高頻電路基礎(chǔ)第7章 模擬調(diào)制與解調(diào)

第7章

模擬調(diào)制與解調(diào)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)2概述調(diào)制與解調(diào)使高頻信號(hào)（載波）的某一個(gè)或幾個(gè)參量（幅度、頻率、相位）按照頻率較低的信息信號(hào)的變化規(guī)律改變，稱(chēng)為調(diào)制。調(diào)制后的高頻信號(hào)稱(chēng)為已調(diào)波。從已調(diào)波中將原來(lái)的信息信號(hào)恢復(fù)出來(lái)稱(chēng)為解調(diào)。調(diào)制與解調(diào)的目的提高信息信號(hào)的頻率，使它能夠通過(guò)無(wú)線電波傳輸；改變信息信號(hào)占用的頻帶，充分利用整個(gè)無(wú)線電頻譜寬度。9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)3從載波改變的參量區(qū)分，可將調(diào)制形式分為幅度調(diào)制、頻率調(diào)制、相位調(diào)制以及幾種調(diào)制形式的混合；從信息信號(hào)和已調(diào)波信號(hào)的頻譜關(guān)系區(qū)分，可以將調(diào)制形式分為線性頻譜變換和非線性頻譜變換兩種。已調(diào)波解調(diào)時(shí)，按照是否需要原來(lái)的載波參與非線性運(yùn)算，可將解調(diào)過(guò)程分為相干解調(diào)與非相干解調(diào)兩大類(lèi)。調(diào)制與解調(diào)過(guò)程都是非線性過(guò)程，在已調(diào)波中具有原來(lái)載波和信息信號(hào)所不具有的頻率成分。9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)4振幅調(diào)制振幅調(diào)制載波的振幅隨調(diào)制信號(hào)幅度的變化而變化振幅調(diào)制的形式普通調(diào)幅AM（AmplitudeModulation）雙邊帶調(diào)幅DSBAM（DoubleSideBandAM）單邊帶調(diào)幅SSBAM（SingleSideBandAM）殘留邊帶調(diào)幅VSBAM（VestigialSideBandAM）9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)5普通調(diào)幅AM載波信號(hào)調(diào)制信號(hào)已調(diào)信號(hào)其中稱(chēng)為調(diào)制系數(shù)，ka稱(chēng)為調(diào)制靈敏度9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)6AM信號(hào)的波形正常調(diào)制：ma<1過(guò)調(diào)制：ma>1通常ma＝30％9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)7AM信號(hào)的頻譜單頻調(diào)制9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)8AM信號(hào)的頻譜頻帶調(diào)制9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)9AM信號(hào)的功率載波功率邊帶功率總功率普通調(diào)幅的效率不高9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)10例某AM發(fā)射機(jī)的載波發(fā)射功率為9kW，當(dāng)載波被頻率W1調(diào)制時(shí)，發(fā)射功率為10.125kW，試計(jì)算調(diào)制度m1。如果再加上另一個(gè)頻率W2的正弦波對(duì)它進(jìn)行40%的調(diào)制，試求這兩個(gè)正弦波同時(shí)進(jìn)行調(diào)制時(shí)的總發(fā)射功率。解：頻率W1調(diào)制時(shí)，第二種情況下，W1和W2之間滿(mǎn)足線性疊加關(guān)系，所以9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)11雙邊帶調(diào)幅DSBAM抑制載波，只發(fā)送上下兩個(gè)邊帶信號(hào)效率提高，帶寬不變9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)12DSBAM的波形包絡(luò)過(guò)零時(shí)載波反相9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)13單邊帶調(diào)幅SSBAM抑制載波，僅發(fā)送一個(gè)邊帶（上邊帶或下邊帶）效率提高，帶寬減小9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)14殘留邊帶調(diào)幅VSBAM在DSB中保留部分載頻，SSB與DSB的一種折衷比較容易解調(diào)，能夠傳送帶有直流的信號(hào)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)15不同形式的振幅調(diào)制比較普通調(diào)幅：頻譜利用率低、功率利用率低、調(diào)制電路簡(jiǎn)單、解調(diào)電路最簡(jiǎn)單雙邊帶調(diào)幅：頻譜利用率低、功率利用率較高、調(diào)制與解調(diào)電路稍復(fù)雜單邊帶調(diào)幅：頻譜利用率高、功率利用率高、調(diào)制電路較復(fù)雜、解調(diào)較困難殘留邊帶調(diào)幅：頻譜利用率高、功率利用率高、調(diào)制電路稍復(fù)雜、解調(diào)電路較簡(jiǎn)單9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)16振幅調(diào)制電路低電平調(diào)制電路利用非線性器件的乘法作用構(gòu)成調(diào)制在小信號(hào)狀態(tài)進(jìn)行調(diào)制高電平調(diào)制電路利用丙類(lèi)諧振功放的調(diào)制特性，作基極調(diào)制或集電極調(diào)制電路簡(jiǎn)單、輸出功率大、效率高調(diào)制信號(hào)需要具有較大的功率9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)17一、高電平調(diào)幅1、基極調(diào)制VBB與vW形成實(shí)際的基極偏壓晶體管工作在欠壓狀態(tài)普通調(diào)幅波的調(diào)制電路9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)18特點(diǎn)：所需調(diào)制功率相對(duì)較小受調(diào)制特性非線性的影響，動(dòng)態(tài)范圍較小工作于欠壓狀態(tài)，效率較低9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)192、集電極調(diào)制VCC與vW形成實(shí)際的集電極偏壓晶體管工作在臨界－過(guò)壓狀態(tài)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)20特點(diǎn)：需要的調(diào)制功率較大工作在臨界－過(guò)壓狀態(tài)，效率較高9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)213、雙重調(diào)制理想的高電平調(diào)制狀態(tài)：效率高、線性好影響高電平調(diào)制的因素：工作在過(guò)壓狀態(tài)：效率高，但線性差工作在欠壓狀態(tài)：線性好，但效率低改善措施：雙重調(diào)制基極調(diào)制＋集電極調(diào)制集電極調(diào)制＋集電極調(diào)制特點(diǎn)：放大器始終工作在臨界－弱過(guò)壓狀態(tài)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)22二、低電平調(diào)幅1、AM實(shí)現(xiàn)原理實(shí)現(xiàn)方案9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)232、DSB調(diào)幅實(shí)現(xiàn)原理vDSB=kvWvC實(shí)現(xiàn)方案9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)24例

用MC1496構(gòu)成的AM和DSB調(diào)制器Pin10，載波輸入Pin1，調(diào)制信號(hào)輸入調(diào)節(jié)CarrierNull電位器，可輸出普通AM（有載波）或DSB（無(wú)載波）9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)25AM輸出信號(hào)及其頻譜DSB輸出信號(hào)及其頻譜9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)263、SSB調(diào)幅實(shí)現(xiàn)原理1：濾波法DSB電路＋邊帶濾波器直接濾波難以在高頻端實(shí)現(xiàn)，所以實(shí)際多在較低頻率上實(shí)現(xiàn)SSB調(diào)制，再通過(guò)多次變頻與濾波，將載波頻率升上去±9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)27實(shí)現(xiàn)原理2：移相法其中，,稱(chēng)為vW的Hilbert變換

9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)28Hilbert變換要求對(duì)vW

中的所有頻率分量移相，對(duì)于一般的模擬信號(hào)來(lái)說(shuō)，實(shí)現(xiàn)稍復(fù)雜9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)29實(shí)現(xiàn)原理3：相移濾波法9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)30振幅解調(diào)振幅解調(diào)電路需要與載波同步的參考信號(hào)有乘積型和疊加型兩種結(jié)構(gòu)適用于所有振幅解調(diào)包絡(luò)檢波(非相干解調(diào))設(shè)備簡(jiǎn)單，無(wú)需其他信號(hào)只適用于普通AM同步檢波(相干解調(diào))9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)31大信號(hào)峰值包絡(luò)檢波電路二極管串聯(lián)型電路vi大于二極管的導(dǎo)通電壓（通常要求vi在1V以上）

9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)32大信號(hào)峰值包絡(luò)檢波電路的輸出波形9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)33大信號(hào)峰值包絡(luò)檢波電路工作狀態(tài)分析大信號(hào)工作狀態(tài)二極管可以用折線近似其中g(shù)D是二極管的正向電導(dǎo)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)34流過(guò)二極管的電流是導(dǎo)通角為q的尖頂余弦脈沖，由于W<<wC，所以可以認(rèn)為iD的平均分量就是檢波后的輸出。9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)35二極管導(dǎo)通后對(duì)電容充電時(shí)間極短，所以近似認(rèn)為輸出的平均電壓就是二極管導(dǎo)通時(shí)的電壓，即

Vo=Vimcosq9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)36當(dāng)q較小時(shí)，，所以，近似為一常數(shù)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)37二極管兩端的電壓波形流過(guò)二極管的電流波形9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)38大信號(hào)峰值包絡(luò)檢波電路的性能檢波效率當(dāng)q→0時(shí)，Kd→1

→較高的效率→加大gDRL有利于提高效率

gDRLq(deg)cosq

50330.84100260.90200210.949/29/2023高頻電路基礎(chǔ)39線性由于q

近似為一個(gè)常數(shù)，所以

近似為常數(shù)輸出近似為線性函數(shù)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)40若電路的輸入電阻為Ri，負(fù)載電阻為RL，則高頻輸入功率為，輸出功率為

輸入電阻當(dāng)gDRL>>3p時(shí)，很小，二極管上的損耗很小，大部分高頻能量都消耗在RL上Vim≈Vo根據(jù)能量守恒定律，忽略二極管上的損耗，PAM=Po，所以9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)41大信號(hào)峰值包絡(luò)檢波的非線性失真惰性失真產(chǎn)生原因：濾波電容C的放電速率低于調(diào)制信號(hào)的下降速率9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)42調(diào)制信號(hào)的包絡(luò)為包絡(luò)的斜率為電容放電在t=0時(shí)有最大斜率，為要求不產(chǎn)生惰性失真，即要求9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)43即求上式的極值可知，當(dāng)cosWt=-ma時(shí)存在極小值，此時(shí)有不產(chǎn)生惰性失真的條件為9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)44底部切割失真

發(fā)生在采用交流耦合電容與下級(jí)耦合的檢波電路中，輸出波形底部被切割原因：耦合電容上的直流壓降導(dǎo)致二極管截止9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)45對(duì)于調(diào)制信號(hào)W而言，C的阻抗很大，可以忽略不計(jì)由于CC要耦合調(diào)制信號(hào)W，所以容量較大，可以認(rèn)為在調(diào)制信號(hào)一個(gè)周期內(nèi)，CC上的電壓基本不變，大致等于載波電壓的峰值Vm，所以在RL兩端的直流電壓為方向?yàn)樯险仑?fù)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)46由于載波電壓的最小值為Vm(1-ma)，若二極管上的電壓反偏，導(dǎo)致二極管截止，輸出被切割所以避免底部切割失真的要求是即對(duì)于調(diào)制信號(hào)(W)的交流電阻與直流電阻之比必須大于調(diào)制度9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)47實(shí)用的大信號(hào)峰值包絡(luò)檢波電路中頻放大器部分AGC電路檢波電路部分9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)48小信號(hào)平方律檢波平均電流偏置電壓9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)49組合頻率：W（幅度正比于2ma），2W（幅度正比于ma2/2）非線性失真：，當(dāng)ma=0.3時(shí)，等于7.5%9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)50二極管并聯(lián)檢波vi為負(fù)時(shí)，二極管導(dǎo)通，電容C上的電壓始終近似于vi的峰值電壓。vi為正時(shí)，二極管截止，電容C上的電壓與vi疊加后加在RL上。所以在RL上的峰值電壓等于輸入電壓的2倍。在輸出電壓處加接低通濾波器，可以得到解調(diào)輸出。9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)51三極管檢波9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)52同步檢波同步檢波：將已調(diào)信號(hào)與載波進(jìn)行非線性運(yùn)算進(jìn)行解調(diào)同步檢波的關(guān)鍵是得到與發(fā)送端相同的載波信號(hào)載波恢復(fù)的方法DSBAM——

平方法（平方+鎖相環(huán)提?。㏒SBAM1、發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)，接受端用鎖相環(huán)提取導(dǎo)頻

2、直接在接收端產(chǎn)生穩(wěn)定的本地振蕩信號(hào)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)53平方法載波恢復(fù)的原理用鎖相環(huán)（窄帶濾波器）濾出2(wCt+j)成分，再二分頻載頻成分交叉乘積成分調(diào)制成分9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)54乘積型同步檢波DSB信號(hào)低頻部分高頻部分9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)55經(jīng)低通濾波后若wr=wC、jr

=0，則正確解調(diào)若wr≠wC，則，解調(diào)信號(hào)被w'調(diào)制若jr≠0，則，檢波效率下降9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)56SSB信號(hào)經(jīng)低通濾波后若wr=wC、jr

=0，則正確解調(diào)若wr≠wC，則，解調(diào)信號(hào)產(chǎn)生頻移若jr≠0，則，解調(diào)信號(hào)產(chǎn)生相移9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)57疊加型同步檢波DSB信號(hào)由于vDSB

+vC

=vAM，所以通過(guò)包絡(luò)檢波可以得到解調(diào)信號(hào)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)58SSB信號(hào)假設(shè)wr=wC由于包絡(luò)檢波對(duì)于載頻的相位不敏感，所以不考慮相差，可以用本地振蕩產(chǎn)生參考信號(hào)Vr

>>VC

9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)59在疊加后的幅度中包含W和2W的成分，當(dāng)VC<0.1Vr時(shí)，非線性失真小于2.5%可以采用適當(dāng)?shù)慕庹{(diào)電路（例如環(huán)形解調(diào)電路）消除2W

成分9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)60例如圖電路為平衡同步檢波電路，其中vs=Vsmcos(wc+W)t，vr=Vrmcoswct，Vrm>>Vsm，Vrm>>VD(on)。對(duì)于頻率wc

，電容C的容抗遠(yuǎn)小于電阻RL；對(duì)于頻率W

，電容C的容抗遠(yuǎn)大于電阻RL。求輸出電壓表達(dá)式。9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)61解：這是一個(gè)用平衡調(diào)制解調(diào)電路同步解調(diào)SSB信號(hào)的例子，根據(jù)前面對(duì)平衡調(diào)制解調(diào)電路的分析，在這個(gè)電路中，大信號(hào)是Vrmcoswct，小信號(hào)是Vsmcos(wc+W)t，wL=wc，wS=wc+W。由于輸出部分電容C的濾波作用，只有低頻部分才能夠在電阻RL上產(chǎn)生壓降，形成輸出電壓，所以上式中只有wL-wS項(xiàng)才有輸出，即9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)62角度調(diào)制調(diào)頻——FM（FrequencyModulation）載波的瞬時(shí)頻率與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系調(diào)相——PM（PhaseModulation）載波的瞬時(shí)相位與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系記載波為v=Vmcosj(t)瞬時(shí)角頻率為w(t)，則有調(diào)頻與調(diào)相，實(shí)際上都有相位的變化，統(tǒng)稱(chēng)調(diào)角波9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)63調(diào)角信號(hào)的表示設(shè)調(diào)制信號(hào)為單頻信號(hào)調(diào)頻

瞬時(shí)角頻率w(t)與vW(t)成線性關(guān)系，即其中Dwm

=kfVW是載波的最大角頻偏9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)64其中為調(diào)頻指數(shù)，表示載波的瞬時(shí)相位的最大偏移量注意：調(diào)幅系數(shù)ma<1，而調(diào)頻指數(shù)mf經(jīng)常大于1例如，F(xiàn)M廣播，Dfm=75kHz，F(xiàn)=15kHz，mf=59/29/2023高頻電路基礎(chǔ)65調(diào)相

瞬時(shí)相位j(t)與vW(t)成線性關(guān)系，即其中mp

=kpVW為調(diào)相指數(shù)，表示載波的瞬時(shí)相位的最大偏移量9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)66調(diào)頻波與調(diào)相波的比較FMPM已調(diào)波調(diào)制指數(shù)瞬時(shí)頻率瞬時(shí)相位最大頻偏最大相移9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)67KeyFM與PM互為微積分關(guān)系若以調(diào)制指數(shù)m

代替調(diào)頻指數(shù)mf

或調(diào)相指數(shù)mp，可以統(tǒng)一表達(dá)為9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)68調(diào)角信號(hào)的頻譜單頻調(diào)制其中為以m為宗量的第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)699/29/2023高頻電路基礎(chǔ)70前幾個(gè)貝塞爾函數(shù)的值m=0.5m=1m=2m=5m=10J00.940.770.22-0.18-0.25J10.240.440.58-0.330.04J20.030.110.350.050.25J30.020.130.360.06J40.030.39-0.22J50.26-0.23J60.13-0.01J70.050.22J90.020.329/29/2023高頻電路基礎(chǔ)71根據(jù)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)72調(diào)角信號(hào)的特征具有無(wú)窮多個(gè)邊頻分量，分布在wC兩側(cè)由于第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)，上下邊頻振幅相等，n為偶數(shù)時(shí)相位相同，n為奇數(shù)時(shí)相位相反由于第一類(lèi)貝塞爾函數(shù)的性質(zhì)，調(diào)制指數(shù)m的改變引起邊頻功率分配的改變，總功率不變。已調(diào)波的總功率恒等于載波功率9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)73單頻調(diào)制的帶寬無(wú)窮多分量，實(shí)際計(jì)算時(shí)忽略幅度小的邊頻分量當(dāng)m<1時(shí)，常稱(chēng)為窄帶調(diào)制，一般用于通信。由于此時(shí)對(duì)于n>1的邊頻有Jn→0，所以只取一對(duì)邊頻

BW≈2F當(dāng)m＝1～10時(shí)，若考慮包含10％～15％載頻幅度以上邊頻信號(hào)（相當(dāng)于考慮載波能量的98％～99％），則BW≈2(m+1)F當(dāng)m>10時(shí)

BW≈2mF9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)74頻帶調(diào)制的帶寬調(diào)頻信號(hào)由于即，當(dāng)F

增加時(shí)，mf下降，而

所以在頻帶調(diào)制時(shí)，BW的增加不大，具有恒定帶寬特性調(diào)相信號(hào)由于mp=kpVW，與F無(wú)關(guān)。當(dāng)F增加時(shí)，mp保持不變，所以在頻帶調(diào)制時(shí)，帶寬BW與調(diào)制頻率F成正比9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)75調(diào)頻波的頻譜調(diào)相波的頻譜9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)76實(shí)際生活中的調(diào)頻信號(hào)FM廣播，88～108MHz單聲道：最大調(diào)制頻率Fmax=15kHz最大頻偏Dfm=75kHzBW=2(75+15)=180kHz立體聲：最大調(diào)制頻率Fmax=53kHz最大頻偏Dfm=67.5kHzBW=2(67.5+53)=241kHz電視伴音最大調(diào)制頻率Fmax=15kHz最大頻偏Dfm=50kHzBW≈2(50+15)=130kHz9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)77調(diào)頻信號(hào)產(chǎn)生原理與電路直接調(diào)頻變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電抗管直接調(diào)頻張弛振蕩器直接調(diào)頻鎖相環(huán)調(diào)頻間接調(diào)頻調(diào)相電路積分電路vCvWvFM}壓控振蕩器調(diào)頻9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)78變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路L、C1、C2構(gòu)成電容三點(diǎn)式振蕩電路C3、D

與C1、C2

并聯(lián)變?nèi)荻O管上疊加有直流偏置電壓VDQ與調(diào)制信號(hào)電壓vW9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)79其中，稱(chēng)為結(jié)電容調(diào)制度9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)80假定C3很大，又有，則上式稱(chēng)為變?nèi)荻O管的調(diào)制特性方程其中，是處于靜態(tài)工作點(diǎn)時(shí)的振蕩頻率當(dāng)g=2時(shí)，獲得線性調(diào)制9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)81實(shí)際的變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路變?nèi)荻O管部分接入當(dāng)C3

較小，與Cj相比不可忽略時(shí)，有9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)82變?nèi)荻O管部分接入的LC諧振回路的頻率以及頻率變化率與調(diào)制電壓的關(guān)系：9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)83變?nèi)荻O管背靠背連接對(duì)于高頻載波來(lái)說(shuō)，D1D2反向串聯(lián)，所以由于高頻載波電壓造成的電容變化相互抵消，可以減輕寄生調(diào)制效應(yīng)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)84實(shí)際電路例子9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)85石英晶體與變?nèi)荻O管聯(lián)合使用石英晶體等效成一個(gè)電感頻率穩(wěn)定性很好頻偏很小（Df<10-5f0），用于窄頻調(diào)制原理電路交流等效電路9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)86擴(kuò)大頻偏的方法加接倍頻電路與混頻電路在石英晶體上串聯(lián)一個(gè)小電感采用泛音晶體串聯(lián)電感后的電抗曲線9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)87實(shí)際電路的例子9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)88電抗管直接調(diào)頻電抗管原理當(dāng)滿(mǎn)足iC

>>iZ，Z1>>Z2

時(shí)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)89由電抗管構(gòu)成電抗元件電容電感電感電容9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)90實(shí)際電路的例子變壓器反饋振蕩電路

電抗管9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)91張弛振蕩器直接調(diào)頻電路非正弦振蕩器三角波、方波一般需要通過(guò)濾波器取出基頻后輸出頻偏較大線性好電路便于集成單獨(dú)使用時(shí)頻率穩(wěn)定度不高，一般都組成鎖相環(huán)應(yīng)用鎖相環(huán)調(diào)頻電路載頻用石英晶體振蕩器，穩(wěn)定可靠采用壓控多諧振蕩器，頻偏大，線性好鎖相環(huán)工作在載波跟蹤狀態(tài)最大頻偏受壓控振蕩器頻率范圍以及鑒相器鑒相范圍限制9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)92調(diào)制信號(hào)已調(diào)信號(hào)載波信號(hào)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)93調(diào)相電路與間接調(diào)頻電路調(diào)相電路矢量合成法調(diào)相可變移相法調(diào)相可變延時(shí)法調(diào)相間接調(diào)頻電路：調(diào)制信號(hào)積分后，對(duì)載頻進(jìn)行調(diào)相載波振蕩器與調(diào)制信號(hào)分開(kāi)，wC不受調(diào)制信號(hào)影響，精度高、穩(wěn)定性好最大頻偏比較小，只能產(chǎn)生窄帶FM信號(hào)要得到寬帶FM信號(hào)，需要在后級(jí)采用倍頻和混頻等措施9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)94可變移相法調(diào)相電路（直接調(diào)相）實(shí)際電路原理9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)95利用LC回路失諧時(shí)的相位變化實(shí)現(xiàn)調(diào)相諧振時(shí)相移為0失諧時(shí)產(chǎn)生相移9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)96當(dāng)C>>Cj時(shí)，LC回路的諧振頻率可表述為當(dāng)結(jié)電容調(diào)制度M<<1

時(shí)LC回路失諧時(shí)的相移可表述為當(dāng)j<p/6

時(shí)，tanj≈j，所以9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)97可變移相法的特點(diǎn)：由于移相依靠LC回路的諧振特性實(shí)現(xiàn)，所以要獲得j與調(diào)制信號(hào)成正比（即線性調(diào)相）的特性，必須滿(mǎn)足相移幅度小于p/6即30度的限制。9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)98矢量合成法調(diào)相電路調(diào)相信號(hào)的表示：當(dāng)窄帶調(diào)相時(shí)，mp很小(mp<p/12)，則有9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)99電路結(jié)構(gòu)與矢量圖特點(diǎn)：電路簡(jiǎn)單，頻率穩(wěn)定，適于集成，只能用于小頻偏9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)100可變延時(shí)法調(diào)相電路特點(diǎn)：線性相移范圍大容易集成9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)101調(diào)角信號(hào)的解調(diào)解調(diào)電路分類(lèi)頻率檢波——鑒頻相位檢波——鑒相常見(jiàn)的鑒頻電路分類(lèi)振幅鑒頻相位鑒頻脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻鎖相環(huán)鑒頻9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)102振幅鑒頻電路模型電路單失諧回路鑒頻電路雙失諧回路鑒頻電路差分峰值振幅鑒頻電路頻率－幅度線性變換包絡(luò)檢波vFMvW9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)103單失諧回路鑒頻電路電路簡(jiǎn)單非線性失真較大線性動(dòng)態(tài)范圍小9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)104雙失諧回路（平衡斜率）鑒頻電路雙失諧回路w1>wC，w2<wC包絡(luò)檢波電路9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)105鑒頻特性曲線——S曲線鑒頻靈敏度：S曲線中心頻率附近輸出電壓與頻偏的比值峰峰帶寬：S曲線兩個(gè)峰值之間的頻率范圍S曲線9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)106差分峰值振幅鑒頻電路當(dāng)回路的Q值很高時(shí)，移相網(wǎng)絡(luò)的頻率特性有串聯(lián)諧振頻率并聯(lián)諧振頻率9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)107差分峰值振幅鑒頻電路的鑒頻特性曲線v1并聯(lián)諧振回路的諧振輸出串聯(lián)諧振回路的諧振輸出v2v1-v2合成的鑒頻輸出特性9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)108相位鑒頻電路模型理想頻-相變換網(wǎng)絡(luò)的頻率特性9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)109調(diào)頻信號(hào)經(jīng)過(guò)上述線性移相網(wǎng)絡(luò)后：附加相移由頻-相變換網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生，其中的變化量為附加相移的變化反映了調(diào)制信號(hào)的作用附加相移9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)110頻-相變換網(wǎng)絡(luò)單諧振回路移相網(wǎng)絡(luò)頻率特性：其中9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)111當(dāng)失諧不大時(shí)令則9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)112當(dāng)x較小，即Dw較小時(shí)，w0≈wC，則有即附加相移的變化量與瞬時(shí)頻偏成正比單諧振移相網(wǎng)絡(luò)的相頻特性：1、輸出電壓與輸入電壓之間存在p/2的固定相移2、當(dāng)Dw

較小時(shí)，附加相移Dj與瞬時(shí)頻偏成正比3、非線性誤差為9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)113雙諧振回路移相網(wǎng)絡(luò)假設(shè)初、次級(jí)均諧振于wC。若Q>>1，M很小，則次級(jí)感應(yīng)電勢(shì)為9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)114其中頻率特性顯然，雙諧振移相網(wǎng)絡(luò)的相頻特性與單諧振電路一致：1、輸出電壓與輸入電壓之間存在p/2的固定相移2、當(dāng)Dw

較小時(shí)，附加相移Dj與瞬時(shí)頻偏成正比9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)115正交鑒頻器調(diào)頻信號(hào)v1經(jīng)過(guò)移相網(wǎng)絡(luò)成為調(diào)相信號(hào)v2，兩個(gè)信號(hào)相互正交且有正比與輸入頻偏的附加相移采用乘積型鑒相器檢出附加相移，實(shí)現(xiàn)鑒頻常用于集成電路9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)116例正交鑒頻器，載波頻率為10.7MHz，最大頻偏Dfm=75kHz。若要求非線性誤差不大于2%，試討論滿(mǎn)足線性鑒頻條件時(shí)對(duì)于頻-相變換網(wǎng)絡(luò)的Q值要求以及鑒頻跨導(dǎo)。9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)117Q<18.5能夠滿(mǎn)足線性鑒頻條件解：頻－相變換網(wǎng)絡(luò)的非線性誤差為要求誤差小于2％，可得Dj<p

/12

頻-相變換網(wǎng)絡(luò)的相移9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)118鑒頻跨導(dǎo)也稱(chēng)鑒頻靈敏度，是指輸入調(diào)頻信號(hào)的單位頻偏所產(chǎn)生的鑒頻輸出電壓，即其中V1V2是進(jìn)入乘法器的兩個(gè)信號(hào)電壓幅度，k是乘法器的增益系數(shù)。代入前面的結(jié)果，有9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)119疊加型鑒相器疊加型鑒相器的輸出幅度中含有正弦鑒相成分。當(dāng)Dj

<p/12時(shí)，可以近似為線性鑒相特性9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)120平衡疊加型鑒相電路正弦鑒相特性。當(dāng)Dj

<p/6時(shí)，近似為線性鑒相特性其中h是包絡(luò)檢波器的效率9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)121平衡疊加型鑒相電路的矢量關(guān)系9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)122互感耦合的疊加型相位鑒頻器雙諧振回路移相網(wǎng)絡(luò)注意v1與v2正交包絡(luò)檢波9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)123電容耦合的疊加型相位鑒頻器單諧振回路移相網(wǎng)絡(luò)注意v1與v2正交包絡(luò)檢波9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)124比例鑒頻器雙諧振回路移相網(wǎng)絡(luò)包絡(luò)檢波9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)125由于C3較大，VC3基本不變，此即V1與V2基本不變，所以比例鑒頻器具有自限幅功能當(dāng)相移較小時(shí)9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)126脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻電路鎖相環(huán)鑒頻電路鎖相環(huán)的閉環(huán)帶寬大于調(diào)制信號(hào)頻率輸入調(diào)頻信號(hào)的最大頻偏引起的輸入鑒相器信號(hào)的相位差小于鑒相器的線性鑒相范圍滿(mǎn)足上述條件后，鎖定狀態(tài)下壓控振蕩器的控制電壓跟隨調(diào)制信號(hào)變化工作穩(wěn)定可靠，便于集成9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)1279/29/2023高頻電路基礎(chǔ)128鎖相鑒頻的數(shù)學(xué)模型結(jié)構(gòu)數(shù)學(xué)模型9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)129當(dāng)輸入信號(hào)調(diào)制頻率W遠(yuǎn)小于鎖相環(huán)閉環(huán)自然頻率wn

時(shí)，F(xiàn)→1，此時(shí)vC(t)就是解調(diào)輸出鎖相環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)調(diào)制信號(hào)例用集成鎖相環(huán)設(shè)計(jì)FM解調(diào)器

用NE564設(shè)計(jì)FM解調(diào)電路，輸入信號(hào)幅度大于200mV，載頻

f0=1.20MHz，調(diào)制頻率20Hz~20kHz可變，最大頻偏100kHz。NE564本身帶有緩沖輸出，但是需要在輸出接一個(gè)低通濾波器以濾除毛刺。實(shí)際電路如下：9/29/2023高頻電路基礎(chǔ)130環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)過(guò)程：按照自由振蕩頻率等于載頻的原則設(shè)計(jì)VCO的定時(shí)電容，并確保VCO的輸出頻率范圍大于輸入信號(hào)的最大頻偏。實(shí)際設(shè)計(jì)的VCO同步帶約為1.2MHz±400kHz。按照鎖相環(huán)的閉環(huán)帶寬遠(yuǎn)大于調(diào)制信號(hào)的最高頻率原則設(shè)計(jì)環(huán)路濾波器，實(shí)際設(shè)計(jì)的閉環(huán)帶寬大約是80kHz，是最高