通信第5章基本的數字頻帶傳輸課件

第5章基本的數字頻帶傳輸2/6/20231數字頻帶傳輸技術——在帶通信道上傳輸數字信號的方法。圖5.0二元ASK、FSK與PSK的信號波形單極性NRZ雙極性NRZASK信號PSK信號FSK信號2/6/20232本章目錄：5.12ASK5.22FSK5.32PSK與2DPSK5.4QPSK與DQPSK5.5基本頻帶調制的討論5.6*復包絡、等效基帶系統(tǒng)與無ISI傳輸2/6/20233調制信號已調帶通信號數字基帶信號數字基帶信號帶通信號數字載波系統(tǒng)模型：頻帶調制頻帶調制傳輸媒介(信道)2/6/20235已調帶通信號:的頻譜:或功率譜:令：2/6/202365.1

2ASK(2AmplitudeShiftKeying)2/6/20237復包絡:2ASK信號也可以表示為：

2ASK信號時域表示：第n個碼元2/6/20239（a）乘積法 （b）開關法（鍵控法）乘法器單極性不歸零信號圖5.1.22ASK調制框圖載波產生

2ASK信號的產生：2/6/2023102.包絡檢波解調方法發(fā)送端信道BPF包絡檢波器抽樣判決器定時信號輸出圖5.1.32ASK包絡檢波解調框圖帶寬B帶寬2BB=Rb帶寬2B2/6/202311系統(tǒng)的誤碼率：定義信噪比：

大信噪比時，小信噪比時，包絡檢波器抗噪性能急劇下降，系統(tǒng)無法正常工作。此稱為門限效應。BPF的輸出信噪比2/6/202313例5.12ASK系統(tǒng)的傳輸率為5Mbps，接收BPF輸出幅度為223.6mV；高斯噪聲的功率譜密度分別為和。求兩種情況下包絡檢波器輸出的最佳誤碼率。由門限效應可知，系統(tǒng)無法正常工作。（不再用公式計算）2/6/2023145.1.2功率譜與帶寬復包絡:單極性NRZ信號2/6/202315當作無ISI濾波時(如作升余弦譜濾波）接收機須是相干解調作業(yè)：1、22/6/202317ASKfornoISILPF抽樣判決基帶系統(tǒng)頻率特性射頻系統(tǒng)頻率特性射頻基本脈沖基帶基本脈沖2/6/202318當滿足無ISI的時域條件時或當滿足無ISI的頻域條件時，數字調制系統(tǒng)無ISI無ISI時，圖中各點波形如右圖所示：2/6/2023195.2.1基本原理2FSK或BFSK（二進制頻移鍵控）——鍵控正弦載波的頻率來傳輸二元符號。1.2FSK信號及其調制方法2/6/202321

2FSK信號時域表示：也可以表示為（相當于兩路OOK）：與“互補”：2/6/202322圖5.2.22FSK信號的時域波形及其互補OOK特點1010012/6/2023232.*相位連續(xù)性(a) (b)圖5.2.3不連續(xù)與連續(xù)相位的2FSK信號相位不連續(xù)的信號占據很多的頻帶，應該盡量避免相位不連續(xù)相位連續(xù)保持相位連續(xù)的方法：1）桑德FSK信號的參數：其中：k為某固定正整數2/6/2023252）使用壓控振蕩器產生，()即用模擬調頻的方式產生FSK信號其中，是雙極性基帶信號2/6/2023263.包絡檢波解調方法兩個互補OOK接收系統(tǒng)的組合：(非相干解調)包絡檢波器包絡檢波器輸出定時信號圖5.2.4FSK信號的包絡檢波接收框圖W=2RbW=2Rb整流整流LPFLPF抽樣判決BPF(f1)BPF(f0)適合于頻差較大的場合2/6/202327101001圖5.2.5包絡檢波器的輸出2/6/202329其中，BPF的輸出信噪比系統(tǒng)的誤碼率：大信噪比時，小信噪比時，包絡檢波器抗噪性能急劇下降，系統(tǒng)無法正常工作。此稱為門限效應。2/6/2023304.*過零檢測解調方法其主要過程：(1)檢測過零點；形成邊沿窄脈沖；(2)將脈沖的疏密變換為電平高低；最后得到0或1

(非相干解調)2/6/202331圖5.2.6過零檢測器中的主要信號波形(1)檢測過零點；形成邊沿窄脈沖；(2)將脈沖的疏密變換為電平高低；最后得到0或1LPFBPF位同步器輸出W=|f1-f0|+2Rb限幅微分整流單穩(wěn)抽樣判決2/6/202332相干解調頻差較大時適合頻差較小時，若正交，則LPF換成積分器可實現最佳接收。抽樣判決LPFLPFBPFBPF2/6/202333波形相關系數:一般2FSK的兩個載波

時

,稱在[0,Tb]內正交頻差較大時，的譜基本不重疊兩個信號近似正交。當是滿足兩個波形正交的最小頻差時，2FSKMSK(最小頻移鍵控)2/6/2023345.2.2功率譜與帶寬兩個互補的2ASK信號的功率譜的相加，傳輸帶寬：2/6/202335如果和過于接近時，功率譜中兩個2ASK頻譜將發(fā)生重疊。需要保持，

圖5.2.8FSK信號功率譜示意圖一般：2/6/202336當作無ISI濾波時(如作升余弦譜濾波）發(fā)‘1’發(fā)‘0’2/6/202337例5.2Bell103型FSKModem是一種早期流行的電話線Modem。它通過頻帶為300~3300Hz電話線進行全雙工數字通信。兩個通信方被稱為主叫方與應答方，每個方向上采用300波特的2FSK調制，頻率參數如表5.2.1。求兩路通信的帶寬與頻帶位置。解：兩路均有與兩頻帶分別是：與300Hz3300Hz1800Hz2/6/202338作業(yè)：3、42/6/2023395.3

2PSK與2DPSK(2Phase-ShiftKeying)(2DifferentialPhase-ShiftKeying)2/6/2023401.2PSK信號及其調制方法5.3.12PSK2PSK或BPSK（二進制相移鍵控）——利用兩種相位來傳輸二元符號。2PSK最常用的兩種相位：0(同相)

或π（反相）

2/6/202341

2PSK信號時域表示：或，令序列的雙極性二元NRZ基帶信號為，2/6/202342信號矢量圖（星座圖）：（未調載波初相）（未調載波初相）信號矢量圖（星座圖）：2/6/202343注意：“同相”與“反相”是相對于當前時隙的未調載波相位而言的：圖5.3.12PSK及其相關信號的波形1101002/6/202344雙極性NRZ

2PSK信號的產生：乘積法與選擇法。開關電路2/6/202345復包絡:雙極性NRZ信號2.功率譜與帶寬2/6/202346形狀與2ASK的相同，但沒有離散的載波譜線。傳輸帶寬

2PSK又可以看作抑制載波后的2ASK信號，或，2ASK信號確實是2PSK信號與載波的疊加。雙極性單極性2/6/202347當作無ISI濾波時(如作升余弦譜濾波）2/6/2023483.2PSK的相干解調來自信道向下頻移符號定時基帶接收濾波器抽樣與判決BPFLPF圖5.3.32PSK相干解調框架B中心fcB為基帶信號帶寬2B注意：nc(t)的雙邊功率譜密度為N02/6/202349nc(t)的雙邊功率譜密度LPF（低通濾波器）：其中，正是窄帶噪聲的同相分量，功率譜為，帶寬等于。仿佛是基帶信號通過AWGN信道的結果。因此，可用LPF(低通濾波)或MF(匹配濾波)方法接收2/6/2023502/6/2023512PSK調制解調過程：2/6/202352

雙極性NRZ向上頻移基帶接收濾波器抽樣與判決BPFLPFB2B基帶發(fā)送濾波器向下頻移AWGN頻帶信道4.誤碼性能2PSK的等效基帶傳輸系統(tǒng)：符號定時圖5.3.42PSK傳輸系統(tǒng)與等效AWGN基帶信道

AWGN基帶信道的雙邊功率譜密度為N02/6/202353借助第4章中雙極性2PAM信號的結論：LPF接收系統(tǒng)（帶寬）：匹配濾波器接收系統(tǒng)：雙極性2PAM：基帶平均碼元能量2/6/202354LPF接收系統(tǒng)（帶寬）：匹配濾波器接收系統(tǒng)：2PSK信號的平均碼元能量：注意：基帶平均碼元能量：

基帶2PAM:基帶2PAM:2/6/202355評述：(1)2PSK系統(tǒng)與雙極性NRZ基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪性能相同；(2)2PSK的抗噪性能比2ASK、2FSK好，(3)但這種系統(tǒng)需要進行載波同步，其復雜度要高出許多。2/6/202356例5.3假定2PSK系統(tǒng)的傳輸率為5Mbps，接收帶通濾波器的輸出信號的幅度為223.6mV,高斯噪聲的功率譜密度為。求相干接收的最佳誤碼率。匹配濾波器接收系統(tǒng)解：由于，于是，2/6/202357中出現分量，用鎖相環(huán)提取分量，得本地載波，保證了同頻，但用鎖相環(huán)恢復的載波相位為：

BPSK信號相干解調的問題：“相位模糊”a.相干載波的恢復

n為任意整數，鎖相環(huán)都工作在平衡穩(wěn)定點：二重相位模糊平方二分頻2/6/202358b.相位模糊對相干解調的影響低通后：抽樣、判決LPF二進制代碼2/6/2023595.3.22DPSK2PSK無法直接應用：本地振蕩存在著“不確定性反相”的問題：“0”與“1”顛倒，而自身對此無法知道。2DPSK（二進制差分相移鍵控）——將差分編碼與2PSK相結合，解決了“不確定性反相”的問題。2/6/202360取值0、12PSK相干解調器Tb模二加取值-1、1取值0、1相位模糊電平轉換2DPSK信號其實是傳輸的2PSK調制信號與——絕對碼

與——相對碼

圖5.3.52DPSK傳輸系統(tǒng)1.基本原理取值0、1取值-1、1電平轉換2PSK調制器Tb取值0、1模二加2/6/202361例:設DPSK實質：用前后碼元載波相位的相對變化傳數字信息傳號差分編碼2/6/2023622DPSK星座圖：前一碼元初相（參考相位）（未調載波初相）2PSK星座圖：（參考相位）DPSK實質：用前后碼元載波相位的相對變化傳數字信息相對調相絕對調相2/6/202363

0123456781001001110001110

100011101+1-1-1-1+1+1+1-1+10π

π

π000π

0

π

00-π

00π

-π

相對碼絕對碼電平相位n例5.4舉例說明2DPSK信號產生過程中各碼元的變換以及與載波相位變化的關系絕對相位相對相位通過相鄰時隙載波相位的變化與否來“攜帶”信息：

“1——相位變化”，“0——相位不變”

2/6/202364

012345678+1-1-1-1+1+1+1-1+110001110110001110

1

0

010011

相對碼2PSK解調結果n絕對碼上次相對碼例5.5說明2DPSK信號的接收過程。（1）傳輸后結果正確，則差分解碼的過程為：本地載波相位正確傳號差分譯碼2/6/202365（2）傳輸后結果反相，則差分解碼的過程為：可見，不論是否發(fā)生反相，2DPSK都能正確收到信息。本地載波相位相反

012345678-1+1+1+1-1-1-1+1-101110001001110001

1

0

010011

相對碼2PSK解調結果n絕對碼上次相對碼2/6/202366可以證明：差分編碼的輸出序列也是等概率的二元獨立序列。2.功率譜與帶寬3.相干解調及其誤碼性能2DPSK的誤碼率：，LPF接收法，匹配濾波器接收法

為2PSK傳輸誤碼率2DPSK的功率譜、帶寬：與2PSK的完全一樣。2/6/202367取值0、12PSK相干解調器Tb模二加取值-1、1取值0、1電平轉換圖5.3.52DPSK傳輸系統(tǒng)取值0、1取值-1、1電平轉換2PSK調制器Tb取值0、1模二加2/6/202368說明：{dn}序列經2PSK傳輸后是否錯誤是彼此獨立的正確正確正確錯誤正確錯誤正確錯誤錯誤錯誤錯誤正確2/6/202369另一種重要的解調方法：比較兩個相鄰時隙上信號的相位，還原出絕對碼（信息比特），而不需要本地振蕩。4.差分相干接收（非相干解調）圖5.3.62DPSK的差分相干解調BPFLPF延時Tb抽樣判決符號定時2/6/20237011+1-1-1+1

1100-1+1-1+1

00與的關系信息比特兩者相同兩者不同表5.3.2差分相干解調的判決準則，取值0、1取值-1、1電平轉換2PSK調制器Tb取值0、1模二加2/6/2023712/6/202372相干解調性能實際過程中，噪聲總是存在的，這種接收系統(tǒng)的誤碼性能：

其中，折算為時，差分相干解調的性能不如相干解調的帶通濾波器的帶寬取為最小理論值2/6/202373解：相干接收時誤碼率為，差分相干接收誤碼率為例5.6假定2DPSK系統(tǒng)的傳輸率為5Mbps，接收帶通濾波器的輸出信號的幅度為223.6mV，高斯噪聲的功率譜密度為。求相干接收與差分相干接收的誤碼率。

作業(yè)：8、102/6/202374習題5.9設載頻為1800Hz，碼元速率為1200波特，發(fā)送信息為011010。試按下面兩種方式畫出2DPSK信號的波形。（1）若相位偏移代表“0”，代表“1”；（2）若相位偏移代表“0”，代表“1”。解：（1）0110102/6/202375（2）0110102/6/2023765.4QPSK與DQPSK2/6/202377

MPSK（多進制調相）(1)MPSKForexample:M=42/6/202378信號星座圖：參考矢量參考矢量2/6/202379

MPSK調制器2/6/2023802/M二進制信號多電平信號

m(t)-90o信號處理器振蕩器2/6/202381

MPSK解調器抽樣鑒相器二進制信號因為有噪聲,參考矢量LPFLPF抽樣2/6/202382——取值有四種可能，以傳送四元符號。5.4.1QPSK信號的基本原理1.QPSK信號QPSK或4PSK（四進制相移鍵控）：（1）采用了4種相位；（2）采用了正交的載波。（00，01，11，10）四元符號2/6/202383QPSK的兩種星座圖：A方式：B方式：（表5.4.1QPSK的兩套相位值）后面討論B方式。其實，兩種方式只相差（即）格雷碼好處：相鄰相位對應的符號中只有1位不同，相位錯誤通常只導致有1個比特的損失。2/6/202384串并變換：四元信息序列拆分為兩個二元序列四元符號序列2.QPSK與兩路正交2PSK四元序列的高位比特與低位比特排成：與序列，那么，則，QPSK是這兩個序列生成的兩個彼此正交(載波相差)的2PSK信號之和。2/6/202385其中：B方式：2/6/2023861001B方式：恒包絡2/6/202387的復包絡：的符號速率與相同，均為3.功率譜與帶寬2/6/202388若正交路、同相路基帶信號用矩形波（雙極性NRZ)，則基帶信號帶寬為：2/6/202389QPSK每個時隙傳輸兩比特，頻帶利用率是2PSK的兩倍。2/6/202390若正交路、同相路基帶信號用升余弦譜波2/6/202391例5.7假定QPSK系統(tǒng)的輸入二進制序列為0,試說明(1)相應的載波相位(B方式)序列;(2)同相與正交支路的比特序列;(3)傳輸速率為4800bps時需要的帶寬.解:四元符號序列:011111011000(1)載波相位:(2)同相支路:111100正交支路:011010(3)帶寬:2/6/2023925.4.2QPSK的調制解調方法及誤比特性能1.調制解調方法基于“QPSK等效于兩路正交的2PSK之和”的想法：調制器：

QPSK信號基帶脈沖成型基帶脈沖成型串/并轉換速率減半速率減半2/6/202393解調器：QPSK信號載波同步并/串轉換BPFLPF或MFLPF或MF符號定時抽樣判決抽樣判決圖5.4.4QPSK調制解調框圖同相與正交解調器彼此獨立工作2/6/202394例如，在上支路的相乘器之后，LPF后輸出為：2/6/202395QPSK的每個四元符號所包含的兩個比特都獨立、并行地按2PSK傳輸，各比特的傳輸誤比特率均為（相干2PSK的誤比特率）。所以，2.誤比特性能QPSK的誤比特率為：

作業(yè)：111921222/6/202396矩形NRZ的QPSK在時隙邊界處經常間斷，使信號功率譜有很高的旁瓣。5.4.4*OQPSK與DQPSK1001恒包絡QPSK星座,最大相位跳變?yōu)闉榱讼拗茙?，實際調制器中改用符合帶限信道的無ISI基帶成形脈沖。由此產生的QPSK信號不再保持恒定的包絡。2/6/202397恒包絡信號的優(yōu)點：允許非線性放大，效率高、易實現。人們希望改進QPSK的包絡。有了AM分量恒包絡經分析：相位跳變越大，限帶后則AM分量越大。2/6/2023981.OQPSK偏移正交相移鍵控（OffsetQPSK）——兩個正交支路的2PSK信號相互錯開的時間，使相位改變不同時發(fā)生?？梢詼p小相位變化，進而減少包絡起伏。計算機仿真結論：包絡起伏由0~1.25改善為0.7~1.15。最大相位調變?yōu)閙I(t)和mQ(t)分量在時間上相互偏移Ts/22/6/202399圖5.4.7(寬帶)OQPSK信號最大相位調變?yōu)?/6/20231002.DQPSK

（差分正交相移鍵控）它是由相互旋轉π/4

的兩個QPSK星座圖交替出現而產生波形的。01110010符號映射規(guī)則：（1）信號的最大相位變化為，包絡的起伏減小。（2）DQPSK是差分調制，便于接收機簡化。2/6/2023101例5.9假定DQPSK系統(tǒng)的輸入二進制序列為0，試說明：（1）相應的載波相位差（2）相應的絕對載波相位（令初相位為）。解：（1）四元符號序列：011010011100載波相位差：（2）絕對載波相位：011100101331202/6/2023102QPSK延遲交替

QPSK,π/4DQPSK與OQPSK的關系調制類型最大相移AM分量bigsmallsmallestOQPSKQPSK(π/4)QPSK2/6/2023103若基帶用升余弦譜波限帶時，已調信號會有AM分量。經分析：相位跳變越大，則AM分量越大。這使得限帶后的信號不能用效率高的非線性C類放大器放大，只能用A、B類線性放大器。注：若基帶用矩形波傳時，它們是恒包絡調制，但已調信號譜太寬；2/6/2023104

QAM對于MASK，矢量端點在一條直線軸上分布；對于MPSK，矢量端點在一個圓周上分布；對于QAM，矢量端點在整個信號平面上分布；2/6/2023105MQAM

調制器2bit串/并變換binary可引入無ISI濾波器2/L電平變換2/L電平變換2/6/202310610000111100001110111111100111011WhenM=4,4QAM=QPSK2/6/2023107

QAM解調器抽樣抽樣binary可引入無ISI濾波器并/串(L-1)個門限(L-1)個門限判決判決LPFLPF2/6/20231085.5基本頻帶調制的討論2/6/20231095.5.1ASK與FSK的相干解調圖5.5.12ASK相干解調傳輸系統(tǒng)與等效AWGN基帶信道

單極性NRZ向上頻移基帶接收濾波器抽樣與判決BPFLPFB2B基帶發(fā)送濾波器向下頻移AWGN頻帶信道LPF或MF符號定時判決門限為A/2(LPF)判決門限為AT/2(MF)的雙邊功率譜密度為1.2ASK的相干解調:2/6/2023110借助第4章中單極性2PAM信號的結論：LPF接收系統(tǒng)（帶寬）：匹配濾波器接收系統(tǒng)：單極性2PAM：基帶平均碼元能量2/6/2023111LPF接收系統(tǒng)（帶寬）：匹配濾波器接收系統(tǒng)：2ASK的平均碼元能量：注意：基帶平均碼元能量：

2/6/2023112考慮：（1）廣義的二進制（基帶或帶通）信號：與（2）接收機為線性處理器（含基帶的LPF、匹配濾波器二元信號AWGN信道抽樣判決線性濾波器2.2FSK的相干解調:甚至對于帶通二進制系統(tǒng)的相干解調器和MF

）線性處理器2/6/2023113(1)最佳門限：(2)最小平均誤碼率，

0、1等概發(fā)送時(3)高斯白噪聲和Match-filter的結果2/6/2023114頻差較大時適合抽樣判決LPFLPFBPFBPF相干解調時W=2Bf1f0W=2B2/6/20231152B2Bpn0(f)pn1(f)2/6/2023116抽樣判決BPF

MF接收時頻差較小時，設正交，。2/6/2023117匹配濾波器接收系統(tǒng)：2FSK的平均碼元能量：LPF接收系統(tǒng)（帶寬）：

可見，2FSK的相干解調系統(tǒng)的誤碼性能與2ASK的相干解調系統(tǒng)的誤碼性能相同2/6/2023118方式頻帶調制制式誤比特率Pb備注非相干解調2ASK2FSK2DPSK一般結論最優(yōu)結果兩者相同好3dB5.5.2系統(tǒng)差錯概率的比較表5.5.1幾種基本的頻帶調制信號的誤比特率公式表中所有的帶通濾波器帶寬取理論最小值2/6/20231192FSKQPSK2ASK2DPSK2PSK

方式頻帶調制制式誤比特率Pb備注匹配濾波器兩者相同比2PSK差3dB表5.5.1幾種基本的頻帶調制信號的誤比特率公式（續(xù)）MF：2/6/2023120

方式相干解調2FSKQPSK2ASK2DPSK2PSK調制制式誤比特率Pb一般結論最優(yōu)結果帶通濾波器帶寬取已調信號譜零點帶寬當帶通濾波器帶寬取理論最小值當2/6/2023121單極性基帶NRZ相干ASK、FSK非相干ASK、FSK雙極性基帶NRZ相干PSK、QPSK差分相干2DPSK圖5.5.3主要的誤比特率曲線2/6/2023122（1）誤比特性能排序：（2）PSK與QPSK性能優(yōu)秀、復雜度最高的；QPSK頻帶最少。（3）DPSK接近PSK（僅），但沒有“不確定性反相”問題。（4）FSK性能一般，非相干接收實用；它占用頻帶多，但比其他傳輸方式更“頑強”。（5）非相干ASK（或OOK）適用于質量好的信道，設備很簡單。從圖中可以看到：2/6/2023123相干解調誤碼率，例5.10假定2FSK信號通過某窄帶AWGN信道后采用非相干解調的誤碼率為。問：（1）改用相干解調的誤碼率是多少？（2）改用碼率、載頻、幅度相同的2ASK信號通過該信道時，相干與非相干解調的是多少？（3）改用2ASK信號后，如何調整幅度，可保持不變？解：（1）由非相干解調的于是，2/6