電子線路基礎(chǔ)第7章

第7章信號(hào)產(chǎn)生與轉(zhuǎn)換電路7.1電壓比較器7.2非正弦波發(fā)生器7.3正弦波發(fā)生器7.4精密整流電路7.1電壓比較器電壓比較器是對(duì)兩個(gè)模擬輸入電壓進(jìn)行比較，并將比較結(jié)果輸出的電路。通常兩個(gè)輸入電壓一個(gè)為參考電壓uR，另一個(gè)為外加輸入電壓ui。比較器的輸出有兩種可能狀態(tài)：高電平或低電平，因此集成運(yùn)放常常工作在非線性區(qū)。由于輸出只有高低兩種狀態(tài)，是數(shù)字量，因此比較器往往是模擬電路與數(shù)字電路的接口電路。圖7-1所示電路為電壓比較器。當(dāng)ui>uR時(shí)，比較器的輸出為高電平UOH；當(dāng)ui<uＲ時(shí)，比較器的輸出為低電平UOL。這種規(guī)定完全是人為的規(guī)定，通常視后級(jí)所跟電路而變。當(dāng)比較器的輸出電壓由一種狀態(tài)跳變?yōu)榱硪环N狀態(tài)時(shí)，相應(yīng)的輸入電壓通常稱(chēng)為閾值電壓或門(mén)限電壓。記作UT。圖7-1電壓比較器圖7-1中的運(yùn)放可以采用專(zhuān)門(mén)的集成比較器（如國(guó)產(chǎn)BG307，國(guó)外產(chǎn)品μA710），也可以采用通用的集成運(yùn)算放大器。它們的主要區(qū)別在于輸出的電壓幅值不一樣。BG307等專(zhuān)用集成比較器的輸出電壓幅值符合直接與TTL電路相連接的要求。即高電平大于3.3V，低電平小于-0.4V。分別相當(dāng)于數(shù)字電路中的1和0。而由通用集成運(yùn)放構(gòu)成的比較器，其輸出幅值為運(yùn)放的正負(fù)輸出極大值。通常為運(yùn)放所在電路的正負(fù)電源值，如±12V，只有增添附加的鉗位電路，才能滿(mǎn)足數(shù)字電路的邏輯電平要求。7.1.1單限比較器

單限比較器是指只有一個(gè)門(mén)限電壓的比較器。當(dāng)輸入電壓在增大或減小的過(guò)程中通過(guò)門(mén)限電壓UT時(shí)，輸出電壓產(chǎn)生躍變，從高電平UOH跳為低電平UOL，或從低電平UOL跳為高電平UOH。

將電壓比較器的輸出電壓uo與輸入電壓ui的函數(shù)關(guān)系uo=f(ui)用曲線描述，稱(chēng)為電壓傳輸特性。單限比較器的電路及其傳輸特性如圖7-2所示。圖中比較器均由通用集成運(yùn)放組成。圖7-2單門(mén)限比較器舉例圖7-2單門(mén)限比較器舉例圖7-3干擾對(duì)零電位比較器的影響(a)、(b)、(c)7.1.2遲滯比較器

運(yùn)算放大器有兩個(gè)輸入端，如果將輸出信號(hào)反饋到同相輸入端就構(gòu)成一個(gè)正反饋閉環(huán)系統(tǒng)，如圖7-4(a)所示，該電路是一種典型的由運(yùn)放構(gòu)成的雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器，又稱(chēng)施密特觸發(fā)器。圖中R1、R2構(gòu)成正反饋網(wǎng)絡(luò)。因?yàn)榧蛇\(yùn)放具有很高的開(kāi)環(huán)電壓增益，所以同相輸入端（+）與反向輸入端（－）只需很小的電壓（約±1mV），就能使輸出端的電壓接近于電源電壓。因此，電路一旦接通，輸出端就會(huì)處于高電位UOH，或者處于低電位UOL。UOH和UOL的值分別接近于運(yùn)放的供電電源±E。圖7-4運(yùn)放構(gòu)成的雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及其傳輸特性（a）電路結(jié)構(gòu)；（b）傳輸特性(1)設(shè)輸出端處在高電平UOH狀態(tài)，則經(jīng)R1、R2分壓后，反饋電壓(7–1)只要輸入電壓ui<UT+，輸出端就能始終保持在高電平UOH狀態(tài)（穩(wěn)態(tài)之一）。只有當(dāng)ui>UT+時(shí)，才能使輸出端由高電平UOH

跳變到低電平UOL。通常UT+稱(chēng)為上門(mén)限電壓或關(guān)閉電壓。(2)設(shè)輸出端處在低電平UOL狀態(tài)，則經(jīng)R1、R2分壓后，反饋電壓uf為(7–2)只要輸入電壓ui>UT-，輸出端就能始終保持在低電平UOL狀態(tài)（穩(wěn)態(tài)之一）。只有當(dāng)ui<UT-時(shí)，才能使輸出端由低電平UOL

跳變到高電平UOH。通常UT-稱(chēng)為下門(mén)限電壓或開(kāi)啟電壓。根據(jù)以上分析，可以得到該電路的傳輸特性曲線，如圖7-4(b)所示，因?yàn)樵摫容^器的傳輸特性曲線形狀類(lèi)似于遲滯回線，故這類(lèi)比較器又稱(chēng)為遲滯比較器。通常將上門(mén)限電壓UT+與下門(mén)限電壓UT-之差稱(chēng)為回差ΔUH。(7-3)式(7-3)表明，如果想減小回差，應(yīng)當(dāng)使R2R1，但這將使觸發(fā)電路的可靠性降低。圖7-5遲滯比較器抗干擾模型示意圖7-6(b)與圖7-4(b)傳輸特性形狀均類(lèi)似于遲滯只要u＋<0,uo就穩(wěn)定在UOL；只有當(dāng)u＋>0時(shí)，uo才突跳到UOH。將UOH和UOL分別帶入到式(7-4)中，即可求出上、下門(mén)限電壓值：由圖7-6（a）可見(jiàn)，運(yùn)放同相端的電壓u＋為(7–4)(7–5)(7–6)而回差為本節(jié)所介紹的遲滯比較器，輸入信號(hào)在單方向持續(xù)增大或持續(xù)減小過(guò)程中，只經(jīng)歷一個(gè)門(mén)限值，因此許多教材均將該類(lèi)比較器歸為單限比較器之類(lèi)。遲滯比較器與普通單限比較器又存在明顯區(qū)別，因此為防止讀者混淆，這里暫且將其單獨(dú)分類(lèi)。(7-7)7.1.3雙限比較器雙限比較器有兩種類(lèi)型：窗口比較器和三態(tài)比較器，其傳輸特性如圖7-7所示。兩種比較器傳輸特性的共同點(diǎn)是都有兩個(gè)輸入門(mén)限電壓，即上門(mén)限電壓UT+和下門(mén)限電壓UT-。兩種比較器傳輸特性的不同點(diǎn)是：圖7-7（a）只有兩種輸出電壓，即UOH和UOL，當(dāng)輸入電壓ui處于兩門(mén)限電壓之間時(shí),輸出為某一電壓（如UOL），而當(dāng)輸入電壓處于兩個(gè)門(mén)限電壓之外時(shí)，輸出為另一電壓（如UOH）。這種比較器稱(chēng)為窗口比較器，用于判斷輸入電壓是否在指定的門(mén)限電壓之內(nèi)。圖7-7（b）的傳輸特性有三種輸出電壓值。當(dāng)輸入電壓ui處于兩個(gè)門(mén)限電壓值之間時(shí)，輸出電壓值為零；當(dāng)輸入電壓值處于兩個(gè)門(mén)限電壓之外時(shí)，輸出兩個(gè)極性不同的電壓值。這種比較器稱(chēng)為三態(tài)比較器。圖7-7雙限比較器的傳輸特性(a)窗口比較器;(b)三態(tài)比較器窗口比較器可由兩個(gè)單限比較器構(gòu)成，如圖7-8（a）所示。如果設(shè)UR1=5.5V,UR2=4.5V,則當(dāng)ui=5V時(shí)，A1、A2輸出都是高電平，因此VD1、VD2截止，輸出電壓uo為高電平UOH≈E；當(dāng)輸入電壓ui≥UR1時(shí)，A1輸出低電位，VD1導(dǎo)通，將輸出電壓鉗位于低電位UOL；當(dāng)輸入電壓ui≤UR2時(shí)，A2輸出低電位，VD2導(dǎo)通，也將輸出電壓鉗位于低電位UOL。因此，上門(mén)限電壓為UT+=UR1=5.5V,下門(mén)限電壓為UT-=UR2=4.5V。其傳輸特性曲線如圖7-8（b）所示。該電路可用于監(jiān)視數(shù)字集成電路的供電電源，以保證集成電路安全正常地工作在典型電壓附近。圖7-8窗口比較器電路與傳輸特性7.1.4典型例題講解

【例7-1】圖7-9(a)為一單限比較器，穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值為UZ=±6V；其輸入電壓為圖7-9(b)所示三角波，試畫(huà)出該單限比較器的傳輸特性曲線及輸出電壓uo的波形。

解

本電路穩(wěn)壓管跨接于輸出端與反相輸入端之間，假設(shè)穩(wěn)壓管均截止，則運(yùn)放工作在開(kāi)環(huán)狀態(tài)，輸出不是高電平，就是低電平，這樣勢(shì)必導(dǎo)致一定有一穩(wěn)壓管擊穿而工作在穩(wěn)壓狀態(tài)，從而構(gòu)成負(fù)反饋支路。反相輸入端“虛地”，限流電阻R上的電流iR等于穩(wěn)壓管電流iZ，輸出電壓為±UZ，該電路的優(yōu)點(diǎn)為輸入電壓、電流均較小，易于保護(hù)輸入級(jí)。另外，由于運(yùn)放工作在線性區(qū)，因而在輸入電壓過(guò)零時(shí)，運(yùn)放內(nèi)部晶體管無(wú)須從飽和區(qū)逐漸變到截止區(qū)，或從截止區(qū)逐漸變到飽和區(qū)。圖7-9例7-1電路與波形圖當(dāng)ui>0時(shí)，限流電阻R中電流iR由左向右，流經(jīng)反饋支路時(shí)，使右側(cè)穩(wěn)壓管工作在反向擊穿區(qū)，此時(shí)，輸出電壓uo等于UOL=-6V。

當(dāng)ui<0時(shí)，限流電阻R中電流iR由右向左，流經(jīng)反饋支路時(shí)，使左側(cè)穩(wěn)壓管工作在反向擊穿區(qū)，此時(shí)，輸出電壓uo等于UOH=6V。

該電路的傳輸特性曲線如圖7-9（c），根據(jù)輸入三角波，其輸出波形如圖7-9（d）?！纠?-2】圖7-10(a)單限比較器電路中，R1=R2=5kΩ，基準(zhǔn)電壓UREF=2V，穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓值為UZ=±5V，它的輸入電壓為圖7-10(b)所示三角波，試畫(huà)出該單限比較器的傳輸特性曲線及輸出電壓uo波形。

解比較器中運(yùn)放為開(kāi)環(huán)結(jié)構(gòu)，工作在非線性區(qū)，輸出電壓uo為穩(wěn)壓管的正負(fù)高低電平值±5V。（1）當(dāng)u->u+，即 時(shí)，輸出為UOL=-5V，解得當(dāng)ui>-2V時(shí)，輸出為UOL=-5V。（2）當(dāng)u-<u+時(shí)，即 時(shí)，輸出為UOH=5V，解得當(dāng)ui<-2V時(shí)，輸出為UOH=5V。圖7-10【例7-3】試設(shè)計(jì)一個(gè)遲滯比較器電路，其電壓傳輸特性如圖7-11(a)所示，要求所用阻值在20~100kΩ之間。

解根據(jù)該電壓傳輸特性曲線（上行遲滯特性）知，輸入電壓應(yīng)作用于同相輸入端，而且有uo=±6V，UT+=－UT-=3V。因兩門(mén)限電壓對(duì)稱(chēng)，故不存在外加基準(zhǔn)電壓，因此電路可以設(shè)計(jì)成如圖7-11(b)所示，下面進(jìn)一步確定電路參數(shù)。圖7-11例7-3電壓傳輸特性和電路圖由得門(mén)限電壓為即所以，不妨取R1為25kΩ，R2為50kΩ。7.1.5比較器部分小結(jié)通過(guò)本節(jié)對(duì)三種比較器的介紹，可以歸納出如下結(jié)論：(1)在電壓比較器中，集成運(yùn)放大多工作在非線性區(qū)，運(yùn)放結(jié)構(gòu)大多為開(kāi)環(huán)或正反饋結(jié)構(gòu)（例題7-1為少見(jiàn)的特例），輸出電壓也只有高、低兩種電平。對(duì)于運(yùn)放的這種非線性運(yùn)用，無(wú)論電路結(jié)構(gòu)如何復(fù)雜，分析輸出電壓時(shí)，分析的基準(zhǔn)點(diǎn)還是采用運(yùn)放的同相與反相輸入端電壓的比較，即

u+>u-時(shí)，uo=UOH;u+<u-時(shí)，uo=UOL(2)一般用電壓傳輸特性曲線來(lái)描述比較器的輸入輸出電壓關(guān)系。(3)電壓比較器傳輸特性的幾個(gè)關(guān)鍵要素為：輸出電壓的高低電平、門(mén)限電壓（單門(mén)限、遲滯特性的上下門(mén)限、雙門(mén)限）以及輸出電壓的躍變方向（特別指遲滯比較器分上行與下行兩種特性）。7.2非正弦波發(fā)生器圖7-12-(a)方波、(b)矩形波、(c)三角波、(d)鋸齒波波形示意7.2.1方波和矩形波發(fā)生器

1.方波發(fā)生器

1)電路組成與工作原理由運(yùn)放構(gòu)成的方波發(fā)生電路如圖7-13（a）所示，它是由反相型施密特觸發(fā)器加RC反饋支路組成，比較兩者，差別僅在于用電容器上的uC代替了輸入電壓ui。圖7-13運(yùn)放構(gòu)成的方波發(fā)生器及其波形根據(jù)反相型施密特觸發(fā)器的分析可知，上、下門(mén)限電壓分別為(7-8)(7-9)式中,UOH和UOL分別為運(yùn)算放大器輸出端正向和負(fù)向最大輸出電壓。若設(shè)uo=UOH,則運(yùn)放同相端的電壓uf為(7-10)uo經(jīng)R向C充電，一旦使uC>UT+,輸出電壓就由UOH跳變到UOL。uo=UOL后,運(yùn)放同相端的電壓uf為(7-11)此時(shí)RC支路中，電容器C經(jīng)電阻R向UOL放電至0，并進(jìn)而在UOL作用下向C反向充電（為便于理解，讀者可假定UOL為一負(fù)電壓）。一旦uC<UT-,輸出電壓即刻又由UOL回跳變到UOH。

這樣，周而復(fù)始，形成自激振蕩，其波形如圖7-13（b）所示。實(shí)線為輸出電壓uo的波形，虛線為電容C上的電壓uC的波形。2)主要參數(shù)圖7-13（b）中時(shí)間T1是電容器上的電壓uC由UT-上升到UT+所需的時(shí)間，即C的充電時(shí)間，它對(duì)應(yīng)輸出高電平UOH的時(shí)間；圖中T2是電容器上的電壓uC由UT+下降到UT-所需的時(shí)間，即C的放電時(shí)間，它對(duì)應(yīng)輸出低電平UOL的時(shí)間。因此方波的周期T為(7-12)由RC電路理論可以知道，起始值為UT-，在階躍電壓UOH作用下的充電過(guò)程可以表述為(7-13)以u(píng)C=UT+代入式(7-13)，可以求得T1為(7-14)用同樣的方法，可以求得T2為(7-15)如果|UOH|=|UOL|，則方波的周期T為(7-16)

2.矩形波發(fā)生器

在圖7-13（a）的電路基礎(chǔ)上，稍加改動(dòng)就可以構(gòu)成矩形波發(fā)生器，如圖7-14所示。正如前面所提，矩形波（也稱(chēng)矩形脈沖）與方波的區(qū)別在于方波的高電平與低電平所占時(shí)間相等，矩形波則不相等。通常用“占空系數(shù)”q來(lái)說(shuō)明兩種電位所占時(shí)間的差別。q的一般定義為(7-17)式中,T為脈沖的重復(fù)周期，td為所占時(shí)間小于T/2的那個(gè)電平時(shí)間。若高電平所占時(shí)間小于T/2，習(xí)慣上稱(chēng)之為正脈沖；反之，稱(chēng)為負(fù)脈沖。圖7-14RC充放電支路分開(kāi)的矩形波發(fā)生器要得到T1≠T2的矩形波（脈沖），常用的方法有：(1)如圖7-13（a）電路，輸出端接兩個(gè)鉗位用的穩(wěn)壓管，但兩管的穩(wěn)壓值不等，使|UOH|≠|(zhì)UOL|，代入式(7-14)和式(7-15)，從而達(dá)到T1≠T2的目的。(2)如圖7-13（a）電路，使R2不接地，而是接一個(gè)直流參考電壓UR，從而使|UOH|≠|(zhì)UOL|，也能達(dá)到T1≠T2的目的。(3)如圖7-14所示的一種實(shí)用電路，該電路通過(guò)利用二極管VD1、VD2的單向?qū)щ娦阅?，將充電與放電回路分開(kāi)，從而獲得不同的充放電時(shí)常數(shù)，而且圖中電位器可以調(diào)節(jié)，以此得到占空系數(shù)可調(diào)的矩形波。參照式(7-14)和式(7-15)，我們得到矩形波的高低電平時(shí)間分別為（忽略二極管導(dǎo)通電壓UD）：

式(7-19)中K為R4的上半部與R4的比值，如果|UOH|=|UOL|，則占空系數(shù)Q為(7-19)(7-18)(7-20)7.2.2三角波與鋸齒波發(fā)生器三角波和鋸齒波都是一種數(shù)值隨時(shí)間作線性變換的波形，兩者的差別正如前面所述，僅僅在于上升時(shí)間T1與下降時(shí)間T2的不同，三角波T1≈T2，鋸齒波T1>>T2，如圖7-12所示。鋸齒波在電視接收機(jī)、雷達(dá)、數(shù)控及測(cè)量等方面都得到了廣泛的應(yīng)用，示波器熒光屏上的時(shí)間掃描，就是將鋸齒波電壓加到示波管的水平偏轉(zhuǎn)板上，使電子束在水平方向上作等速直線移動(dòng)所造成的。因此，鋸齒波往往又叫做掃描電壓。產(chǎn)生三角波和鋸齒波的基本方法是用恒定的電流給電容器充電或放電。圖7-15是用集成運(yùn)算放大器組成的電容反饋電路（反相積分器），通過(guò)開(kāi)關(guān)S輪流用恒定電流E/R給電容器充電或放電，輸出端電壓uo是一個(gè)隨時(shí)間線性變化的三角波。圖7-15恒定電流充放電構(gòu)成三角波發(fā)生器

1.三角波發(fā)生器

對(duì)稱(chēng)的三角波發(fā)生電路如圖7-16（a）所示。圖中由A1構(gòu)成同相型施密特觸發(fā)器，輸出電壓uo1幅度為±(UZ+UD)；A2構(gòu)成反相積分器，uo1經(jīng)A2積分后，輸出電壓uo為時(shí)間t的線性函數(shù)。它們共同構(gòu)成閉環(huán)正反饋電路，形成自激振蕩。uo1和uo的波形如圖7-16(b)所示,uo1為方波，uo為三角波。圖7-16三角波發(fā)生器及其波形首先研究由運(yùn)放A1構(gòu)成的同相型施密特觸發(fā)器。由7.1節(jié)知道，同相型施密特觸發(fā)器的上、下門(mén)限電壓分別為(7-21)式中,UD和UZ分別為穩(wěn)壓管的正向?qū)妷号c反向擊穿電壓。由比較器的分析可知，只要ui=uo≥UT+,uo1就會(huì)突跳到高電平-(UZ+UD)；反之，ui=uo≤UT-，uo1就會(huì)突跳到低電平-(UZ+UD)。因此，三角波的峰-峰值為(7-23)(7-22)

uo1經(jīng)電位器RW分壓后，加到反相積分器的輸入端。設(shè)分壓系數(shù)為a,則反相積分器的輸入電壓為auo1,反相積分器的輸出電壓uo與輸入電壓uo1之間的關(guān)系為(7-24)式中，uo0）為起始值。

設(shè)uo1=-(UZ+UD)，則uo為(7-25)以t=0時(shí)，uo=uo(0)=UT-；t=t1時(shí)，uo=uo(t1)=UT+代入式（7-25），可以求出uo1為低電位時(shí)的時(shí)間T1為(7-26)將式（7-26）代入后，得(7-27)由于t=t1時(shí)，uo1由低電位-(UZ+UD)突跳到高電位(UZ+UD)，所以(7-28)以t=t2時(shí)，uo=uo(t2)=UT-代入式（7-28)，求出T2為(7-29)由式（7-23）、（7-27）和（7-29）可知，改變電阻比R2/R1，可以調(diào)節(jié)三角波的峰—峰值，但會(huì)影響振蕩周期T=T1+T2；而改變分壓系數(shù)a和積分時(shí)常數(shù)RC可以調(diào)節(jié)振蕩周期（或頻率），卻不改變輸出的幅值。通常用RC作頻率量程切換，RW作量程內(nèi)的頻率細(xì)調(diào)。電路的最高振蕩頻率取決于積分器A2的壓擺率和最大輸出電流，最低振蕩頻率取決于積分漂移。2.鋸齒波發(fā)生器

在圖7-16（a）所示三角波發(fā)生電路的基礎(chǔ)上，通過(guò)改變充放電時(shí)常數(shù)，就可以得到鋸齒波發(fā)生電路，如圖7-17（a）所示。該電路相對(duì)于三角波發(fā)生電路，在積分器的輸入端增加了一條含有二極管的支路，使積分器的輸入為正時(shí)，積分時(shí)常數(shù)為（R3∥R4）C；積分器的輸入為負(fù)時(shí)，積分時(shí)常數(shù)為R4C。從而達(dá)到改變充放電時(shí)常數(shù)，調(diào)節(jié)占空比的目的。這樣，三角波發(fā)生器就變成了鋸齒波發(fā)生器，其波形如圖7-17（b）所示。圖7-17-鋸齒波發(fā)生器及其波形圖7-17（a）中同相型施密特觸發(fā)器A1的輸出電壓uo1的幅度以及上、下門(mén)限電壓UT+和UT-與圖7-16（a）所示三角波發(fā)生電路完全一樣，僅是反相積分器的積分時(shí)間不一樣，對(duì)比三角波發(fā)生電路中的式（7-27）和（7-29），鋸齒波發(fā)生器的積分時(shí)間分別為(7-30)(7-31)振蕩周期T為(7-32)占空系數(shù)q為(7-33)由此可見(jiàn)，改變電位器的分壓系數(shù)a或積分電容C，可以調(diào)節(jié)振蕩周期T；改變比值R4/R3可調(diào)節(jié)占空系數(shù)q，但同時(shí)也會(huì)影響振蕩周期T。【例7-4】如圖7-18三角波發(fā)生器電路，設(shè)穩(wěn)壓管穩(wěn)壓值UZ=6.3V，其正向?qū)妷航禐?.7V，R1=20kΩ，R2=10kΩ，R4=150kΩ，R5=150kΩ，R6=6.8kΩ，RW=10kΩ，C=0.1μF。試求：（1）最高振蕩頻率fomax；（2）方波及三角波的峰-峰值；（3）若使方波和三角波的峰-峰值相等，而不改變振蕩頻率，電路參數(shù)應(yīng)如何變化？解（1）當(dāng)分壓系數(shù)a=1時(shí)，得最高振蕩頻率為（2）uo1端輸出方波，uo端輸出三角波，其幅值分別為

方波幅值三角波幅值(3)如果方波和三角波的峰-峰值相等，則R2=R1，又為了不改變振蕩頻率，則考慮R5減小一半，變?yōu)?5kΩ，或電容C減小一半，變?yōu)?.05μF。7.3正弦波發(fā)生器圖7-19RC正弦波發(fā)生器框圖在環(huán)路中任取一點(diǎn)a,它的電壓為ua，通常稱(chēng)a點(diǎn)到放大器的輸出端為主通道，主通道的頻率特性A（jω）為(7-34)由輸出端到a點(diǎn)稱(chēng)為反饋通道，反饋通道的頻率特性F（jω）為(7-35)產(chǎn)生自激振蕩的條件為式(7-36)進(jìn)一步分解為振幅條件和相位條件，有(7-36)A(ω)*F(ω)=1φA(ω)+φF(ω)=±2nπ(n=0,1,2…)(7-37)(7-38)7.3.1文氏橋正弦波發(fā)生器1．基本電路及其工作原理文氏橋正弦波發(fā)生器的基本電路如圖7-20所示，正反饋選頻網(wǎng)絡(luò)由R2、C2串聯(lián)支圖路與R1、C1并聯(lián)電路相串聯(lián)構(gòu)成，RF、Rf與運(yùn)放A一同構(gòu)成主通道放大器。由圖7-20可知，主通道為一個(gè)同相放大器，它的理想化幅頻和相頻特性分別為(7-39)(7-40)7-20文氏橋正弦波發(fā)生器反饋通道的頻率特性為(7-41)由以上三式可知，要想滿(mǎn)足式（7-37）與（7-38）的自激振蕩條件，必須使(7-42)(7-43)這兩個(gè)式子即為文氏橋正弦波發(fā)生器的自激振蕩條件，由式（7-42）可以求出振蕩的頻率為(7-44)由式（7-43）可以確定主通道和反饋通道元件之間的關(guān)系為(7-45)有時(shí)為了選擇和調(diào)節(jié)參數(shù)方便，以及減小元件的種類(lèi)，常取C1=C2=C，R1=R2=R，則式（7-44）和（7-45）簡(jiǎn)化為(7-46)式（7-44）和（7-45）說(shuō)明，如果想調(diào)節(jié)振蕩頻率又不破壞自激振蕩的條件，必須對(duì)正反饋電路中的電阻或電容按比例進(jìn)行同步調(diào)節(jié)，因此往往用同軸雙連電位器或電容器來(lái)調(diào)節(jié)。圖7-20基本電路在實(shí)際應(yīng)用時(shí)還必須注意以下兩個(gè)問(wèn)題：（1）因?yàn)閷?shí)際運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)增益為有限值，所以要適當(dāng)減小負(fù)反饋，才能滿(mǎn)足自激振蕩的幅值條件。也就是說(shuō)，要使RF稍大于2Rf，由式(7-39)可知，也即使A(ω)稍大于3倍。（2）由于元件的公差、溫度等因素的影響，電路工作不夠穩(wěn)定，即使自激振蕩的條件滿(mǎn)足后，輸出電壓uo的幅值也不可能一直穩(wěn)定在一個(gè)恒定的幅值上。A(ω)>3時(shí)，輸出電壓幅度遞增；A(ω)<3時(shí)，輸出電壓幅度會(huì)遞減，因此，必須接入幅度自動(dòng)調(diào)節(jié)電路。2．穩(wěn)幅措施常用的穩(wěn)幅措施有熱敏電阻穩(wěn)幅、氖管穩(wěn)幅、場(chǎng)效應(yīng)管穩(wěn)幅。圖7-21具有穩(wěn)幅措施的文氏橋正弦波發(fā)生器熱敏電阻RT穩(wěn)幅;(b)氖管Rf穩(wěn)幅7.3.2移相式正弦波發(fā)生器圖7-22移相式正弦波發(fā)生器基本電路在具體分析圖7-22移相式正弦波發(fā)生器的自激振蕩條件時(shí)，同樣設(shè)置一參考分析點(diǎn)a，如圖示設(shè)置在第一級(jí)移相RC電路的前面。這樣，反饋通道的頻率特性?xún)H由輸出端到a點(diǎn)的短路線決定，即(7-47)從a點(diǎn)到輸出端的主通道的頻率特性

推導(dǎo)如下：(7-48)求解式（7-48），得當(dāng)式（7-49）右邊分母的實(shí)部為1，虛部為零時(shí)就滿(mǎn)足自激振蕩的條件。因此有(7-49)(7-50)(7-51)【例7-5】由集成運(yùn)放A構(gòu)成的文氏橋正弦波振蕩電路如圖7-23（a）所示。已知：R=10kΩ，R1=2kΩ，C=0.01μF,熱敏電阻R2的特性如圖7-23（b）所示。試求該振蕩電路的輸出電壓的幅值Uom和輸出正弦波頻率。

解由前面分析可知，為了滿(mǎn)足正弦波在等幅振蕩時(shí)的幅度平衡條件，即A(ω)*F(ω)=1，反饋增益F(ω)最大，約等于1/3，此時(shí)有A(ω)=3，而此時(shí)的A(ω)即Au=1+R2/R1，即R2=2R1=4kΩ。由圖7-23（b）可知，當(dāng)R2=4kΩ時(shí)，其功耗為8mW，而R2的功耗P與其電壓降UR2的關(guān)系為故又*7.4精密整流電路7.4.1半波整流電路（零限幅器）

如圖7-24（a）所示為單個(gè)二極管整流電路，二極管在輸入信號(hào)正半周時(shí)導(dǎo)通，在輸入信號(hào)負(fù)半周時(shí)截止，從而實(shí)現(xiàn)半波整流。由于二極管存在一定的正向?qū)妷篣on，且正向伏安特性也不是一條直線，因此當(dāng)輸入電壓ui=Umsinωt的幅度小于1V時(shí)，會(huì)產(chǎn)生很大的非線性失真，如圖7-24(b)所示。圖7-24普通二極管半波整流電路及其波形現(xiàn)在把二極管放在運(yùn)放的反饋支路中，就可以削弱這種影響，使輸出電壓與輸入電壓在信號(hào)很小時(shí)仍有良好的線性關(guān)系。而且整流器的內(nèi)阻與整流敏感性能都較普通二極管整流器好得多。如圖7-25（a）所示為同相型半波整流電路。當(dāng)輸入電壓ui為正極性時(shí)，運(yùn)放輸出端電壓UA也為正極性，只要UA大于二極管的正向?qū)妷篣on，二極管就導(dǎo)通。這時(shí)輸出端電壓uo與輸入端電壓ui之間的關(guān)系(7-52)是一種線性關(guān)系。當(dāng)UA小于導(dǎo)通電壓Uon或是負(fù)極性時(shí)，二極管截止，運(yùn)放A處于開(kāi)環(huán)狀態(tài)。因?yàn)檫\(yùn)放開(kāi)環(huán)增益很大，所以UA小于Uon時(shí)對(duì)應(yīng)的