接進行輸出線性化，可用下圖所示串聯(lián)電路。對于前圖a中的A,B,C三點，應有：

ViRRHa/(R+RHa)-ViRRHb/(R+RHb)=ViRRHb/(R+RHb)-ViRRHc/(R+RHc)

根據(jù)上式求出的固定電阻仍為:

R=(RHb(RHa+RHc)-2RHa

RHc)/(RHa+RHc-2RHb)

線性化后的電壓輸出曲線如圖b所示，也是S形曲線。電路中從固定電阻上取電壓是為了得到隨相對濕度增加而增加的電壓關系。串聯(lián)電阻線性化電路

2)無源線性化電路熱敏電阻的非線性校正：常用前述串、并聯(lián)方法。熱敏電阻阻值與溫度呈指數(shù)關系，實踐中可用溫度系數(shù)很小的金屬電阻與其串聯(lián)或并聯(lián)或同時串、并聯(lián)，構成電阻網(wǎng)絡，代替單個熱敏電阻。只要金屬電阻阻值選擇合適，可使其等效電阻值與溫度的關系在一定溫度范圍內(nèi)呈線性。一般情況下，取回路電流作輸出量時選用串聯(lián)形式，在電橋測量電路中，則選并聯(lián)形式或串、并聯(lián)形式。電阻串、并聯(lián)法可使熱敏電阻最大非線性誤差在0~40℃范圍內(nèi)校正為0.15℃，在0~l00℃內(nèi)為1.5℃。熱電阻(如鉑、銅電阻)等特性曲線一般為二次或三次多項式，也可用這種方法校正。2)無源線性化電路上述線性化法成本低，簡便，但校正范圍一般較窄、準確度不很高，主要用于被測量變化范圍不大的場合。采用更復雜的無源電路，可擴大線性范圍。例如，將工作于不同敏感區(qū)的敏感元件組合，使特性曲線彎曲部分互補，可消除高次項誤差，獲得寬線性范圍。以濕敏電阻為例，如圖所示，RH1與RH2分別工作在不同的敏感區(qū)。通過固定電阻的并聯(lián)，將RH1在Ha、Hb、Hc三點線性化，RH2在Hb、Hc、Hd三點線性化，總電阻為：

RH＝R’H1+R’H2

不同敏感區(qū)的敏感元件進行組合

濕敏電阻的線性化效果

abc

2)無源線性化電路如圖所示，在公共敏感區(qū)域，兩個等效電阻特性曲線的彎曲方向不同，R’H1向上彎，R’H2向下彎?？傠娮鑂H與相對濕度RH的關系曲線為兩者之和，兩曲線在公共區(qū)域互補，得到一條范圍更寬的近似直線，如圖c。這種線性化的效果既與每個濕敏器件的特性有關，又和線性點選擇有關。通過理論計算與實驗調(diào)整相結(jié)合，可使非線性誤差足夠小。3)有源線性化電路原理上任何敏感器件的變換特性都可校正為直線。無源線性化方法的不足是引入固定參數(shù)元件串并聯(lián)，使變換靈敏度降低。有源線性化利用運放、場效應管或三極管等有源元件實現(xiàn)函數(shù)變換。因運放的增益很高、輸入阻抗極高、接法靈活多變，可獲得各種各樣的函數(shù)變換特性。隨運放性價比不斷提升，實際應用中被越來越多地采用。

有源線性化的缺點：線路復雜、調(diào)整不便，成本高。一種簡單有源線性化電路是利用非線性反饋，使反饋支路的非線性和原敏感器件變換特性的非線性相互抵消。目前有多種使用方便的函數(shù)運算電路可選。此外，也可采用運算放大器搭建函數(shù)運算器進行線性化。3)有源線性化電路(1)電橋輸出的線性化處理（已介紹）(2)對數(shù)/指數(shù)運算電路

許多敏感元件的特性曲線呈指數(shù)或?qū)?shù)形式，例如硅光電池的輸出電壓為vI＝Voe–aI,其中I為光強。此時，利用由運放組成的對數(shù)電路，使電路輸出為：vA＝Kln(vI)，其中K為常數(shù)，可得到線性的輸出：vA＝Kln(Vo)-aKI

。利用二、三極管PN結(jié)的非線性特性所構成的對數(shù)或指數(shù)電路最為常用。它利用PN結(jié)正向?qū)ǖ闹笖?shù)伏安特性，但要求輸入電壓必須為正。若PN結(jié)反接，輸入必須為負。實用中，常利用三極管的基射PN結(jié)電壓與集電極電流間的指數(shù)跨導特性來代替二極管的指數(shù)伏安特性。

3)有源線性化電路(2)對數(shù)/指數(shù)運算電路對數(shù)/指數(shù)運算電路簡單，應用方便，但具體應用需注意：①PN結(jié)的指數(shù)特性與溫度有關，使電路的溫度穩(wěn)定性很差；②PN結(jié)必須處于導通狀態(tài)，因此對于對數(shù)運算電路，輸出電壓為單極性，對于指數(shù)電路，則要求輸入電壓為單極性，且輸入/輸出信號的變化范圍有限。3)有源線性化電路(3)信號反饋實現(xiàn)線性化

對有些非線性敏感器件，經(jīng)多級運算放大，將調(diào)理電路輸出信號反饋到相關放大器輸入端，構造一個與傳感器特性相近的函數(shù)運算器，可實現(xiàn)較理想的非線性校正。例如對溫度變化較大時熱電阻的非線性校正。例：鉑電阻非線性校正電路如圖。傳感器輸出VO饋送A1輸入端，經(jīng)A1反相，構成正反饋。可提高500℃附近的飽和輸出電壓，明顯改善非線性。調(diào)試(用普通電阻代替TRRAl02B)：分別接入相當于0,100,500℃的電阻，用W1,W3,W2分別調(diào)零點、增益和線性。

鉑電阻的非線性校正電路

(3)信號反饋實現(xiàn)線性化精確校正法：利用電橋輸出對電源電壓敏感，將輸出信號反饋到電橋供橋電源端，使電源電壓隨輸出信號變化，從而使輸出與輸入呈線性關系。設阻值為R的全等臂橋的電源電壓為Vc，傳感器阻值Rx與R的關系為:Rx=(1+x)R，則橋路輸出為:Vob=Vcx/(4+2x)Vo的一部分Vo(為反饋系數(shù))與Vref(穩(wěn)壓管D提供)一起，經(jīng)運放綜合后，反饋到電橋電源端，使電橋電源隨Vo而變。調(diào)整電路，使Av·=2可得:Vo=AvVref

x/4,其中Av為AD521增益。上式表明從根本上消除了輸出與輸入的非線性。缺點：適用場合較窄、電路較復雜、調(diào)試較麻煩。

3)有源線性化電路(4)折線近似線性化如圖有些器件的特性曲線呈緩慢、單調(diào)變化，可將特性曲線分段，每段用一直線近似。利用二極管的開關特性，用多段折線代替特性曲線。折線個數(shù)越多，逼近程度越高，誤差越小。一般多用5-10段折線。右圖中用四個二極管串聯(lián)四個不同的電阻R，對輸入信號實現(xiàn)分段逼近形式的線性化。用分段折線逼近特性曲線的線性化方法

二極管選通式非線性網(wǎng)絡補償電路

3)有源線性化電路(5)多項式近似法線性化①多項式串聯(lián)線性化電路原理：由傳感器的y=ul=f(x)，求反函數(shù)x=f-1(u1)，再用各類多項式運算電路進行uO=kf-1(u1)運算，實現(xiàn)線性化uo=kx。如上圖所示，由于多項式(或函數(shù))運算電路與傳感器測量電路相串聯(lián)，故稱多項式串聯(lián)線性化電路。下圖所示為傳感器電橋線性化電路實例。用四象限模擬乘法器AD534對傳感器電橋?qū)崿F(xiàn)線性化，適用于電橋電路線性化。3)有源線性化電路①多項式串聯(lián)線性化電路

AD534的X1,X2,Yl,Y2,Zl,Z2均可做輸入端，常取其一為輸出信號，如取Z1通過輸出12端輸出，其余為輸入信號。當AD534刻度系數(shù)取10V、開環(huán)增益無窮大時，乘法器公式為：(xl-x2)(Yl-Y2)/10V=(Zl-Z2)。根據(jù)前圖有：x1=U0,y1=U1,x2=Y2=0,Z1=U0,Z2=U1

上式可寫為：U0=l0V(U0-U1)/(U1）經(jīng)差動放大后，傳感器電橋輸出電壓為：

U1=KEx/(1+x/2)式中K-電橋與放大電路總增益；E-電橋電源；x-橋臂電阻相對變化量，x=R/Ro。

將U1代入U0表達式得：取KE=5V，則U0=KEx。3)有源線性化電路②多項式反饋線性化電路基本原理：根據(jù)多項式y(tǒng)=u1=f(x)，設計與u1=f(x)同形式的函數(shù)uo=f(u1)電路作為傳感器的反饋回路，改變反饋量調(diào)節(jié)放大倍數(shù)，實現(xiàn)線性化。下圖為利用模擬乘法器實現(xiàn)多項式反饋的鉑電阻測溫線性化電路。RT-Pt100電阻，基準電壓E=10V，RT恒溫(5rnA)工作。R1用于調(diào)零點輸出使UO=0V；R4用于調(diào)量程，即確定一次方的系數(shù)。R7用于確定二次方的系數(shù)。電路測溫范圍0～500C，靈敏度100mV/C。3)有源線性化電路②多項式反饋線性化電路由上面電路可導出:RT=103RoR2/R1+103R4RoR2R6Uo/(ER3R5R8)-103RoR2R6U02/(10ER3R7)

適當調(diào)節(jié)R1，R4和R7，可使上式變?yōu)?

RT=(1+3.973x10-3t-5.856x10-7t2)Ro

傳感器RT測量電路輸出電壓Ut為:

Ut=-RTE/R0=-R0(1+3.973x10-3t-5.856x10-7

t2)E/R0可見：Ut是二次多項式，因此，設計一個與上式相同形式的函數(shù)電路，作為A2的反饋電路，實現(xiàn)電路由A3、A4、A5組成，其中A3為UO的反相電路，U3=-UO。A4是模擬乘法器AD533，其輸出為U4=UO2/10V。U3、U4經(jīng)A5構成加法器相加，使A5輸出Uf為一個二次多項式。Uf為反饋電壓，與Ut經(jīng)A2構成加法放大器，使輸出Uo發(fā)生變化。

3)有源線性化電路②多項式反饋線性化電路如上圖b所示采用的四象限模擬乘法器AD533D使用方法如下圖所示。

2.3.7

電源、電壓基準和電源配置

電源的精度和穩(wěn)定性直接影響傳感器電路輸出信號質(zhì)量。根據(jù)檢測系統(tǒng)技術指標，對其電路電源有相應要求。按變換原理分類有開關電源和串聯(lián)穩(wěn)壓電源；按輸出特性分有恒壓源和恒流源。1)

開關電源、串聯(lián)穩(wěn)壓電源與集成穩(wěn)壓器(1)開關電源直接對220V交流整流，用開關元件變換為高頻脈沖，經(jīng)高頻變壓器降壓，再整流與濾波得到所需直流電壓。特點：體積小，效率高，不能有效消除高頻脈沖時，直流電壓會重疊在尖峰電壓上，尖峰電壓混入傳感器信號處理電路，會引起故障。由于尖峰電壓難以徹底消除，在處理傳感器的微弱模擬信號的電路中不宜用開關電源。1)開關電源、串聯(lián)穩(wěn)壓電源與集成穩(wěn)壓器(2)串聯(lián)穩(wěn)壓源（線性電源）特點：無尖峰電壓，使用方便，但電源變壓器體積大，晶體管或三端集成穩(wěn)壓器功耗也相對大。過載時，輸出電壓下降，選用電源時，要留電流余量，特別是相對于感性負載或容性負載的瞬時電流余量。(3)集成穩(wěn)壓器傳感器電路對供電電壓精度、溫度穩(wěn)定性要求高，輸出規(guī)格較多，宜用基準電壓源。市場上1.25~10V產(chǎn)品AD580、AD584等常見。它可外接電阻任意調(diào)節(jié)輸出電壓，但輸出電壓穩(wěn)定性由電阻的穩(wěn)定性決定，需要高穩(wěn)定性電阻。一般這些產(chǎn)品的最大輸出電流10mA，可外加電流放大器進行擴流。AD588:12-bitabsoluteaccuracywithoutanyuseradjustments.2)

電壓基準測量電路常用電壓源作電壓基準，它是保證測量精度的一個重要器件，特別在使用A/D轉(zhuǎn)換器時。ADC和DAC都需一個基準信號，通常為電壓基準。目前，隨著ADC分辨率日益提高，對電壓基準的要求也越來越高。許多轉(zhuǎn)換器有內(nèi)部基準，有些需外部基準。電壓基準的指標要求與系統(tǒng)總精度要求有關。在要求絕對測量的場合，其準確度受使用基準值的準確度限制。但許多系統(tǒng)中穩(wěn)定性和重復性比絕對精度更重要；而有些數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中電壓基準的長期準確度幾乎完全不重要。另外，從有噪聲的系統(tǒng)電源中派生基準會引起誤差。2)電壓基準“隱埋齊納”和“帶隙”基準是兩種最常見于集成電路的精密基準。為使隱埋齊納的基準處于最佳工作狀態(tài)，一般必須加幾百微安電流，這種方法不適于工作在低壓低功耗的場合。此時只能使用“帶隙”基準。方法：用一個具有正溫度系數(shù)的電壓補償具有負溫度系數(shù)的晶體管的Vbe，可維持一個恒定的“帶隙”電壓。三極管Q2,Q1在R1上產(chǎn)生一個正比于絕對溫度的電流，一個正比于絕對溫度的電壓與Q1的Vbe串聯(lián)，產(chǎn)生電壓Vz，它不隨溫度變化且可被放大，這個電壓等于硅的帶隙電壓(外推到絕對零度)。2)電壓基準帶隙基準與最好的隱埋齊納基準相比，其準確度和穩(wěn)定性稍微差一些，但溫度特性可優(yōu)于3ppm/℃。帶隙器件可獲得1.25、2.5、5V等規(guī)格的工作電壓。使用電壓基準時應注意在高阻抗導體上的電壓降、來自公共地線阻抗的噪聲和來自不適當?shù)碾娫慈ヱ町a(chǎn)生的噪聲。考慮基準電流流動的方向，是輸出還是吸收電流。

3)傳感器的電源配置供電電源的擾動補償：以應變式傳感器為例說明原理。如圖所示，橋路輸出電壓uo與供電電源u的關系為：

uo=u?R/R供橋電壓u的擾動將導致測量誤差。對高精度測量，要求穩(wěn)壓電源的精度至少高于傳感器精度的3倍以上。由于傳感器工作環(huán)境惡劣，串入電源的隨機擾動不可避免。

3)傳感器的電源配置根據(jù)自控理論中的擾動補償原理，用逐次比較式ADC，合理配置電源，可有效地抑制電源的各種擾動。電路結(jié)構如圖，可知：

UINl=KGu?R/R，KG為測量放大器的放大倍數(shù)。逐次逼近式ADC中的D/A轉(zhuǎn)換輸出電壓UIN2與數(shù)字量的對應關系為：UIN2=KDBUREF，其中，B為D/A的輸入數(shù)字量；KD為常數(shù)；UREF為D/A基準電壓。3)傳感器的電源配置考慮u和UREF的擾動時，上圖結(jié)構可用左下圖結(jié)構表示，圖中的?u和?UREF分別為電壓u和UREF的擾動。為抑制擾動?u和?UREF對轉(zhuǎn)換精度的影響，可引入擾動補償環(huán)節(jié)Wl。如右圖所示,選Wl=KG?R/R，則：?E=uKG?R/R-UREF

KDB=UINl-UIN2。顯然，擾動?u完全補償。但是Wl難實現(xiàn)。當UINl和UIN2逐次逼近時，?E=0，uKG?R/R=UREFKDB。若取u=UREF，則：KG?R/R=KDB。ab3)

傳感器的電源配置當取Wl=KG?R/R=KDB時，如前圖b所示結(jié)構依變換法則可等價成左下圖的補償結(jié)構。當u和UREF數(shù)值相等時，擾動量?u和UREF疊加，可完全抑制?u對系統(tǒng)的影響。同理，僅考慮UREF的擾動量?UREF的影響時，為完全抑制?UREF對系統(tǒng)的擾動，仍可在u=UREF的條件下得到補償原理圖，如右圖所示。u和UREF的擾動補償原理

3)傳感器的電源配置上兩圖所示結(jié)構雖原理上可完全補償擾動量，但擾動信號?u、?UREF的拾取仍相當困難。為此，使u和UREF不僅在數(shù)量上相等，而且由同一個電源Uw供電，則?u和?UREF具有相同的擾動值Uw，其結(jié)構如圖。由圖可得：?E=(Uw+?Uw)(KG?R/R-KDB)

當UINI和UIN2逐次逼近時，?E=0，則：B=KG?R/KDR單一電源供電時的靜態(tài)結(jié)構圖

3)傳感器的電源配置上例表明，利用自控理論中的擾動補償原理，傳感器供電和A/D的基準電壓采用同一電源供電，擾動?u和?UREF大小相等，相互抵消，使傳感器輸出量經(jīng)A/D轉(zhuǎn)換后的數(shù)字量B也不受電源擾動影響，實現(xiàn)完全補償。實踐證明，對于精度為0.02％的傳感器，即使采用普通的精度≤0.5％的穩(wěn)壓電源，仍可得到滿意的測量結(jié)果。根據(jù)上述補償原理，可由ADC芯片提供基準電壓，作為傳感器的供電電源。由ADl674提供傳感器供電電源2.3.8傳感器信號調(diào)理集成器件

傳感器信號調(diào)理器正向單片集成化、高精度、多功能、自動補償和校準的方向發(fā)展。1)集成化調(diào)理電路分類(1)傳感器信號調(diào)理器

包含專用器件和適用于多種類的多功能器件；(2)傳感器信號處理系統(tǒng)(亦稱傳感器信號處理器)。信號調(diào)理器大多含ADC、溫度補償及自動校準電路，輸出為模擬量或數(shù)字量；處理系統(tǒng)則在芯片中集成了μP或DSP，并帶串行總線接口，更適合配微機使用，性能高于信號調(diào)理器，使用更靈活。

2)專用器件和多功能器件選講IC技術發(fā)展使應用廣泛的傳感器的信號調(diào)理有一些面向特定類型的專用集成器件，例如AD594/595、1B31、1B32、AD598/AD698等。(1)線性可調(diào)差分變換器接口芯片AD598AD598/698概況：完整的單片線性可調(diào)差分變換器(LVDT)信號調(diào)理接口芯片,連接LVDT時,只需附加少量外部無源元件以設置頻率和增益,可高精確性和高再現(xiàn)性地將LVDT的信號轉(zhuǎn)為單、雙極性直流電平,完成LVDT的信號調(diào)整。另外，AD698還能用作交流電橋的信號調(diào)理。(1)線性可調(diào)差分變換器接口芯片AD598AD598

特點(a)有內(nèi)部晶振和參考電壓,外接少量無源元件，無需校準。其DC單極性或雙極性輸出正比于LVDT位移；(b)適應寬輸入輸出,單、雙極電源工作,提供LVDT初級驅(qū)動電壓(24V),能識別有效值低至100mV的次級輸出,輸入無需與初級驅(qū)動信號同步，可用外部初極激勵源；

(c)利用比率度量解碼系統(tǒng),使初、次級間的相移及變換器無效電壓對整個電路工作無影響；(d)電源不過載,一片AD598可串、并聯(lián)驅(qū)動多個LVDT；(e）用于遙控或監(jiān)控設備時，接口電路由LVDT遙控。電路不受相移或信號幅度影響,能在90米外驅(qū)動LVDT。LVDT的輸出端可通過350米長的電纜與AD598相連。(1)線性可調(diào)差分變換器接口芯片AD598LVDT

組成原理

一個初級繞組和兩個次級繞組,初級由外部參考正弦波激勵。兩個次級繞組串接,磁芯移動改變初、次級間的耦合磁通,產(chǎn)生兩個幅值不同的交流信號。電路對比：

早期的調(diào)理器需同步檢測兩個輸出信號的幅值差,并將其絕對值轉(zhuǎn)化為正比于位移的電壓信號。需恒幅、恒頻激勵，在LVDT初次級間加相位補償，以及補償溫度、頻率變化引起的相移。

AD598無需恒值信號,它處理的是信號差與和之比，且輸入信號被檢波,并提取了所需的正弦載波。采用同步檢測,對LVDT初級激勵與次極輸出間的相移不敏感。

(1)線性可調(diào)差分變換器接口芯片AD598LVDT

組成原理芯片組成：

正弦波振蕩器+功率放大器+解碼器+濾波及輸出放大器

由多諧振蕩器構成的正弦波振蕩器,輸出三次諧波驅(qū)動正弦波發(fā)生器,產(chǎn)生由外接電容定頻的低畸變正弦波（頻寬20Hz-20kHz,幅值有效值2-24V,總諧波失真典型值-50dB）通過功率放大器驅(qū)動LVDT初級線圈。

(1)線性可調(diào)差分變換器接口芯片AD598LVDT

組成原理工作原理:

正弦波激勵LVDT初級，次級感應輸出一對幅值不同的交流信號Va、Vb,兩信號之差Va-Vb與磁芯位置成正比。

Va、Vb

經(jīng)檢波后分別與互補信號d和(1-d)相乘(0<d<1)。積分器1的輸入：

(Va+Vb)d-Vb。調(diào)節(jié)d使積分器1的輸入為0時,比較器3輸出：

d=Vb/(Va+Vb)1-d=Va/(Va+Vb)

(1)線性可調(diào)差分變換器接口芯片AD598LVDT

組成原理工作原理:

d也用來控制由參考電流IREF驅(qū)動的輸出放大器。d和(1-d)分別同參考電流相乘,然后求差,輸出的電流為I∑=IREF(1-2d)=IREF(Va-Vb)/(Va+Vb)

經(jīng)過濾波、積分環(huán)路形成輸出：

Vout=R×IREF(Va-Vb)/(Va+Vb)

滿量程輸出電壓為：

VFS=S×l×VPRI×R×IREF/(Va+Vb)VPRI為LVDT的最小驅(qū)動電平,IREF=500μA,其中，l為LVDT的量程,S為LVDT的測量靈敏度。

(1)線性可調(diào)差分