模擬集成電路頻率特性

模擬集成電路頻率特性第1頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一概述在單級放大器的低頻特性分析中，忽略了器件的負載電容。記入寄生電容后的分析結(jié)果復(fù)雜、不直觀?？刹捎靡恍┖喕娐方Y(jié)構(gòu)的方法。密勒效應(yīng)：將二端點X、Y之間的阻抗等效成二端點分別對地的阻抗。流過Z的電流是則，有同樣的電流流過Z1：第2頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一概述同樣的，流過Z2的電流為：密勒定理沒有指出怎樣的電路可以等效。因此，并不是所以電路都能用密勒定理等效。例：X和Y間只有一個通路的電路是不能等效的。在阻抗Z和主通路并聯(lián)的通常情況下，密勒定理是有效的。如圖，可以將輸入和輸出間的阻抗等效到輸入和輸出端進行處理。第3頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一概述密勒效應(yīng)：如果用密勒定理來獲得輸入－輸出傳遞函數(shù)，則，不能用該定理來計算輸出阻抗。因為，求傳遞函數(shù)時，求輸出阻抗時，，外加二種情況下，得到的可能是不同的。Av和頻率有關(guān)。在一般的應(yīng)用中，用低頻時的增益近似。第4頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一概述極點和結(jié)點的關(guān)聯(lián)：利用密勒定理，可以將每一結(jié)點的阻抗看成結(jié)點到地的總電容和總電阻。A1、A2是理想的，R1、R2是輸出電阻，Cin、CN是輸入電容，Cp是負載電容。是一種近似方法，沒有考慮零點。第5頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一概述將放大器和輸出結(jié)點一起考慮：R、C電路跨導(dǎo)放大器和輸出負載主極點近似帶寬單位增益帶寬第6頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級電路結(jié)構(gòu)：CGS和CDB是接地電容。飽和時，CGD在柵極的密勒等效項：CGD使輸入電容增加，帶寬下降。第7頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級CGD在漏極的密勒等效項：近似公式是一個雙極點的函數(shù)，希望是只有一個主極點。近似公式中沒有考慮零點。低頻增益近似。第8頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級等效電路：~對X點：對Vout點：由上面二方程可得：第9頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級有二個極點，一個零點。是復(fù)雜的公式，其中對分母作適當(dāng)處理：假定：第10頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級低頻時，跨導(dǎo)還沒有下降，可忽略令:則當(dāng)頻率上升時，可考慮第二個極點。若很大，第11頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級結(jié)論：當(dāng)輸入RC很大時，輸入極點是主極點，結(jié)果和近似公式相同。零點：直觀上，CGD提供了一條從輸入到輸出的前饋通道。高頻時：流過M1和CGD的電流方向相同，大小相反。直觀上，左圖是共源級的頻率相應(yīng)曲線。第12頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級另一種近似方法：~忽略輸入結(jié)點引入的極點（Rs=0），只考慮輸出極點，則是單級點函數(shù)。輸入電容是前級的負載電容。第13頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級若CL是在輸出結(jié)點上看到的總電容。帶寬同樣可得零點單位增益帶寬第14頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級將結(jié)果推廣到MOS負載：帶寬：結(jié)論：第15頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級輸入阻抗：不再是無限大。輸入阻抗：不再是無限大。輸入阻抗是一個電容。高頻時，如圖第16頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源級低頻時，s很小，若CGD很大，則零點不能忽略。前饋通路近似為短路第17頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一源跟隨器源跟隨器作為輸出級（緩沖、電平移位）時，負載一般是電容。輸入可能是高增益級的輸出阻抗，但可以和輸入電容一起看作前級的輸出極點。X和Y之間的CGS使二極點的相互作用很大，二極點難以和結(jié)點對應(yīng)。因為：Rs和CGS的值都很大，造成overshoot和ringing。假定Rs=0，則忽略一個極點，頻率特性是一個單極點函數(shù)。第18頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一源跟隨器小信號分析：~一個極點：一個零點：在左半平面。高頻時，通過CGS的直饋通路和通過M1的信號極性相同第19頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一源跟隨器輸入阻抗：CGD是輸入到地的電容，可先忽略。求得的輸入阻抗和CGD并聯(lián)得到總的阻抗。高頻時：CGS和CL串聯(lián)，再和一個負阻串聯(lián)。第20頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一源跟隨器輸出阻抗：在輸出結(jié)點并聯(lián)的元件有：忽略上述并聯(lián)項，忽略由小信號等效電路，得到：低頻時，高頻時，一般情況下，電路作為緩沖器，Rs很大，輸出阻抗隨頻率上升而增加。第21頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一源跟隨器輸出阻抗的電感等效：輸出阻抗可寫為：若源跟隨器的前級輸出阻抗很大，則源跟隨器的輸出阻抗表現(xiàn)出電感現(xiàn)象。帶大電容負載時，階躍響應(yīng)為減幅震蕩。第22頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共柵級若忽略溝道長度調(diào)制效應(yīng)，輸入輸出結(jié)點是“孤立”的，易達到寬帶。交流接地引入二個極點，沒有直饋通路，沒有零點第23頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共柵級若計入溝道長度調(diào)制效應(yīng)，輸入輸出結(jié)點不是“孤立”的。輸入阻抗與輸出結(jié)點有關(guān)，很難把極點和結(jié)點對應(yīng)。例6.7給出了傳遞函數(shù)和輸入阻抗的推導(dǎo)結(jié)果。輸入阻抗：當(dāng)CL或s很大時，輸入阻抗約為：輸出阻抗和共源共柵級相似，在下面討論。第24頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源共柵級通過共柵器件M2抑制結(jié)點X的密勒效應(yīng)，提高帶寬。對M1而言，X點的負載電阻是，M1的輸入密勒項為：第25頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源共柵級多了一個內(nèi)部結(jié)點X：輸出結(jié)點：有三個極點，其中一般不考慮。設(shè)計時選擇在高頻處。則：是主極點，傳輸函數(shù)是單極點函數(shù)。第26頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源共柵級若RD由M3來代替，考慮和而因為X點的負載電阻第27頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一共源共柵級Afωoutωu若要滿足電路的相位補償條件，必須：調(diào)節(jié)滿足電路的相位補償條件。共源共柵級的輸出阻抗忽略Cy和CGD1，則輸出阻抗相當(dāng)于源極負反饋的共源級的情況。有一個極點，對電流源的應(yīng)用有影響。第28頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一差動對可分別討論差分信號和共模信號的頻率特性。對于雙端輸出的對稱差動對可采用半邊電路等效，則頻率特性和共源級相同。例如:輸入結(jié)點有密勒項可以近似得到：共模頻率特性如果只考慮，則可利用差分對公式第29頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一差動對一般要求M3在飽和區(qū)內(nèi)，I很大，VDS很小。即M3的寬長比很大，寄生電容很大。代表輸出（差模）極點，代表P點（共模）極點。共模抑制比下降不明顯。第30頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一差動對高阻抗負載的情況對偏置點G，M3、M4將大小相等，方向相反的電流導(dǎo)入G，則G點可近似交流接地。負載電容是各管的漏級電容和柵漏交疊電容。上述公式可適用。很大，很大，則輸出極點是主極點。第31頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一差動對CMOS差動對和雙端輸出（全對稱）的電路相比，引入了一個鏡像極點E。輸出極點第32頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一差動對零點：電路從輸入到輸出有二個通道，引入了零點對通道M1、M3、M4:對通道M2:零點在左半平面。主極點近似第33頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一例1：電流漏共源級的性能已知：W1=2m,L1=1m,W2=1m,L2=1m,VDD=5,VGG1=3v,Cgd1=Cgd2＝100fF,Cbd1=200fF,Cbd2=100fF,Cgs2=200fF,CL=1pF。計算輸出擺幅和小信號性能。第34頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一例2：CMOS差動對的性能第35頁，共38頁，2023年，2月20日，星期一已知：VDD=-VSS=2.5V,SR≥10V/μs(CL=5pF),Pdiss≤1mW.f-3dB≥100kHz(CL=5pF),Av=100V/V,-1.5V≤ICMR≤2V參數(shù)：KN’=110μA/V2,KP’=50μA/V2,VTN=0.7V,VTP=-0.7V,λN=0.04V-1，λP