無刷直流電動機及其控制系統(tǒng)的研究畢業(yè)論文

無刷直流電動機及其控制系統(tǒng)的研究 無刷直流電動機及其控制系統(tǒng)的研究摘要無刷直流電動機具有高效、高控制精度、高轉矩密度、低噪聲的特點，通過合理設計磁路結構能夠獲得較高的弱磁性能，可以成為各類工具首選驅動機。本文在介紹電動汽車中電動機及其控制系統(tǒng)應用現(xiàn)狀和性能要求的基礎上。首先分析了無刷直流電機的結構特點，重點研究了無刷直流電機最大轉矩/電流比控制算法，并構建了Matlab/Simulink環(huán)境下無刷直流電機控制系統(tǒng)的仿真模型。最后，根據(jù)無刷直流電機控制系統(tǒng)的仿真結果，設計了無刷直流電機直接轉矩控制系統(tǒng)的硬件和軟件，其中，硬件控制系統(tǒng)主要包括三相全橋逆變電路、功率驅動電路、轉子位置檢測電路以及功率器件的保護電路等。該系統(tǒng)最大特點是以電子換向線路替代了由換向器和電刷組成的機械式換向結構，使傳感器可以借助DSP的強大功能獲取轉子位置信號，克服了機械位置傳感器的存在給無刷直流電機所帶來的諸多不利影響。關鍵詞：電動汽車，無刷直流電動機，直接轉矩控制，Matlab仿真BrushlessDCmotoranditscontrolsystemAbstractThebrushlessDCmotorwithhighefficiency,highcontrolaccuracy,hightorquedensity,low-noisecharacteristics,throughtherationaldesignofmagneticcircuitstructuretoobtainahigherweakmagneticenergy,varioustoolscanbeadrivingmachineofchoice.Onthebasisoftheintroductionofelectricvehicles,electricmotoranditscontrolsystemapplicationstatusandperformancerequirements.FirstanalyzethestructuralcharacteristicsofthebrushlessDCmotor,focusingonbrushlessDCmotortorque/currentcontrolalgorithm,andconstructasimulationmodelofthebrushlessDCmotorcontrolsysteminMatlab/Simulinkenvironment.Finally,accordingtothesimulationresultsofthebrushlessDCmotorcontrolsystem,designofabrushlessDCmotordirecttorquecontrolsystemhardwareandsoftware,whichthehardwarecontrolsystemmainlyconsistsofthree-phasefull-bridgeinvertercircuit,drivecircuit,therotorpositiondetectioncircuitandpowerdeviceprotectioncircuit.Thesystemischaracterizedbyelectronicallycommutatedlineinsteadofthemechanicalcommutatorandbrushchangetothestructure,sothatsensorscanmakeuseofthepowerfulfeaturesoftheDSPtoobtaintherotorpositionsignals,toovercometheexistenceofthemechanicalpositionsensorstothebrushlessmanyadverseeffectsbroughtaboutbytheDCmotor.Keywords:electricvehicles,brushlessDCmotor,directtorquecontrol,Matlabsimulation. 無刷直流電動機及其控制系統(tǒng)的研究 畢業(yè)設計（論文）原創(chuàng)性聲明和使用授權說明原創(chuàng)性聲明本人鄭重承諾：所呈交的畢業(yè)設計（論文），是我個人在指導教師的指導下進行的研究工作及取得的成果。盡我所知，除文中特別加以標注和致謝的地方外，不包含其他人或組織已經(jīng)發(fā)表或公布過的研究成果，也不包含我為獲得及其它教育機構的學位或學歷而使用過的材料。對本研究提供過幫助和做出過貢獻的個人或集體，均已在文中作了明確的說明并表示了謝意。作者簽名：日期：指導教師簽名：日期：使用授權說明本人完全了解大學關于收集、保存、使用畢業(yè)設計（論文）的規(guī)定，即：按照學校要求提交畢業(yè)設計（論文）的印刷本和電子版本；學校有權保存畢業(yè)設計（論文）的印刷本和電子版，并提供目錄檢索與閱覽服務；學校可以采用影印、縮印、數(shù)字化或其它復制手段保存論文；在不以贏利為目的前提下，學?？梢怨颊撐牡牟糠只蛉績热荨Ｗ髡吆灻喝掌冢?

目錄第一章緒論 3第2章無刷直流電機的工作原理 42.1無刷直流電機的基本組成及工作原理 42.1.1基本組成 42.1.2無刷直流電機的工作原理 52.2無刷直流電動機的運行特性 72.2.1機械特性 72.4無刷直流電動機的轉矩脈動[ 9第3章無刷直流電機的主電路的工作方式 103.1星形連接三相半橋式主電路 103.2星形連接三相橋式主電路 123.3角形連接三相橋式主電路 143.1無刷直流電機的控制策略 16第四章基于直接轉矩的無刷直流電機控制仿真 204.1無刷直流電動機id=0控制 204.1.1仿真模型介紹 204.1.2模塊介紹 224.1.3id=0控制仿真結果 234.2無刷直流電動機最大轉矩/電流比控制 274.2.1仿真模型介紹 274.3根據(jù)MTPA原理計算Tem對應的控制電流iq、id 324.3.1Matlab源程序 324.3.2運行結果 334.4MTPA控制的仿真結果 344.3.1電機空載 344.3.2電機負載Tf=2N·m 354.3.3負載在0.6S突然由原來的2N·m變到4N·m 364.3.4轉速在0.6S突然由原來的200rad/s變到400rad/s 374.3.5電機制動時，能量回收 384.4MTPA與id=0仿真結果對比、分析 394.4.1結果對比 394.4.2結果分析 404.5本章小結 405.1無刷直流電機的基本硬件組成 415.1.1DSP控制器 425.1.3控制電路 445.1.4轉子位置檢測電路 475.2數(shù)字控制系統(tǒng)的軟件設計 485.2.1整體設計論述 485.2.2換相檢測和開環(huán)起動的軟件實現(xiàn) 491.換相點的軟件實現(xiàn) 492.電機旋轉的正、反向控制 505.2.3主要子程序 511.轉子轉速調節(jié)子程序 512.換相服務子程序 52 525.2.4PWM周期中斷子程序(PWMISR) 555.2.5ADC轉換中斷服務子程序（ADCISR） 55第六章結論 60參考文獻 60第一章緒論近二十多年來，電力電子技術、計算機技術、控制理論以及新材料技術都得到了迅速的發(fā)展，所有這些都推動著電機控制技術的發(fā)展、進步。新材料技術的發(fā)展，例如稀土永磁材料Nd-Fe-B、磁性復合材料的出現(xiàn)，給電機設計插上了翅膀，各種新型、高效、特種電機層出不窮。我們國家稀土資源十分豐富，近年來，永磁電機的研究十分活躍。采用永磁材料激磁，特別是采用高性能稀土永磁材料，可大大提高電動機效率，縮小電機體積。據(jù)不完全統(tǒng)計，500W以下的直流微電機中，永磁電機占92%，而10W以下永磁電機占99%。而在無刷化方面，主要是發(fā)展無刷直流BLDC(BrushlessDC)電機，以提高產(chǎn)品的可靠性和壽命。而電力電子技術、計算機技術和控制理論的發(fā)展更使得電機調速技術得到很快的發(fā)展。新的電力電子器件，高性能的數(shù)字集成電路以及先進的控制理論的應用，使得控制部件功能日益完善，所需的控制器件數(shù)目愈來愈少，控制器件的體積也日益減小，控制器的可靠性提高而成本日益降低。從而使得電機的應用不再局限于傳統(tǒng)的工業(yè)領域。而在商業(yè)，家用電器、聲像設備、電動自行車、汽車、機器人、數(shù)控機床、雷達和各種軍用武器隨動系統(tǒng)等領域也得到廣泛應用。當前，電子產(chǎn)品正經(jīng)歷著從模擬到數(shù)字的轉化，在這場數(shù)字化的革命當中，DSP(DigitalSignalProcessor)器件適時而動，取得了飛速的發(fā)展。今天，DSP己經(jīng)成為通信、計算機、網(wǎng)絡、工業(yè)控制以及家用電器等電子產(chǎn)品中不可或缺的基礎器件。由于DSP具有較強的計算能力和較好的實時性，使得算法復雜的現(xiàn)代控制理論能夠在實際中得到很好的應用，特別是實時性要求很高的系統(tǒng)，也可以通過DSP實現(xiàn)復雜的智能控制算法。在電力傳動這個實時性要求很高的領域，DSP的應用越來越多，例如機器人，機械手等工業(yè)自動化系統(tǒng)；火炮位置伺服等軍用設備；洗衣機，空調等家用電器設備；電動自行車等交通工具都用到了DSP控制器電力傳動方案。DSP技術的提高和CPU相似，已經(jīng)成為決定電子產(chǎn)品更新?lián)Q代的決定因素之一。用DSP進行電力傳動系統(tǒng)的設計，是未來電力傳動系統(tǒng)實現(xiàn)數(shù)字化，智能化的發(fā)展方向。本課題是自選研究課題，旨在研制一套基于DSP的無刷直流電機調速系統(tǒng)，主要工作如下：(1)研究無刷直流電動機的運行原理和控制方式，針對控制對象——具有正弦波反電動勢的15kW無刷電機選擇合適的控制方案。(2)設計無刷直流電機控制器的硬件電路，包括電源電路、功率電路、電流檢測電路、電壓檢測電路、位置檢測電路、電流斬波電路、驅動電路、DSP外圍電路、DSP和單片機通信電路以及顯示電路等。(3)根據(jù)無刷直流電機的控制策略，介紹無刷直流電動機在橫轉矩區(qū)的id=0和MTPA控制策略，并在Matlab/simulink環(huán)境下，構建了電機控制模型，對兩種控制策略的仿真結果進行了分析和對比。最后，選擇和確定了本系統(tǒng)相應的控制策略。(4)通過實驗和仿真結果，設計無刷直流電機直接轉矩控制系統(tǒng)的硬件和軟件。實現(xiàn)數(shù)據(jù)采集及顯示；跟蹤轉子位置，輸出相通斷信號至功率變換器決定對應的開關器件的開斷；根據(jù)轉子位置信號計算速度值；實現(xiàn)電流斬波控制；進行轉速環(huán)和電流環(huán)PI調節(jié)；實現(xiàn)電機正反轉運行以及DSP與單片機通信等。第2章無刷直流電機的工作原理2.1無刷直流電機的基本組成及工作原理2.1.1基本組成圖2-1無刷直流電動機的結構原理圖無刷直流電動機的結構原理如圖2-1所示。它主要由電動機本體、位置傳感器和電子開關電路控制器三部分組成。電動機本體在結構上與永磁同步電動機相似，但沒有籠型繞組和其他起動裝置，其定子繞組一般制成多相（三相、四相、五相不等），轉子由永磁鋼按一定極對數(shù)(2p=2，4,…)組成，三相定子繞組分別與電子開關線路中相應的功率開關器件連接。在圖2-1中A相、B相、C相繞組分別與功率開關管(VT1，VT4),(VT3，VT6),(VT5，VT2)相接，磁極位置傳感器跟蹤轉子與電動機轉軸相連接。當定子繞組的某一相通電時，該電流與轉子永久磁鋼的磁極所產(chǎn)生的磁場相互作用而產(chǎn)生轉矩，驅動轉子旋轉，再由位置傳感器將轉子磁鋼位置變換成電信號，去控制電子開關電路，從而使定子各相繞組按一定次序導通。定子相電流隨轉子位置的變化而按一定的次序換相。隨著轉子的轉動，位置傳感器不斷的送出信號，以改變電樞繞組的通電狀態(tài)，使得在某一磁極下導體中的電流方向始終保持不變，這就是無刷直流電動機的換流原理。由于電子開關電路的導通次序是與轉子轉角同步的，因而起到了機械換相器的換相作用。因此，所謂無刷直流電動機，就其基本結構而言，可以認為是一臺由電子開關電路、永磁同步電動機以及位置傳感器三者組成的“電動機系統(tǒng)”。其原理框圖如圖2-2所示。直流電源直流電源開關電路電動機位置傳感器n圖2-2無刷直流電動機的原理框圖2.1.2無刷直流電機的工作原理眾所周知，一般的永磁式直流電動機的定子由永磁磁鋼組成，其主要作用是在電動機氣隙中產(chǎn)生磁場，其電樞繞組通電后產(chǎn)生電樞磁場。由于電樞的換向作用，使得這兩個磁場的方向在直流電動機運行的過程中始終保持相互垂直，從而產(chǎn)生轉矩而驅動電動機不停地運轉。無刷直流電動機為了實現(xiàn)無電刷換向，首先把電樞繞組放在定子上，永磁磁鋼放在轉子上，這與傳統(tǒng)直流永磁電動機的結構剛好相反。但僅這樣做還是不行的，因為用一般直流電源給定子上各繞組供電，只能產(chǎn)生固定磁場，它不能與運動中轉子磁鋼所產(chǎn)生的永磁磁場相互作用，以產(chǎn)生單一方向的轉矩來驅動轉子轉動。所以，無刷直流電動機除了由定子和轉子組成電動機的本體以外，還要有位置傳感器、控制電路以及功率開關共同構成的換向裝置，使得無刷直流電動機在運行過程中定子繞組所產(chǎn)生的磁場和轉動中的轉子磁鋼所產(chǎn)生的永磁磁場，在空間始終保持在左右的電角度。下面以圖2-1和圖2-3為例(兩兩導通、Y連接、三相六狀態(tài))加以簡要說明:圖2-3永磁無刷直流電動機工作原理示意圖當轉子永磁體位于圖2-3a所示位置時，轉子位置傳感器輸出磁極位置信號，經(jīng)過控制電路邏輯變換后驅動逆變器，使功率開關管、導通，即繞組A、B通電，A進B出，電樞繞組在空間的合成磁勢，如圖2-3a所示。此時定轉子磁場相互作用拖動轉子順時針方向轉動。電流流通路徑為:電源正極→管→A相繞組→B相繞組→管→電源負極。當轉子轉過600電角度，到達圖中2-3b位置時，位置傳感器輸出信號，經(jīng)過邏輯變換后使開關管截至，導通，此時仍導通。則繞組A、C通電，A進C出，電樞繞組在空間合成磁場如圖2-3b中。此時定轉子磁場相互作用使轉子繼續(xù)沿順時針方向轉動。電流流通路徑為:電源正極→管→A相繞組→C相繞組→管→電源負極，依次類推。當轉子繼續(xù)沿順時針每轉過600電角度時，功率開關管的導通邏輯為→→→→…，則轉子磁場始終受到定子合成磁場的作用并沿順時針方向連續(xù)轉動。在圖2-3a到b的600電角度范圍內，轉子磁場順時針連續(xù)轉動，而定子合成磁場在空間保持圖2-3a的的位置不動，只有當轉子磁場轉夠600電角度到達圖2-3b中的位置時，定子合成磁場才從圖2-3a中位置順時針躍變至的位置?？梢姸ㄗ与娏鳟a(chǎn)生的磁場在空間不是連續(xù)旋轉的磁場，而是一種跳躍式旋轉磁場，每個步進角為600電角度。當轉子每轉過600電角度時，逆變器開關管之間進行一次換流，定子通電狀態(tài)就改變一次?？梢?，電機有6個狀態(tài)，每一狀態(tài)都是兩兩導通，每相繞組中流過電流的時間相當于電角度1200。兩兩導通、Y連接、三相六狀態(tài)無刷直流電動機的三相繞組與各開關管導通順序的關系如表2.1。表2.1兩兩導通Y連接三相六狀態(tài)時繞組合開關管導通順序表電角度360030002400180036003000240018001200600導通順序ABCBCABVTVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT62.2無刷直流電動機的運行特性2.2.1機械特性無刷直流電動機的機械特性為：（1-1）UT-開關器件的管壓降Ia-電樞電流Ce-電機的電動勢常數(shù)-每級磁通量可見無刷直流電動機的機械特性與一般直流電動機的機械特性表達式相同，機械特性較硬。在不同的供電電壓驅動下，可以得到如1-3圖所示機械特性曲線簇。圖1-3機械特性曲線簇當轉矩較大、轉速較低時，流過開關管和電樞繞組的電流很大，這時，管壓降隨著電流增大而增加較快，使在電樞繞組上的電壓有所減小，因而圖所示的機械特性曲線會偏離直線，向下彎曲。2.2.2調節(jié)特性無刷直流電動機的調節(jié)特性如圖1-4所示。圖1-4調節(jié)特性調節(jié)特性的始動電壓和斜率分別為：（1-2）（1-3）從機械特性和調節(jié)特性可以看出，無刷直流電動機與一般直流電動機一樣，具有良好的調速控制性能，可以通過調節(jié)電源電壓實現(xiàn)無級調速。但不能通過調節(jié)勵磁調速，因為永磁體的勵磁磁場不可調。2.2.3工作特性電樞電流與輸出轉矩的關系、效率輸出轉矩的關系如圖1-5所示。圖1-5工作特性在輸出額定轉矩時,電機效率高、損耗低是無刷直流電動機的重要特點之一。2.4無刷直流電動機的轉矩脈動[無刷直流電動機中存在的轉矩脈動問題使它很難實現(xiàn)更精確的位置控制和更高性能的轉速控制，尤其是在直接驅動應用的場合，轉矩脈動問題更為突出。引起轉矩脈動的因素很多，主要有以下幾個方面：（1）齒槽效應引起的轉矩脈動在無刷直流電動機的任何電樞電流都不存在的情況下，當轉子旋轉時，由于定子齒槽的存在，定子鐵心磁阻的變化而產(chǎn)生的磁阻轉矩，就是齒槽轉矩。齒槽轉矩是交變的，與轉子位置有關，因此它是電動機本身空間和永磁勵磁磁場的函數(shù)。在電機制造上，將定子齒槽與永磁體斜一個齒距，或采用合理的分數(shù)槽，可以使齒槽轉矩減小到額定轉矩的百分之一左右。（2）諧波引起的轉矩脈動在無刷直流電動機中，恒定轉矩主要是由基波磁鏈和基波電流相互作用產(chǎn)生的，更高次的同次諧波間產(chǎn)生的恒定轉矩可以忽略不計，不同次諧波磁鏈和電流間不產(chǎn)生脈動轉矩。但在實際電機中，輸入定子繞組中的電流不可能是矩形波，因為電機的電感限制了電流的變化率。反電動勢的波形偏差越大，引起的轉矩脈動越大，另外，非理想的磁鏈波形對轉矩脈動也有影響。（3）電流換向引起的轉矩脈動電流換相也是引起轉矩脈動的主要原因之一，轉矩脈動基本頻率是電流頻率的6倍，也就是說，轉矩脈動起決定作用的是6次諧波轉矩，主要因為電流在每周期內要進行6次換相。平均轉矩隨換相角而變化，換相角度越大，轉矩脈動幅值越大。特別，在低速區(qū)BLDC電機的脈動轉矩會引起轉速波動，將嚴重影響系統(tǒng)的性能。第3章無刷直流電機的主電路的工作方式目前，無刷直流電動機的電機本體大多采用三相對稱繞組，由于三相繞組既可以是星形連接，也可以是角形連接，同時功率逆變器又有橋式和非橋式兩種。因此，無刷直流電動機的主電路主要有星形連接三相半橋式、星形連接三相橋式和角形連接三相橋式三種形式。3.1星形連接三相半橋式主電路常見的三相半橋主電路如圖3.1所示，圖中，A、B、C三相繞組分別與三只功率開關管VT1、VT2、VT3串聯(lián)，來自位置檢測器的信號H1、H2、H3控制三只開關管的通斷。在三相主半橋電路中，位置信號有1/3周期為高電平、2/3周期為低電平，各傳感器之間的相位差也是1/3周期，如圖3.2所示。圖3.1三相半橋主電路圖3.2三相半橋主電路中位置傳感器信號當轉子磁極轉過圖3.3（a）所示的位置時，H1為高電平，H2、H3為低電平，使功率開關VT1導通，A相繞組通電，該繞組電流同轉子磁極作用后所產(chǎn)生的轉矩使轉子沿順時針方向轉動。當轉子磁極轉到圖3.3（b）所示的位置時，H2為高電平，H1、H3為低電平，使功率開關VT2導通，A相繞組斷電，B相繞組通電，電磁轉矩仍使轉子沿順時針方向轉動。當轉子磁極轉到圖3.3（c）所示的位置時，H3為高電平，H1、H2為低電平，使功率開關VT3導通，B相繞組斷電，C相繞組通電，轉子繼續(xù)沿順時針方向旋轉，而后重新回到圖3.3（a）所示的位置。圖3.3電樞繞組通電與轉子磁極的相對位置這樣，定子繞組在位置檢測器的控制下，便一相一相地依次饋電，實現(xiàn)了各相繞組電流的換相。在換相過程中，定子各相繞組在氣隙中所形成的旋轉磁場是跳躍式的，其旋轉磁場在360°電角度范圍內有三種磁狀態(tài)，每種磁狀態(tài)持續(xù)120°電角度。我們把這種工作方式叫做單相導通星形三相三狀態(tài)。三相半橋主電路雖然結構簡單，但電機本體的利用律很低，每相繞組只通電1/3周期2/3周期處于關斷狀態(tài)，繞組沒有得到充分利用，在整個運行過程中轉矩脈動也比較大。3.2星形連接三相橋式主電路圖3.4所示是一種星形連接三相橋式主電路。圖中，上橋臂三個開關管VT1、VT3、VT5是P溝道功率MOSFET，柵極電位低電平時導通；下橋臂三開關管VT4、VT6、VT2是N溝道功率MOSFET，柵極電位高電平時導通。這種逆變器電路利用P溝道MOSFET和N溝道MOSERT導通規(guī)律的互補性，簡化了功率開關管的驅動電路。位置檢測的三個輸出信號通過邏輯電路控制這些開關管的導通和截止，其控制方式有兩種：二二導通方式和三三導通方式。1．二二導通方式二二導通方式是指在任一瞬間使兩個開關管同時導通。這種工作方式就是兩相導通星形三相六狀態(tài)方式，下面根據(jù)反電動勢和電磁轉矩的概念來分析其導通規(guī)律及特點。圖3.4星形連接三相橋式主電路電機的瞬時電磁轉矩可由電樞繞組的電磁功率求得：（3.1）式中、、——A、B、C三相繞組的反電動勢。、、——A、B、C三相繞組的電流?！D子的機械角速度?？梢姡姶呸D矩取決于反電動勢的大小。在一定的轉速下，如果電流一定，反電動勢越大，轉矩就越大。圖3.5三相繞組的反電動勢波形及其二二導通方式下的導通規(guī)律圖3.5給出了無刷直流電動機三相繞組的反電動勢波形及其二二導通方式下的開關管導通規(guī)律。為了使電機獲得最大轉矩，在二二導通方式下，開關管的導通順序應為：VT1、VT2VT2、VT3VT3、VT4VT4、VT5VT5、VT6VT6、VT1。在這種工作方式下，每個電周期共有六種導通狀態(tài)，每隔60°電角度工作狀態(tài)改變一次，每個開關管導通120°電角度。由此可見，如果忽略換相過程的影響，當梯形波反電動勢的平頂寬度大于等于120°電角度時，電機的轉矩脈動為0。因此，無刷直流電動機在設計時，應盡量增大磁極的極弧系數(shù)，以獲得足夠寬的磁密分布波形，從而得到平頂部分較寬的反電動勢波形。同時，如果假定電流為平頂波，電機工作在兩相導通星形三相六狀態(tài)方式時，總的電磁轉矩是每相電磁轉矩的兩倍。如果假定氣隙磁密在空間呈正弦分布，容易根據(jù)相量圖得出此時合成電磁轉矩是每相電磁轉矩的倍的結論。必須指出，這個結論對于無刷直流電動機來說并不準確，但可用于逆變器工作方式的定性分析。2．三三導通方式三三導通方式是在任一瞬間使三個開關管同時導通，各開關管導通順序為：VT1、VT2、VT3VT2、VT3、VT4VT3、VT4、VT5VT4、VT5、VT6VT5、VT6、VT1VT6、VT1、VT2，如圖3.6所示。由此可見，三三導通方式也有六種導通狀態(tài)，同時也是每隔60°改變一次導通狀態(tài)，每改變一次工作狀態(tài)換相一次，但是每個開關管導通180°，導通時間增加了。圖3.6三相繞組的反電動勢波形及其三三導通方式下的導通規(guī)律當VT1、VT2、VT3導通是，電流的路線為：電源VT1、VT3A相繞組和B相繞組C相繞組VT2地。其中A相B相相當與并聯(lián)。如果假定C相繞組的電流為I，則A、B相繞組的電流分別為I/2，可以求得電樞繞組產(chǎn)生的總的電磁轉矩約為每單相轉矩的兩倍。在三三導通方式下，各相繞組不是在反電動勢波的平頂部分換相，而是在反電動勢的過零點換相。因此，在電樞電流和轉速相同的情況下，三三導通方式下平均電磁轉矩比二二導通方式下要小，同時瞬時電磁轉矩還存在脈動。如果假定氣隙磁密在空間呈正弦分布，則合成電磁轉矩是單相電磁轉矩的1.5倍。比較兩種通電方式可見：在二二通電方式下，每個管子均有60°的電角度的不導通時間，不可能發(fā)生直通短路故障。而在三三通電方式下，因每個管子導通時間為180°電角度，一個管子的導通和關斷稍有延遲，就會發(fā)生直通短路，導致開關器件損壞。并且，兩相導通三相六狀態(tài)工作方式很好地利用了方波氣隙磁場的平頂部分，是電機出力大，轉矩平穩(wěn)性好。所以兩相導通三相六狀態(tài)工作方式最為常見。3.3角形連接三相橋式主電路圖3.7所示的角形連接三相橋式主電路的開關管也采用功率MOSFET。與星形連接一樣，角形連接的控制方式也有二二導通和三三導通兩種。圖3.7三角形連接三相橋式主電路1．二二導通方式三相角形連接二二導通方式的開關管導通順序為：VT1、VT2VT2、VT3VT3、VT4VT4、VT5VT5、VT6VT6、VT1，如圖3.8所示。圖3.8電樞繞組的反電動勢波形及其角形連接二二導通方式的導通規(guī)律當VT1、VT2導通時，電流的路線為：電源VT1A相繞組、B相繞組和C相繞組VT2地。其中B相與C相串聯(lián)，在與A并聯(lián)。如果A相繞組中的電流為I，則B、C兩相繞組中的電流約為I/2，總電磁轉矩約為單相電磁轉矩的兩倍。但各相繞組在反電動勢的過零點導通，在反電動勢平頂波部分關斷，瞬時電磁轉矩存在脈動。如果假定氣隙磁密在空間呈正弦分布，則容易得出此時合成電磁轉矩約為單相電磁轉矩的1.5倍?？梢姡切芜B接二二導通方式下無刷直流電動機的工作情況與星形連接三三導通是情況相似。2．三三導通方式三相角形連接三三導通方式的各開關管導通順序為：VT1、VT2、VT3VT2、VT3、VT4VT3、VT4、VT5VT4、VT5、VT6VT5、VT6、VT1VT6、VT1、VT2，如圖3.9所示。圖3.9電樞繞組的反電動勢波形及其角形連接三三導通方式的導通規(guī)律當VT1、VT2、VT3導通時，電流的路徑為：電源VT1、VT3A相繞組B相繞組VT2地。A、B兩相繞組并聯(lián)，流經(jīng)A、B兩相的電流大小相同。因此，總的電磁轉矩為單相電磁轉矩的兩倍。如果假定氣隙磁密在空間呈正弦分布，容易得出此時合成電磁轉矩為單相電磁轉矩的倍。所以角形連接三三導通方式下無刷直流電動機的工作情況與星形連接二二導通時情況相似。所不同的是，在星形連接二二通電方式下，兩通電繞組為串聯(lián)；而三角形連接三三通電時，兩相繞組為并聯(lián)。第四章無刷直流電機的控制策略3.1無刷直流電機的控制策略控制策略指電動機運行是對哪些參數(shù)進行控制，如何進行控制使電動機達到規(guī)定的運行狀況（如規(guī)定的轉速、轉矩），并使電動機保持較高的性能指標（如效率、溫升等）。本節(jié)給出了無刷直流電動機控制的基本策略，包括無刷直流電動機的轉速調節(jié)、正反轉控制及PWM波控制。3.2.1無刷直流電機的DSP控制系統(tǒng)我們知道，在兩兩導通的情況下無刷直流電機的轉矩基本上和相電流成正比。由這個結論可以得到以下的BLDCM的控制方案：圖3-13無刷直流電機的DSP控制系統(tǒng)在本系統(tǒng)中，三個霍爾傳感器的信號分別連接到DSP56F803的PHASEA0、PHASEB0和INDEX0端口。系統(tǒng)根據(jù)檢測到的位置信號情況判斷電機處于哪個區(qū)間，并根據(jù)兩次捕獲的時間差計算出電機運行速度。此速度作為速度參考值的負反饋，然后經(jīng)過轉速PI調節(jié)后，得到參考電流。另外，由霍爾電流傳感器可以得到相電流信號，此信號作為的負反饋，經(jīng)過電流PI調節(jié)后，調節(jié)PWM輸出的占空比，這樣可以根據(jù)電機運行情況而調節(jié)逆變器IGBT管的導通時間，使電機的速度滿足設定的要求。為了獲得良好的靜動態(tài)性能，兩調節(jié)器一般采用PI調節(jié)器，并且兩個調節(jié)器的輸出都是帶限幅的。轉速調節(jié)器的輸出限幅決定了電流調節(jié)器給定電流的最大值，電流調節(jié)器的輸出限幅限制了功率管輸出電壓的最大值。3.2.2轉速和電流調節(jié)本設計中，我們采用了雙閉環(huán)調速系統(tǒng)，即對轉速和電流都進行PI調節(jié)。其中，轉速環(huán)作為外環(huán)，電流環(huán)作為內環(huán)。（1）轉速PI調節(jié)轉速調節(jié)器是整個系統(tǒng)的外環(huán)，它使轉速隨給定轉速變化,靜態(tài)無誤差，并且其輸出限幅為允許的最大限幅，對負載的變化起抗干擾能力。本系統(tǒng)通過鍵盤設定電機給定速度。速度反饋信號與給定的速度信號相減得到速度誤差，經(jīng)過一個簡單的PI算法即可得到新的電流參考值：（式3-1）（式3-2）其中速度調節(jié)器的輸出為轉速環(huán)比例系數(shù)；為轉速環(huán)積分系數(shù)。在這里有兩參數(shù)需要調節(jié)，它們是和。要想獲得良好的動態(tài)性能必須適當?shù)倪x擇各參數(shù)的數(shù)值。另外，為了防止數(shù)值溢出或太高的電流輸出，速度誤差的大小通常設定在一定的范圍內。（2）電流PI調整電流調節(jié)器使電流在速度調節(jié)中跟隨給定轉速變化，起動時獲得最大的允許電流，過載時限制電樞電流最大值，同時對電網(wǎng)電壓起抗干擾能力。其實整個電流調整過程也就是PWM輸出信號的變化過程，通過調整PWM信號的占空比就可以調整電流的平均值。PWM波的脈沖寬度由參考電流與檢測電流之間的誤差決定，調整過程如下：（式3-3）（式3-4）其中為電流反饋測量值。為電流環(huán)比例系數(shù)；為電流環(huán)積分系數(shù)；經(jīng)過一個PI調節(jié)器產(chǎn)生一定的PWM波。電流誤差的大小正負決定了PWM波脈寬的變化。當?shù)扔诹銜r，PWM的脈寬不變；當過大即參考電流大于實際電流很多，則計算所得的PWM脈寬可能超過PWM周期，就令PWM的脈寬為整個周期，此時輸出最寬的PWM波，最快的增大轉速；當過小（為負值）即參考電流小于實際電流很多，可能使PWM脈寬小于零，則令PWM的脈寬為零，此時以較快的速度降低轉速。在本設計中，轉速環(huán)和電流環(huán)的參數(shù)和是先根據(jù)實際經(jīng)驗初步給定，再經(jīng)過反復實驗確定出的。3.2.3PWM波控制策略本系統(tǒng)采用PWM波控制方式，通過調整PWM波的占空比調節(jié)繞組電壓平均值，進而能間接限制和調節(jié)繞組電流的大小，實現(xiàn)轉速的調節(jié)。在這里PWM波頻率是固定的，其占空比根據(jù)電流誤差得到，因而在這種情況下電流與電流的變化率都是可控的。本系統(tǒng)逆變器為三相全控電路，采用兩兩通電方式，任意時刻上下管都各有一個導通，所以PWM只需控制下橋臂（或上橋臂）的三只功率管的導通即可。PWM波頻率越高，斬波得到的平均電壓越均勻，電流的脈動越小，但頻率的提高卻使電路損耗增大，對功率管的要求也越高，所以PWM頻率應根據(jù)實際選擇合適的范圍。本系統(tǒng)PWM頻率設定為5kHz左右，實驗證明，運行效果良好，噪聲較低。3.2.4無刷直流電機的正反轉控制在一般直流電動機運行過程中，只要改變磁場方向或改變電樞電壓的極性，均可改變其轉向。但這些方法均不能適用于無刷直流電動機，因為無刷直流電動機的磁通量由永磁鋼產(chǎn)生，無法改變方向。由于半導體的單向導通性，電源電壓反接很不方便，在這種情況下，可以通過控制定子繞組的換相次序來改變其轉動方向。換向控制表如下：表3-1無刷直流電機換向控制表D/RHALLINPUTSHIGHSIDEOUTPUTSLOWSIDEOUTPUTSHaHbHcUVWUVW110110001011001000011110010001101001010010110011001001001010010101010000010100010011100001001010001001100010100100001100第四章基于直接轉矩的無刷直流電機控制仿真4.1無刷直流電動機id=0控制4.1.1仿真模型介紹矢量控制的PMSM位置伺服系統(tǒng)一般由電流環(huán)、速度環(huán)及位置環(huán)構成，各環(huán)節(jié)性能的最優(yōu)化是整個伺服系統(tǒng)高性能的基礎，而外環(huán)性能的發(fā)揮依賴于系統(tǒng)內環(huán)的優(yōu)化，尤其是電流環(huán)，它是高性能PMSM位置伺服系統(tǒng)構成的根本，其動態(tài)響應特性直接關系到矢量控制策略的實現(xiàn)，也直接影響整個系統(tǒng)的動態(tài)性能。系統(tǒng)中必須有快速的電流環(huán)以保證定轉子電流對矢量控制指令的準確跟蹤，這樣才能在電機模型中將定轉子電壓方程略去，或僅用小慣性環(huán)節(jié)替代，達到矢量控制的目的。根據(jù)矢量控制方式，可以給出在這種控制方式下PMSM矢量控制系統(tǒng)原理圖，如圖3-1所示。圖3-1PMSM矢量控制系統(tǒng)原理應用MATLAB/Simulink與電氣傳動仿真的電氣系統(tǒng)模塊庫Powerlib建立了基于滯環(huán)電流跟蹤控制的PMSM仿真結構圖，如圖3-2所示。轉速調節(jié)器為PI調節(jié)器；速度給定值ωref與實際電角速度ω相比較后經(jīng)轉速調節(jié)器，輸出為交軸電流參考值iqref，直軸電流給定值idref=0。iqref、idref經(jīng)dq/abc坐標變換得到三相電流給定值iaref、ibref、icref，相電流參考信號與相電流反饋信號進行比較，經(jīng)過電流調節(jié)器和PWM逆變器，產(chǎn)生電機控制三相電壓。圖3-2PMSM位置伺服系統(tǒng)矢量控制仿真結構圖4.1.2模塊介紹1.PI調節(jié)器PI調節(jié)器由比例單元（P）和積分單元（I）組成。其輸入e(t)與輸出u(t)的關系為： (2-35)它的傳遞函數(shù)為：(2-36)比例環(huán)節(jié)(P)：主要用于成比例反應控制系統(tǒng)的偏差信號et，偏差一旦產(chǎn)生，控制器立即產(chǎn)生控制作用，以減少偏差。比例系數(shù)Kp的作用是加快系統(tǒng)的響應速度，比例系數(shù)越大，系統(tǒng)響應速度越快，系統(tǒng)的調節(jié)精度越高，但容易產(chǎn)生超調，甚至會導致系統(tǒng)的不穩(wěn)定。比例系數(shù)過小，會降低系統(tǒng)調節(jié)精度，系統(tǒng)響應速度變慢，調節(jié)時間變長，系統(tǒng)靜態(tài)、動態(tài)性能變壞。積分環(huán)節(jié)(I)：主要用于消除靜差，提高系統(tǒng)的無差度。積分作用的強弱取決于積分時間常數(shù)Ti的大小，Ti越小，積分作用越強。2.坐標變化模塊在三相ABC坐標系中，定子電流表示如公式（2-3），當id=0時,轉矩角β=90度，im=is=iq。坐標變化仿真模塊如圖3-3所示。其中輸入量分別為iqref、idref=ioref=0、d軸與α軸的夾角θ，輸出如下:iaref=Fcn=iqref*cos(θ)ibref=Fcn1=iqref*cos(θ-2*pi/3)icref=Fcn2=iqref*cos(θ+2*pi/3)(2-37)圖3-3坐標變化仿真模塊4.1.3id=0控制仿真結果對一隱極式無刷直流電動機進行id=0控制的仿真。用于仿真的電機參數(shù)如下：定子每相繞組電阻RS=3.3?；直軸電感Ld=9.6mH；交軸電感Lq=9.6mH；轉子磁通ψr=0.09wb；極對數(shù)P=4；轉動慣量J=0.0004kg·㎡；速度給定值ωref=400rad/s。1.電機空載電機空載仿真結果如圖3-4所示。仿真時間t=0.06s，由仿真結果可知，電機起動瞬間，電流值較大，導致電磁轉矩也較大，轉速跟隨轉矩的變大而逐步升高，當電機起動完成后，各變量趨于穩(wěn)定。（a）三相電流波形(A)(b)id，iq電流波形(A)(c)電機轉速波形(rad/s)(d)電機轉矩波形(N.m)圖3-4電機空載2.電機負載Tf=2N·m電機負載Tf=2N·m的仿真結果如圖3-5所示。仿真時間t=0.06s，由仿真結果可知，當電機由空載變?yōu)樨撦dTf=2N·m時，定子電流和轉矩較空載時大，轉速依然能夠穩(wěn)定在400rad/s。由圖（b）得，直軸電流為0，電機控制模型實現(xiàn)了id=0的控制。（a）三相電流波形(A)(b)id，iq電流波形(A)(c)電機轉速波形(rad/s)(d)電機轉矩波形(N.m)圖3-5電機負載Tf=2N·m3.負載在0.03S突然由原來的2N·m變到4N·m從圖3-6可以看出，三相電流波形為理想正弦波，電機起動完成后，轉速穩(wěn)定在給定值400rad/s，負載轉矩由Tf=2N·m階躍為Tf=4N·m時，電流迅速響應升高，電磁轉矩跟隨電流的升高而升高，最后趨于穩(wěn)定。轉速在負載變化的瞬間有一定的波動，但是很快就趨于穩(wěn)定。有圖（b）得，直軸電流為0，實現(xiàn)了id=0的控制。（a）三相電流波形(A)(b)id，iq電流波形(A)(c)電機轉速波形(rad/s)(d)電機轉矩波形(N.m)圖3.6負載在0.03S突然由原來的2N·m變到4N·m4.轉速在0.03S突然由原來的200rad/s變到400rad/s由圖3-7可知，當轉速由200rad/s突變?yōu)?00rad/s時，電流和轉矩都產(chǎn)生一定的波動，但很快就趨于穩(wěn)定。有圖（b）得，有圖（b）得，直軸電流為0，實現(xiàn)了id=0的控制。（a）三相電流波形(A)(b)id，iq電流波形(A)(c)電機轉速波形(rad/s)(d)電機轉矩波形(N.m)圖3-7轉速在0.03S突然由原來的200rad/s變到400rad/s4.2無刷直流電動機最大轉矩/電流比控制4.2.1仿真模型介紹1.基于滯環(huán)電流實現(xiàn)的MTPA控制這種MTPA實現(xiàn)方法基于滯環(huán)電流模塊，在模型運行前LookupTable模塊中已經(jīng)存入了多組轉矩信號Tem和對應的id、iq數(shù)值，如圖3-8所示，運行時，第一個PI調節(jié)器產(chǎn)生轉矩信號Tem，通過LookupTable查表，輸出對應的id、iq數(shù)值。經(jīng)過坐標轉換等模塊產(chǎn)生控制信號，其中坐標轉換模塊dq-abc,如圖3-9所示。其中滯環(huán)電流控制仿真模塊，如圖3-10所示。圖3-8基于滯留電環(huán)的MTPA仿真模型圖3-9坐標變化模塊圖3-10滯環(huán)電流控制仿真模塊由公式（2-6）,Park逆變換矩陣得:Fcn=u(2)*cos(u(3))-u(1)*sin(u(3))Fcn1=u(2)*cos(u(3))+u(1)*sin(u(3))(2-38)由公式（2-7）,Clark逆變換矩陣得:Fcn2=2/3*u(1)Fcn3=-1/3*u(1)+3^0.5/3*u(2)Fcn4=-1/3*u(1)+3^0.5/3*u(2)(2-39)2.基于SPWM實現(xiàn)的MTPA控制如下圖3-11，在系統(tǒng)運行前LookupTable模塊中已經(jīng)存入了多組轉矩信號Tem和對應的id、iq數(shù)值。運行時，電機參考轉速與實際電機轉速之差輸入到第一個PI調節(jié)器以產(chǎn)生轉矩信號Tem。轉矩信號Tem輸入到LookupTable模塊，通過查表，輸出id、iq理論控制數(shù)值。id的理論控制數(shù)值與實際測量值之差，通過第二個PI調節(jié)器輸出電壓控制信號ud，同理第三個PI調節(jié)器輸出電壓控制信號uq，之后經(jīng)過Park逆變換和Clark逆變換產(chǎn)生控制信號Va、Vb、Vc，經(jīng)SPWM模塊，完成電機控制。圖3-11基于SPWM的MTPA仿真模型3.采用滯環(huán)電流實現(xiàn)的MTPA控制模塊介紹在Matlab2010中，對滯環(huán)電流跟蹤控制的MTPA仿真模型進行了進一步完善，使模型仿真的結果更加真實，采用了如圖3-12的結構。MTPA矢量控制的PMSM包括：矢量控制模塊（vectorcontroller）、速度控制模塊(Speedcontorller)、無刷直流電動機體（PMSM）、制動回收模塊(Brakingchopper)、三相二極管整流模塊(Three-phaserectifier)、三相逆變模塊(Three-phaseinverter)。圖3-12模型結構簡圖（1）速度調節(jié)器速度調節(jié)器基于PI調節(jié)，其中N*為參考轉速，N為實際轉速，Te*為參考轉矩，如圖3-13所示。首先參考轉速N*通過速度斜坡器(Speedramps),使階躍信號轉化為斜坡信號，真實情況下電機轉速不能產(chǎn)生突變，如圖3-14所示。實際轉速N通過一階低通濾波器，去掉輸入信號中不必要的高頻成分，防止高頻干擾。使得輸出信號更加平滑與理想。圖3-13速度調節(jié)器,圖3-14速度突變轉化為速度漸變（2）矢量控制器矢量控制模塊包含四個子模塊，如下圖3-15所述：圖3-15矢量控制器dq—abc模塊的作用是將轉子參考坐標系的d、q軸電流轉換為A、B、C三相電流。電流調節(jié)器模塊(Currentregulator)是一個具有可調磁滯帶寬的電流調節(jié)器。角度轉換模塊(Angleconversion)由機械轉子角計算電子轉子角。開關控制模塊(Switchingcontrol)用于限制變頻器的最大頻率值，此值由用戶設定。（3）制動回收模塊制動回收模塊包含側電壓電容器和動力制動回收器，其目的是回收電機減速時的能量。如下圖3-16所示，電池的電壓為310V，車輛在啟動或制動（驅動電機承受負轉矩）時，電池兩端的實際電壓上升，電池處于充電狀態(tài)，為防止電源承受的電壓過大，需要接入保護電阻。制動回收模塊的工作電壓設為330V，當實際電壓大于或者等于330V時，比較控制器（Proportionalcontroller）輸出值為1，控制開關閉合，開關內部的電阻接入電路，防止電壓過大。當電池兩端的實際電壓小于或者等于310V時，比較控制器（Proportionalcontroller）輸出值為0，控制開關打開，此時相當于該電路斷開，如圖3-17。圖3-16能量回收模塊圖3-17比較控制器信號與直流母線電壓4.3根據(jù)MTPA原理計算Tem對應的控制電流iq、id4.3.1Matlab源程序f=0.175;ld=8.5e-3;lq=9.5e-3;Rs=0.2;p=4;j=0.0089;imax=30;%參數(shù)賦值iq=0:0.01:(imax-0.4);%賦予iq不同的數(shù)值，使id-iq曲線盡可能接近idmax-iqmaxid=(-f+(f.^2+4.*(ld-lq).^2.*iq.^2).^0.5)/(2.*(ld-lq));%根據(jù)等式(2-28)，計算idsubplot(2,1,1);plot(id,iq,'b');%畫出id-iq曲線holdon;id_max=(-f+(f.^2+8.*(ld-lq).^2.*imax.^2).^0.5)/(4.*(ld-lq));%根據(jù)公式（2-30），計算電流達到極限值時的id值iq_max=(imax.^2-id_max.^2).^0.5;%根據(jù)公式（2-30），計算電流達到極限值時的iq值subplot(2,1,1);plot(id_max,iq_max,'r+');%畫出電流極限值時的idmax-iqmax點Tittle=legend('id-iq','idmax_iqmax',2);xlabel('id');ylabel('iq');id1=id./(f./ld);%標么化處理，id*=id1id_max1=id_max./(f./ld);%標么化處理，id_max*=id_maxTem1=(id1.*(id1-1).^3).^0.5;%標么化處理后，由等式(2-29)，計算Tem*Tem=Tem1.*(p.*f.^2./ld);%由標么化處理的逆運算，由Tem*求出Tem，其中Tem*=Tem1Tem_max1=(id_max1.*(id_max1-1).^3).^0.5;%同理，計算電流極值對應的最大扭矩Tem_max=Tem_max1.*(p.*f.^2./ld);%同上subplot(2,1,2);plot(Tem,id,Tem,iq,'r');%以Tem為橫軸，分別畫出Tem_iq，Tem_id曲線holdon;subplot(2,1,2);plot(Tem_max,id_max,'M*');%畫出idmax_Temax對應的點subplot(2,1,2);plot(Tem_max,iq_max,'cp');%畫出iqmax_Temax對應的點Tittle=legend('Tem-id','Tem-iq','idmax-Temax','iqmax-Temax',4);xlabel('Tem');ylabel('iq/id');4.3.2運行結果根據(jù)電機參數(shù)，繪制了id-iq曲線以及電流極值對應的id.max-iq.max點，如圖3-18所示。繪制了轉矩Tem與控制電流id和iq曲線，如圖3-19所示。圖3-18id-iq曲線圖3-19Tem-iq，Tem-id曲線4.4MTPA控制的仿真結果對一凸極式無刷直流電動機進行MTPA控制的仿真。用于仿真的電機參數(shù)如下：定子每相繞組電阻RS=0.2?；直軸電感Ld=8.5mH；交軸電感Lq=9.5mH；轉子磁通ψr=0.0175wb；極對數(shù)P=4；轉動慣量J=0.0089kg·m2；速度給定值ωref=300rad/s；逆變器輸入直流電壓155V。4.3.1電機空載電機空載仿真結果如圖3-20所示，由仿真結果可知，電機起動瞬間，電流值較大，導致電磁轉矩也較大，轉速跟隨轉矩的變大而逐步升高，當電機起動完成后，各變量趨于穩(wěn)定。(a)三相定子電流波形（V）(b)電機轉速波形（rad/s）(c)機轉矩波形（N.m）(d)直流母線電壓波形(V)(e)id、iq電流曲線(A)圖3-20電機空載4.3.2電機負載Tf=2N·m電機負載Tf=2N·m的仿真結果如圖3-21所示。由仿真結果可知，當電機由空載變?yōu)樨撦dTf=2N·m時，定子電流和轉矩較空載時大，轉速依然能夠穩(wěn)定在300rad/s。(a)三相定子電流波形（V）(b)電機轉速波形（rad/s）(c)機轉矩波形（N.m）(d)直流母線電壓波形(V)(e)id、iq電流曲線(A)圖3-21電機負載4.3.3負載在0.6S突然由原來的2N·m變到4N·m三相電流波形為理想正弦波，電機起動完成后，轉速穩(wěn)定在給定值300rad/s，負載轉矩由Tf=2N·m突然變?yōu)門f=4N·m時，電流迅速響應升高，電磁轉矩跟隨電流的升高而升高，最后趨于穩(wěn)定。轉速在負載變化的瞬間有一定的波動，但是很快就趨于穩(wěn)定，如圖3-22所示。(a)三相定子電流波形（V）(b)電機轉速波形（rad/s）(c)機轉矩波形（N.m）(d)直流母線電壓波形(V)(e)id、iq電流曲線(A)圖3-22電機負載突變4.3.4轉速在0.6S突然由原來的200rad/s變到400rad/s當轉速由200rad/s突變?yōu)?00rad/s時，電流和轉矩都產(chǎn)生一定的波動，但很快就趨于穩(wěn)定，如圖3-23所示。(a)三相定子電流波形（V）(b)電機轉速波形（rad/s）(c)機轉矩波形（N.m）(d)直流母線電壓波形(V)(e)id、iq電流曲線(A)圖3-23電機轉速變化4.3.5電機制動時，能量回收電機參數(shù)不變，參考轉速ωref=300rad/s，啟動時負載轉矩為11N，在0.5s時變?yōu)?11N，此時電機處于制動狀態(tài)。制動回收模塊的工作電壓為330V，停止工作電壓為310V，仿真結果如圖3-24所示。直流母線電壓控制在330V，電池處于充電狀態(tài)，實現(xiàn)了制動能回收，同時防止電壓過大，如圖3-25所示。圖3-24電機承受負扭矩圖3-25汽車制動電壓上升4.4MTPA與id=0仿真結果對比、分析4.4.1結果對比對一凸極式無刷直流電動機進行MTPA，id=0控制的仿真。用于仿真的電機參數(shù)如下：定子每相繞組電阻RS=0.2?；直軸電感Ld=8.5mH；交軸電感Lq=9.5mH；轉子磁通ψr=0.0175wb；極對數(shù)P=4；轉動慣量J=0.0089kg·m2。計算兩種控制方法下，定子電流的數(shù)值，如圖3-26。在Workspace中以時間（t）為橫軸，定子電流（i）為豎軸繪出t-i曲線，如圖3-27所示。圖3-26計算電流模塊圖3-27電流比較圖3-28d軸電流比較4.4.2結果分析從圖3-27可以看出，采用上述最大轉矩/電流比控制時所需要的定子電流略小于id=0控制時需要的電機定子電流，提高了系統(tǒng)運行的效率。兩種控制方法下的d軸電流，均符合控制要求，完成了無刷直流電動機的仿真控制，如圖3-28所示。另外,根據(jù)文獻［22］的研究，凸極率ρ=Lq/Ld越大則效果越明顯，這對于大容量的伺服系統(tǒng)來說具有可觀的節(jié)能意義。4.5本章小結本章研究了無刷直流電動機id=0和MTPA兩種控制的實現(xiàn)方法，并進行了仿真實驗研究。仿真結果表明，由于MTPA方法在初始啟動時刻即按照最大轉矩電流關系對應的大小對交直軸電流進行控制，在系統(tǒng)容量有限的情況下，改善了系統(tǒng)的動態(tài)性能，該算法在相同的定子電流條件下，電機輸出更大的電磁轉矩，進而提高系統(tǒng)的效率。第五章無刷直流電機直接轉矩控制系統(tǒng)設計本設計要求采用DSP芯片TMS320F240完成無刷直流電機的數(shù)字控制系統(tǒng)的設計，并要求在重點研究一種無位置傳感器而借助于DSP的強大功能用軟件設計來獲取轉子位置信號的方法，即反電動勢過零檢測法以及和其相關的預定位開環(huán)換相起動法的基礎上，設計出此系統(tǒng)的硬件控制部分和軟件部分。其中，硬件控制系統(tǒng)主要包括三相全橋逆變電路、功率驅動電路、轉子位置檢測電路以及功率器件的保護電路等。5.1無刷直流電機的基本硬件組成無刷直流電機主要由五部分組成，分別是數(shù)字信號處理器（DSP）、永磁電機本體、控制電路部分、轉子位置檢測部分、接口電路部分。這里先給出硬件控制系統(tǒng)的總體框圖，如圖3.1所示：圖5.1硬件控制系統(tǒng)原理框圖5.1硬件控制系統(tǒng)原理框圖PWM功率驅動電路三相全橋逆變電路電流檢測電路反電動勢檢測電路ADCADC其他接口電路以及必要的保護電路核心控制器TMS320F240BLDCM整個控制系統(tǒng)采用TMS320F240DSP芯片位控制器，DSP控制器的PWM輸出通過6路光耦電路與預驅動器IR2130相連,預驅動器的輸出經(jīng)電阻接至功率器件的控制板。反電勢檢測電路中星形連接定子繞組的對地端電壓經(jīng)分壓濾波后直接連至TMS320F240芯片ADC模塊的測量通道，經(jīng)過ADC轉換得到端電壓信號。電流檢測電路中的電流信號(繞組電流檢測)通過DSP的一路模/數(shù)轉換通道檢測。本系統(tǒng)還設置了多種保護措施以保證系統(tǒng)各個組件的安全。下面我們將分別描述硬件控制系統(tǒng)中的各個組成部分。5.1.1DSP控制器基于DSP控制器構成的電機控制系統(tǒng)事實上是一個單片系統(tǒng)，因為整個電機控制所需的各種功能都可由DSP控制器來實現(xiàn)，因此，可大幅度縮小目標系統(tǒng)的體積，減少外部元器件的個數(shù)增加系統(tǒng)的可靠性。另外，由于各種功能都能通過軟件編程來實現(xiàn)，因此，目標系統(tǒng)升級容易，擴展性、維護性都很好。同時，DSP控制器的高性能使最終系統(tǒng)既可滿足那些要求比較低的系統(tǒng)，更可滿足那些對性能和精度要求較高的場合的需要。TMS320x24x系列DSP控制器是TI公司推出的專為數(shù)字控制系統(tǒng)設計的高速微處理器，它繼承了數(shù)字信號處理器運算速度快、信號實時處理的優(yōu)點。同時，由于它面向數(shù)字控制系統(tǒng)，特別是面向運動控制系統(tǒng)進行了優(yōu)化，使得它能夠運行復雜控制算法，如自適應Kalman濾波、功率因素校正、FFT算法以及繁重的矢量變換信號處理任務。專門為實現(xiàn)數(shù)字控制系統(tǒng)（包括運動控制系統(tǒng)等）而設計的芯片結構大大簡化了目標控制系統(tǒng)的結構，節(jié)省了目標系統(tǒng)的成本。作為一個系統(tǒng)的管理者，DSP必須具有強大的片內I/O端口和其他外圍設備。TMS320F240的事件管理器（應用優(yōu)化的外圍設備單元）與高性能的DSP內核一起，使在所有類型電機的高精度、高效、全變速控制中使用先進的控制技術成為可能。以下是TMS320F240的特點：1)TMS320F/C240核心CPU（1）32位的中央算術邏輯單元（CALU）（2）32位加法器（3）16位*16位并行硬件乘法器，并帶有32位的結果寄存器（4）三個定標移位寄存器（5）8個16位輔助寄存器，帶有一個專用的算術單元，用來做數(shù)據(jù)存儲器的間接尋址2)存儲器（1）片內544字*16位的雙端口數(shù)據(jù)/程序RAM（2）16K字*16位的片內PROM或閃速EEPROM（3）224K字*16位的最大可尋址存儲器空間（64K字的程序空間，64K字的數(shù)據(jù)空間，64K字的I/0空間和32K字的全局空間）（4）軟件等待狀態(tài)發(fā)生器的外部存儲器接口模塊，具有16位地址總線和16位數(shù)據(jù)總線（5）支持硬件等待狀態(tài)3)程序控制（1）4級流水線（2）8級硬件堆棧（3）6個外部中斷：電源驅動保護中斷（PDPINT），復位（RS），非屏蔽中斷（NMI）和三個可屏蔽中斷（XINT1、XINT2、XINT3）指令系統(tǒng)（1）與TMS320家族的C1x/C2x/C2xx/C5x定點產(chǎn)品在源代碼級兼容（2）單指令重復操作（3）單周期的乘法/加法指令（4）程序/數(shù)據(jù)管理的存儲器塊移動指令（5）索引尋址功能（6）支持位反轉尋址功能5)電源（1）靜態(tài)CMOS工藝技術（2）4種低功耗操作模式6)事件管理器（1）2個比較/脈寬調制（PWM）通道（其中9個相互獨立）（2）3個16位通用定時器，有6種工作模式（3）3個16位全比較單元，有死區(qū)功能（4）3個16位簡單比較單元（5）4個捕獲單元，其中兩個有正交編碼器脈沖接口功能7)10位模數(shù)轉換器（ADC）、28個獨立可編程的多路復用I/O引腳、鎖相環(huán)時鐘發(fā)生器、具有實時中斷的看門狗定電路、串行通訊接口（SCI）、串行外部設備接口（SPI）等功能外設9)50ns（20MIPS）的單指令周期，多數(shù)指令可在單周期內完成TMS320F240芯片結構如圖3.2所示：圖3.2TMS320F240芯片結構5.1.3控制電路控制電路包括三相全橋逆變電路和功率驅動電路兩部分。1.三相全橋逆變電路圖3.3所示為三相全橋逆變電路。準確檢測轉子位置信號是觸發(fā)導通換相的關鍵，反電勢過零點檢測法是將逆變器開關管導通信號設置成占空比可調的PWM信號，通過調節(jié)占空比改變加在電機上的平均電壓來實現(xiàn)電機調速。圖3.3三相全橋逆變電路圖中的六個功率IGBT管E1—E6起繞組的開關作用，分別控制電機三相中的兩相導通。其中，E1、E4屬于A相，E3、E6屬于B相，E5、E2屬于C相，電容C起濾波作用。它們的通電方式采用兩兩通電方式，所謂兩兩通電方式是指每一瞬間有2個功率管導通，每隔1/6周期（600電角度）換向一次，每次換向一個功率管，每一功率管導通1200電角度。各功率管的導通順序依次為E1E2、E2E3、E3E4、E4E5、E5E6、E6E1。當功率管E1和E2導通時，電流從E1管流入A相繞組，再從C相繞組流出，經(jīng)E2管回到電源。如果認定流入繞組的電流所產(chǎn)生的轉矩為正，那么從繞組流出電流所產(chǎn)生的轉矩為負，其合成轉矩大小為Ta。當電動機轉過60以后，由E1E2通電換成E2E3通電，這時，電流從E3流入B相繞組再從C相繞組流出，經(jīng)E2流回到電源，此時的合成轉矩大小同樣為Ta，但合成轉矩的方向轉過了60電角度。而后，每次換向一個功率管，合成轉矩矢量方向就隨著轉過60電角度，但大小始終保持著Ta不變。所以，同樣一臺直流無刷電機，每相繞組通過與三相半控電路同樣的電流時，采用三相星型連接全控電路，在兩兩換相的情況下，合成轉矩增加了倍，每隔60換向一次，每個功率管通電120，每個繞組通電240，其中正向通電和反向通電各120。任意時刻上面三個功率管(E1、E3、E5)和下面三個功率管(E2、E4、E6)同時各有一個導通，并且同一相上下兩個功率管不能同時導通[12]。E1—E6的開關觸發(fā)信號受TMS320F240DSP芯片所輸出的六路PWM波的控制，功率管按照換相順序有規(guī)律的通斷，將直流電逆變?yōu)榻涣麟娞峁┙o無刷直流電機的三相定子繞組，實現(xiàn)無刷直流電機的正確換相。必須注意反電動勢過零點還不是換相點。由圖2.2（b）的反電動勢波形容易看出從反電動勢過零點延時300電角度即得到換相點，從而實現(xiàn)無位置傳感器無刷直流電機的正確換相。2.功率驅動電路TMS320F240DSP芯片輸出的PWM觸發(fā)控制信號不足以驅動功率管的通斷，因此在觸發(fā)控制信號和功率管柵極之間應設置功率驅動電路，本文所研究的系統(tǒng)選取IR2130組成驅動電路，一片IR2130驅動六個功率管，功率驅動電路如圖3.4所示。圖5.4功率驅動電路IR2130是IR公司的橋式驅動集成電路芯片，IR2130是一種高電壓、高速度的功率MOSFET和IGBT驅動器，可用來驅動工作在電壓不高于600V的電路中的功率MOS門器件，其可輸出的最大正向峰值驅動電流為250mA，而反向峰值驅動電流為500mA。它內部設計有過流、過壓及欠壓保護、封鎖和指示網(wǎng)絡，使用戶可方便的用來保護被驅動的MOS門功率管，加之內部自舉技術的巧妙運用使其可用于高壓系統(tǒng)，它還可對同一橋臂上下2個功器件的門極驅動信導產(chǎn)生2μs互鎖延時時間。它自身工作和電源電壓的范圍較寬(3～20V)，在它的內部還設計有與被驅動的功率器件所通過的電流成線性關系的電流放大器，電路設計還保證了內部的3個通道的高壓側驅動器和低壓側驅動器可單獨使用，亦可只用其內部的3個低壓側驅動器，并且輸入信號與TTL及COMS電平兼容。VB1～VB3：是懸浮電源連接端，通過自舉電容為3個上橋臂功率管的驅動器提供內部懸浮電源，VSI～VS3是其對應的懸浮電源地端。HIN1～HIN3、LIN1～LIN3：逆變器上橋臂和下橋臂功率營的驅動信號輸入端，低電平有效。ITRIP：過流信號檢測輸入端，可通過輸入電流信號來完成過流或直通保護。CA-、CAO、VSO；內部放大器的反相端、輸出端和同相端，可用來完成電流信號檢測。HO1～HO3、LO1～L03：逆變器上下橋臂功