帶隙基準學習筆記

帶隙基準設(shè)計指標設(shè)定該帶隙基準將用于給LDO提供基準電壓，LDO的電源電壓變化范圍為到，所以帶隙基準的電源電壓變化范圍與LDO的相同。LDO的PSR要受到帶隙基準PSR的影響，故設(shè)計的帶隙基準要有高的PSR。由于LDO是用于給數(shù)字電路提供電源，所以對噪聲要求不是很高。下表該帶隙基準的指標。電源電壓~輸出電壓溫度系數(shù)35ppm/℃PSR@DC，@1MHz-80dB，-20dB積分噪聲電壓（1Hz~100kHz）<1mV功耗<25uA線性調(diào)整率<%B.拓撲結(jié)構(gòu)的選擇上圖是傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的帶隙基準，假設(shè)尺寸相同，那么輸出電壓為是負溫度系數(shù)，對溫度求導數(shù)，得到公式（Razavi，Page313）：其中，。如果輸出電壓為零溫度系數(shù)，那么：得到：帶入：得到：在27°溫度下，輸出電壓等于，小于電源電壓，可這個電路并不能工作在電源電壓下，因為對于帶隙基準里的運放來說，共模輸入范圍會受到電源電壓限制，電源電壓的最小值為：其中，是三極管的導通電壓，是運放差分輸入管對的柵源電壓，是運放差分輸入管對尾電流源的過驅(qū)動電壓。對于微安級別的電流，可以認為：這里將差分輸入對的體和源級短接以減小失配，同時閾值電壓不會受到體效應(yīng)的影響。假設(shè)差分對尾電流源的過驅(qū)動電壓為100mV，那么，電源電壓的最小值為：下表列出了工藝P33晶體管閾值電壓和三極管的導通電壓隨Corner角和溫度變化的情況：-40°27°80°slow-826mV-755mV-699mVtypical-730mV-660mV-604mVfast-637mV-567mV-510mVBJT的-40°27°80°slow830mV720mV630mVtypical840mV730mV640mVfast860mV750mV660mV可以計算出在不同溫度的Corner角下電源電壓的最小值：-40°27°80°slowtypicalfast可以看出，對于大部分情況，電源電壓無法保證帶隙基準中運放的正常工作，所以必須改進電路結(jié)構(gòu)，使其可以工作在電源電壓下。上圖是一種實用的低壓帶隙基準的結(jié)構(gòu)，假設(shè)尺寸相同，同樣假設(shè)：那么，輸出電壓為：如果輸出電壓為零溫度系數(shù)，那么：得到：帶入：得到：可以通過設(shè)置與的比值，將輸出電壓設(shè)定在任意值。誤差放大器輸入端在和處，通過將設(shè)置為1，將這兩點電壓設(shè)定為BJT導通電壓的二分之一，計算出在不同溫度和Corner角下電源電壓的最小值：-40°27°80°slowtypicalfast可以看到，最壞情況出現(xiàn)在SlowCorner角低溫下，電源電壓最小值仍然小于，意味著這種結(jié)構(gòu)可以滿足本次低壓設(shè)計的要求。越大，電源電壓的最小值越低，不過帶隙基準環(huán)路增益也變低了。將設(shè)置為1，輸出電壓可以為，但是這時候帶隙基準的低頻PSR會變差，為了提高低頻PSR，運放的增益要很高，但是在這種電路中，PSR不僅與運放增益有關(guān)，還與輸出級PMOS晶體管的輸出電阻有關(guān)，如下圖所示：當PMOS晶體管輸出電阻足夠小的時候，的柵源電壓微小變化引起的電流變化與流過小信號輸出阻抗的電流相比可以忽略不計，那么此時可以近似認為的柵源電壓交流短路，那么，有：其中為PMOS晶體管的小信號輸出阻抗，這個輸出阻抗與漏源電壓有關(guān)系，將PMOS晶體管偏置電流設(shè)為5uA，寬長比分三組，各為10um/1um，20um/2um，40um/4um，電源電壓設(shè)為，漏端加一可變電壓V1，V1從0V掃描到，如下圖所示：測量PMOS晶體管、、的小信號輸出阻抗隨V1的變化關(guān)系，得到如下數(shù)據(jù)：可以看到，晶體管的輸出阻抗隨漏源電壓的增加而增加，隨溝道長度的增加也變大，當V1升高到時，三種溝道長度的晶體管的輸出阻抗減小到大約660k的數(shù)值，一般來說，的數(shù)量級在100k左右，如果在電源電壓為時，帶隙基準輸出，那么，此時的PSR是：為了提高低頻PSR，就必須在盡可能提高運放增益的情況下，增加PMOS晶體管的小信號輸出阻抗，這一措施首先是通過減小帶隙基準輸出電壓來實現(xiàn)，帶隙基準輸出電壓要接在LDO的誤差放大器輸入端，如果誤差放大器使用NMOS管作為輸入差分對，那么其共模輸入電壓至少為NMOS管的柵源電壓加上尾電流源的過驅(qū)動電壓：用下圖可以仿真出誤差放大器最低共模輸入電壓的數(shù)值：用5uA的電流偏置二極管連接的寬長比為20um/1um的NMOS管，將其源級用100mV的電壓偏置，模擬尾電流源的過驅(qū)動電壓，將體接到地上，測量晶體管柵極電壓，這個電壓大致等于誤差放大器的最低共模輸入電壓，結(jié)果如下表：-40°27°80°slow945mV876mV830mVtypical822mV753mV704mVfast700mV630mV580mV最壞情況發(fā)生在SlowCorner角低溫情況，此時誤差放大器共模輸入電壓為，這就意味著如果用NMOS管作為誤差放大器輸入管，那么帶隙基準輸出電壓不能低于。但是這時候輸出級PMOS晶體管的小信號輸出阻抗已經(jīng)變的很小，比如當L=2um時，由上面的圖可以看到，輸出阻抗為大約為7M歐姆，此時PSR不是很高。所以誤差放大器的輸入管采用PMOS比較合適，為了提高匹配，降低噪聲，PMOS管的體和源級可以短接，進一步提高了最高共模輸入電壓。共模輸入電壓最多為電源電壓減去PMOS管的柵源電壓再減去尾電流源的過驅(qū)動電壓：假設(shè)過驅(qū)動電壓為100mV，用同樣的手段（寬長比20um/1um，偏置電流5uA）可以得到最高共模輸入電壓值：-40°27°80°slow383mV445mV492mVtypical484mV548mV595mVfast585mV650mV699mV可以看到，最壞情況發(fā)生在SlowCorner角低溫下，帶隙基準輸出電壓必須低于383mV才能使所有Corner角都能滿足誤差放大器共模輸入范圍的要求。但是帶隙基準輸出電壓越低，LDO的噪聲性能越差，故將帶隙基準輸出電壓設(shè)置在400mV，實際上，可以增加PMOS晶體管的寬長比，使在SlowCorner角低溫下，最高共模輸入電壓大于400mV即可。把帶隙基準輸出電壓降低到左右，使PMOS晶體管漏源電壓有較大的提高，提高了輸出阻抗，，如當L=2um時，由上面的圖可以看到，輸出阻抗為大約為23M歐姆，從而提高了PSR：這個數(shù)值還是不夠高，必須尋找其它結(jié)構(gòu)來提高PSR。實際上，低頻時，PMOS晶體管柵極電壓并不是與電源電壓同步變化的，如果運放低頻增益很高，那么，在低頻時，可以認為晶體管、的漏端電壓不隨電源電壓變化，等效為接地，如下圖所示：假設(shè)、、尺寸一樣，當電源電壓變化時，PMOS晶體管、、柵極電壓變化了，對于，由基爾霍夫電流定律，可以得到：那么，如果輸出級PMOS晶體管的等于和的輸出阻抗，那么流過的電流將約等于零，PSR會有很大的提高，但是對于、，它們的漏極電壓為BJT導通電壓，大約為，對于，由于輸出電壓為，它的漏極電壓與、顯然不同，所以：為了使它們相等，在晶體管、、漏極加入一層cascode管，如下圖所示：這層cascode管強制使晶體管、、的漏極電壓相等，從而保證與相等，提高了PSR，由于輸出電壓為，Cascode管的柵極電壓直接接地即可，省去了偏置電路，降低了額外的功耗。當然，這個結(jié)論是在運放增益足夠大保證運放輸入端電壓的變化足夠小，可以近似認為接地的條件下得出的，那么運放的設(shè)計要保證這個條件的成立。為了使運放輸入端對地電壓基本不變，必須提高環(huán)路增益，由于電源電壓變化范圍在到內(nèi)，當電源電壓降至時，折疊式共源共柵放大器將不適用，可以采用兩級運放，加Miller電容補償，也可以采用如下形式的誤差放大器結(jié)構(gòu)：這種結(jié)構(gòu)中，在處有一個二極管連接形式的晶體管，它為帶隙基準主電路和運放尾電流源提供偏置電壓，當電源電壓變化時，這個二極管柵極電壓和電源電壓同時變化，這樣一來低頻PSR會減小很多，該運放為單級運放，主級點在第一級輸出端，非主級點在處而且在高頻，只需在主級點處加電容即可保證穩(wěn)定性。帶隙基準結(jié)構(gòu)（不包括啟動電路）如下圖所示：C.零溫度系數(shù)設(shè)計假設(shè)、、尺寸相同，且：那么，輸出電壓的表達式為：若要得到零溫度系數(shù)，那么根據(jù)前面推導過公式，有：帶入輸出電壓的表達式，得到：要得到400mV的輸出電壓，那么，得到：考慮版圖布局的對稱性，將N設(shè)為8。現(xiàn)在仿真正溫度系數(shù)電壓特性，理論值為：用的PNP33管，發(fā)射結(jié)面積用5×5的，Q2和Q4的N=8，Q1和Q2的N=1，Q1和Q2的偏置電流設(shè)在1uA，Q3和Q4的偏置電流設(shè)在10uA，如下圖所示：溫度從-40°掃描到80°，測量VQ1-VQ2與VQ3-VQ4隨溫度變化的曲線，得到下圖：實測值為：附上兩個Corner角的數(shù)據(jù)：Cornerslpoefastslow可以看出，正溫度系數(shù)斜率幾乎與偏置電流無關(guān)，與Corner角也無關(guān)，實測值與理論值基本吻合?，F(xiàn)在仿真的負溫度系數(shù)，理論值為：其中，，假設(shè)為，在300K時，可以計算出斜率為。在所關(guān)心溫度范圍（-40°~80°）內(nèi)求平均值，用的PNP33管，發(fā)射結(jié)面積用5×5的，Q1和Q2的N=1，偏置電流分別為1uA和10uA，如下圖所示：測量VQ1和VQ2隨溫度變化的曲線，結(jié)果如下：得到負溫度系數(shù)為：附上兩個Corner角的數(shù)據(jù)：Corner1uA10uAslowtypicalfast可以看出，BJT的負溫度系數(shù)電壓幾乎不隨Corner角變化，會隨偏置電流變化，將帶隙基準BJT的靜態(tài)電流設(shè)在10uA以內(nèi)，那么近似認為負溫度系數(shù)為：由公式：得到:可以得到：至此，我們得到了產(chǎn)生輸出400mV、具有零溫度系數(shù)電壓的帶隙基準的電阻比例：電阻比例確定后，下一步是確定電阻的絕對數(shù)值，這涉及到功耗，噪聲，面積的折衷，下面附上帶隙基準電路圖。從上圖中看出，帶隙基準的偏置電流正比于流過晶體管、的電流，而流過它們的電流等于：減小，可以減小帶隙基準的面積，帶來的壞處是功耗的增加，然而高的功耗可以減小帶隙基準的噪聲。的設(shè)計上圖是小信號電路圖，在分析PSRR時，假設(shè)電源電壓變化了，可以計算出柵極電壓的變化量和輸出電壓變化量，那么:由于晶體管、、不決定各支路電流大小，故在計算PSRR時忽略這三個晶體管，同時另：當電源電壓變化后，晶體管柵極電壓將發(fā)生變化，這個變化是由兩條信號通路同時疊加引起，一條通路是：電源電壓變化后，有小信號電流流入和節(jié)點，信號被運放放大后在柵極產(chǎn)生一個電壓，這個電壓為：另一條通路是：電源電壓變化后，有小信號電流通過流入和源級，流入大小為的電阻后，在柵極產(chǎn)生一個電壓，這個電壓為：在漏端，根據(jù)基爾霍夫電流定律，有：聯(lián)立上面三個方程組，得到下面公式：得出：因為：所以上面公式簡化為：從某種意義上說：越接近1，PSRR越大。由簡化后的公式可以看到，除了增大運放開環(huán)增益之外，還可以提高的本征增益和的本征增益。當：和：時，表達式化簡為：如果：我們得到：也就是說即使無窮大，還是會變化，直觀上可以這樣理解：當無窮大的時候，漏端可以認為接地，那么流過的電流一定會流入:所以：現(xiàn)在分析輸出端，如下圖所示：假設(shè)輸出晶體管的跨導為，輸出阻抗為，假設(shè)，那么我們可以得到公式：可以得到PSRR表達式：這個表達式告訴我們一個重要結(jié)論：當：足夠大的時候，PSRR主要由（還有）和的匹配程度決定，這也就是為什么要加一層cascode管（下圖黑色圈內(nèi)部分）的原因。加入cascode管以后，晶體管、、漏端電壓近似相等，那么它們的小信號輸出阻抗的差距就不是很大，跨導也近似相等，所以PSRR會升高。綜合以上分析，可以看到，提高PSRR的手段主要由三個，一是帶隙基準要具有足夠大，這主要是通過提高運放增益和的本征增益來實現(xiàn)，二是提高和的本征增益，三是提高晶體管、、的匹配，可以通過加入cascode管使其漏源電壓相等和增加、、的面積減小隨機失配兩種途徑來實現(xiàn)。E.噪聲的考慮帶隙基準的噪聲主要是指中低頻（）的噪聲，高于這個頻段的噪聲會被電容濾掉，實際上如果帶隙基準外接量級的片外電容，那么只需考慮1kHz一下的低頻噪聲。上圖中，由于晶體管、、產(chǎn)生的噪聲電流在漏端產(chǎn)生的噪聲電壓要比晶體管~的噪聲電壓在漏端產(chǎn)生的噪聲電壓小倍，所以晶體管、、的噪聲可以忽略不計；此外，晶體管、、產(chǎn)生的噪聲電壓在中低頻范圍內(nèi)被強源級負反饋抑制掉，所以也可以忽略不計下面計算帶隙基準的噪聲。MOS管的噪聲可以用一個與其并聯(lián)的電流源來表示，如下圖：單位的平均功率電流為：第一項為熱噪聲，第二項為噪聲，其中和是與工藝有關(guān)的常數(shù)。運放產(chǎn)生的等效輸入噪聲電壓（實際為電壓的平方，表示在1歐姆電阻上產(chǎn)生的噪聲功率）為：現(xiàn)在求這個噪聲電壓到輸出端的增益，如下圖所示：假設(shè)等于，另：由基爾霍夫電流定律：得到：又因為：所以運放噪聲在輸出端產(chǎn)生的電壓為：的在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓可以用下圖計算出：假設(shè)等于，由基爾霍夫電流定律：得到：又因為：所以的噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓為：同理可得的噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓為：的噪聲電流在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓為：兩個電阻在輸出產(chǎn)生的噪聲電壓為：電阻在輸出產(chǎn)生的噪聲電壓為：現(xiàn)在計算電阻在輸出產(chǎn)生的噪聲電壓，如下圖所示：設(shè)三極管和的小信號電阻分別為和，因為流過三極管的電流相等，所以這兩個電阻相等，由基爾霍夫定律：得到：得出電阻在輸出產(chǎn)生的噪聲電壓為：可以得到總的輸出噪聲電壓為：一般來說，有：那么，可以得到：假設(shè)：將噪聲簡化，得到：其中：現(xiàn)在計算和：其中：之前設(shè)計的電阻比例為：所以有：所以：所以：將噪聲表達式簡化，得到：之利用前得到的產(chǎn)生400mV輸出電壓的電阻表達式：將N=8帶入，繼續(xù)簡化，得到：假設(shè)流過、、的電流較大，將它們工作在強反型區(qū)，為了降低功耗，減小了流過~的電流，將它們工作在亞閾區(qū)，利用跨導公式：得到：之前推導得到，在輸出帶隙基準電壓為零溫度系數(shù)的條件下，與的關(guān)系為：帶入噪聲表達式，得：繼續(xù)化簡，得到表達式：由上面的噪聲表達式可以看出，一但電阻、、比例確定后，運放在輸出端產(chǎn)生的噪聲電壓就與的大小無關(guān)了。要減小運放的等效輸入熱噪聲電壓，只有一種選擇，就是是增加運放的偏置電流。要減小運放的等效輸入噪聲電壓，可以增加或，也可以增加或。由晶體管、、產(chǎn)生的熱噪聲電壓與有關(guān)，可以看到，減小不但減小了電阻本身產(chǎn)生的熱噪聲電壓，而且減小了晶體管、、產(chǎn)生的熱噪聲電壓，付出的代價是流過晶體管、、的電流增加，功耗變大。由上面公式還可以看出，晶體管、、產(chǎn)生的噪聲電壓也與有關(guān)，要減小噪聲電壓，可以增加，或者減小。通過上面的討論可知：要減小帶隙基準的噪聲，一是要減小運放的等效輸入噪聲電壓，可以通過增加電流和晶體管的尺寸來實現(xiàn)。二是要減小電阻和、、的噪聲，不僅可以通過增加尺寸來實現(xiàn)，還可以通過在保持、、比例不變的情況下減小來實現(xiàn)，代價是電流增加，導致功耗增加。所以，帶隙基準的噪聲與功耗和面積是一對矛盾的東西，只能在三者之間折衷。F.電路參數(shù)設(shè)計上圖為帶隙基準電路結(jié)構(gòu)，在前面敘述中，我們得到了產(chǎn)生輸出400mV零溫度系數(shù)電壓的電阻比例：由流過電流的公式：可以選擇電阻進而確定其他電阻，將設(shè)為，得到的值：進而得到：加大、、的尺寸既可以提高它們的匹配從而提高低頻PSRR，又可以降低噪聲，所以其溝道長度應(yīng)該取得較大，這里取，溝道寬度選擇，finger數(shù)等于4，如果finger數(shù)取太大，會導致運放反饋環(huán)路穩(wěn)定性下降。因為、與、、是電流鏡關(guān)系，所以其寬長比與、、相同，不過finger數(shù)可以不相同，由于運放反饋環(huán)路中非主級點在柵極，所以流過的電流可以大一點將非主級點外推，finger數(shù)取4。對于，原則上加大finger數(shù)可以增加流過它的電流，減小~的熱噪聲，但是由于噪聲在低頻時占更大的比重，它與電流無關(guān)，故加太多電流不會減小太多的熱噪聲，而且浪費功耗，所以將的finger數(shù)取2即可，電流為流過的一半。對于、、，大的溝道長度使它們的源極電壓趨于相等，有利于改善、、小信號輸出阻抗的匹配，提高低頻PSRR，在這里，、、的尺寸和、、設(shè)為相同。對于到，必須增加尺寸，以減小噪聲。~的尺寸設(shè)為，finger數(shù)等于8，~的尺寸設(shè)為，finger數(shù)等于2，為了減小失調(diào)，的尺寸設(shè)為，finger數(shù)等于8。為了提高負反饋環(huán)路的穩(wěn)定性，使用電容，大小為，finger數(shù)等于4。三極管選發(fā)射結(jié)面積為的管，較大的發(fā)射結(jié)面積可以減小正向?qū)▔航?，從而降低了電源電壓。在推導帶隙基準溫度系?shù)表達式中，默認電阻的溫度系數(shù)為零，實際上電阻也是有溫度系數(shù)的，那么，在選擇電阻材料時要盡可能選擇溫度系數(shù)低的材料。工藝有以下幾種電阻，它們的溫度系數(shù)和方塊電阻列表如下：電阻種類器件名TC1R-sheetSiliciden+diffusionrndifSilicidep+diffusionrpdifSiliciden+polyrnpoSilicidep+polyrppoNwellunderstirnwsti1120ohmNwellunderaarnwaa453ohmNon-siliciden+diffusionrndifsab70ohmNon-silicidep+diffusionrpdifsab147ohmNon-siliciden+polyrnposab267ohmNon-silicidep+polyrpposab317ohm從上圖可以看到，非硅化p+多晶硅電阻具有遠小于其他種類電阻的溫度系數(shù)和較大的方塊電阻，所以選擇非硅化p+多晶硅電阻。尺寸如下表列出：電阻名稱尺寸Finger數(shù)阻值8、、、3926G.啟動電路該帶隙基準有三個簡并點，第一個簡并點為正常狀態(tài)，輸出400mV基準電壓，第二個簡并點為所有晶體管都關(guān)斷、三極管截止的狀態(tài)，此時電路里沒有電流流過，第三個簡并點是這樣的，只有三極管處于關(guān)斷狀態(tài)，和導通，有電流流過，此時運放正負輸入端電壓相等，和柵極電壓穩(wěn)定在一個隨機值，輸出電壓在0mV到400mV之間（遠小于400mV接近0V）。為了使電路在啟動時不至于錯誤的工作在兩個簡并點上，必須加額外的啟動電路，使電源上電完能夠保證電路工作在正常狀態(tài)。黑圈內(nèi)是該帶隙基準的啟動電路，由晶體管、、組成（柵極接地）。下面說明工作原理：一開始電源沒上電時，所有節(jié)點電壓都為零。當電源電壓上升時，因為沒有電流流過二極管連接的，所以的柵極電壓將跟隨電源電壓變化，當電源電壓上升到大于管的閾值電壓時，和導通，有電流流入和的柵極，因為柵極對地可以看成是一個大電容，而且是倒比管，跨導即驅(qū)動能力很小，所以這個節(jié)點電壓上升速度非常緩慢，在電源電壓不高的時候可以認為是近似接地，所以的柵源電壓隨著電源電壓的升高繼續(xù)增大，電流經(jīng)流入柵極，導致其柵極電壓增大，如圖中黃色線所示，此時柵極電壓被拉到接近地的電位。隨著電源電壓繼續(xù)上升，和導通，柵源電壓逐漸增大，和漏極電壓開始上升，直到導通三極管和，此時，柵極電壓上升到足矣關(guān)斷的程度，流過的電流最終減為零，由于此時啟動電路已經(jīng)不參與反饋，所以電路固有的負反饋使電路最終工作在正常狀態(tài)。通過增加的寬長比、減小的寬長比以及增加的尺寸，可以提高啟動電路的速度。所有管子的尺寸在下表列出。器件名稱尺寸器件名稱尺寸H.仿真結(jié)果溫度系數(shù)仿真由于帶隙基準的電源電壓要求是到，仿真兩種電源電壓下不同Corner角的溫度系數(shù)，溫度從-40°變化到80°。下圖為電源電壓為時不同Corner角下輸出電壓隨溫度變化的曲線：由的溫度系數(shù)表達式：可以看出，三極管導通電壓隨Corner角的變化同樣影響了的溫度系數(shù)，導致在不同Corner角下溫度系數(shù)不同。實際上也可以這樣解釋，之前已經(jīng)說明，BJT的負溫度系數(shù)電壓幾乎不隨Corner角變化，這個結(jié)論是建立在BJT的電流不隨Corner角變化的前提下的，實際上，當Corner變化后，電阻阻值的變化引起了偏置電流的變化，從而造成BJT的負溫度系數(shù)電壓的變化。在typical情況下，正溫度系數(shù)與負溫度系數(shù)剛好抵消，所以曲線呈開口向下的拋物線形狀，在fastCorner角，由于變大，導致負溫度系數(shù)變小，從而正溫度系數(shù)項占優(yōu)勢，所以輸出電壓隨溫度升高直線增加。在slowCorner角，由于變小，導致負溫度系數(shù)變大，從而負溫度系數(shù)項占優(yōu)勢，所以輸出電壓隨溫度升高直線減小。下表總結(jié)了電源電壓為時輸出電壓的數(shù)據(jù)。Corner輸出電壓變化量溫度系數(shù)typical407mV℃fast415mV℃slow399mV℃下表總結(jié)了電源電壓為時輸出電壓的數(shù)據(jù)。Corner輸出電壓變化量溫度系數(shù)typical407mV9ppm/℃fast415mV35ppm/℃slow399mV℃可以看到，輸出電壓幾乎不隨電源電壓變化，但是隨Corner角變化比較大，原因解釋如下：測量Corner角下電阻和三極管導通電壓變化的關(guān)系，得到：Cornertypical692mVfast713mVslow31k674mV由帶隙基準輸出電壓表達式：得到下表：Cornertypicalfastslow可以看出，雖然電阻的比值在不同Corner角下稍有變化，但是影響輸出電壓變化的主要因素是三極管導通電壓，將減小可以降低輸出電壓隨Corner角變化的程度，但是輸出電壓會變低。PSRR的仿真下圖為typicalCorner角常溫時電源電壓為時PSRR的曲線：PSRR在DC時為-89dB，在1MHz時為-19dB。由于在所有Corner角下1MHz的PSRR都約等于-20dB，所以下面不再列出1MHz時的PSRR。下表總結(jié)了電源電壓為時低頻PSRR的數(shù)據(jù)。Corner-40°27°80°typical-99dB-89dB-86dBfast-66dB-86dB-91dBslow-80dB-86dB-85dB下表總結(jié)了電源電壓為時PSRR的數(shù)據(jù)。Corner-40°27°80°typical-91dB-90dB-88dBfast-91dB-89dB-87dBslow-92dB-90dB-89dB可以看出，除去-40°fastCorner角，帶隙基準的低頻PSRR最高-99dB，最低為-80dB，在大多數(shù)Corner角下為-90dB左右，唯獨在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時，PSRR降到了-66dB，原因解釋如下：上圖為在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時帶隙基準部分電路的截圖，可以看到與漏端電壓為，漏端電壓為，它們之差為?？纯丛谄渌鸆orner角下這兩端電壓之差，下表列出：電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow可以發(fā)現(xiàn)在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時漏端電壓與漏端電壓之差遠遠大于其他Corner角。由于晶體管的跨導和輸出阻抗要隨漏源電壓變化，所以在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時，與跨導和輸出阻抗匹配程度最差，根據(jù)之前推導的PSRR表達式：可以看出，在與跨導和輸出阻抗匹配很差的情況下，PSRR會變差，下面解釋為什么在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時與漏端電壓之差最大。對于晶體管來說，它工作在飽和區(qū)的條件是其漏端電壓必須小于的閾值電壓，而且漏端電壓等于三極管的導通電壓，也就是說要滿足：現(xiàn)在測量在各個Corner角下變化的情況，列表如下：電源電壓為時的值：Corner-40°27°80°typical806mV-900mV=-94mV692mV-850mV=-158mV600mV-810mV=-210mVfast827mV-819mV=8mV713mV-768mV=-55mV621mV-727mV=-106mVslow791mV-978mV=-187mV672mV-926mV=-254mV580mV-890mV=-310mV電源電壓為時的值：Corner-40°27°80°typical=-544mV=-608mV=-670mVfast=-413mV=-477mV=-529mVslow=-669mV=-737mV=-800mV在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時，三極管導通壓降最大，并且超過了晶體管的閾值電壓，導致晶體管進入線性區(qū)，漏源電壓下降，輸出阻抗下降，從而使漏端電壓與漏端電壓之差變大，導致與不匹配，降低了PSRR。由于的體是接在電源電壓上，而源級電壓不會隨隨電源電壓變化，所以當電源電壓升高到后，由于體效應(yīng)，的閾值電壓會升高到左右，使工作在飽和區(qū)，所以在電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時，PSRR可以達到-91dB。要解決電源電壓、溫度為-40°、fastCorner角時PSRR很差這個問題，可以將的源極電壓升高，將輸出電阻分成兩個大小相等阻值為一半的電阻，串聯(lián)在輸出端，將、、的柵極接到這兩個電阻中間，將柵極電壓偏置到，這樣在所有Corner角下都工作在飽和區(qū)了，修改的電路如下圖所示：下表總結(jié)了電源電壓為時，修改后的電路的低頻PSRR數(shù)據(jù)。Corner-40°27°80°typical-97dB-94dB-88dBfast-103dB-93dB-87dBslow-81dB-94dB-90dB現(xiàn)在，fastCorner、-40度的PSRR有-103dB，比之前提高了37dB。最差PSRR發(fā)生在slowCorner、-40度，為-81dB。重新測量溫度特性，結(jié)果與修改之前的電路基本相同。啟動電路的仿真下表列出了在各個Corner角下啟動電路的啟動時間數(shù)據(jù)，啟動電路上電時間設(shè)為1ms：電源電壓為時：Corner-40°27°80°typical791us745us703usfast733us680us665usslow848us797us773us電源電壓為時：Corner-40°27°80°typical348us318us301usfast313us296us278usslow367us344us328us電源電壓越高，啟動電路速度越快，晶體管的閾值電壓越小，啟動速度越快。在、fastCorner、80度下，啟動時間最快，為278us，最慢是、slowCorner、-40度下，啟動時間為848us。功耗的仿真因為、、、的尺寸一樣，所以流過它們的電流相等，的尺寸為的一半，所以流過的電流也為的一半，故總電流等于：因為得溫度系數(shù)很小，所以只需計算Corner角下功耗的數(shù)據(jù)，附上在Corner角下的數(shù)值。Cornertypicalfastslow31k計算得到：仿真結(jié)果顯示，電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow帶隙基準的消耗的電流最少為，最多為。噪聲的仿真仿真在typicalCorner、常溫、電源電壓在下，頻率從1Hz到100kHz內(nèi)的噪聲電壓曲線，得到下圖：在1Hz時，輸出噪聲電壓為，在100kHz時，輸出噪聲電壓為，將噪聲在整個頻帶內(nèi)積分，得到總噪聲電壓為：，帶隙基準產(chǎn)生的輸出噪聲電壓非常大，下面為Corner角的數(shù)據(jù)。電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow電源電壓為時：Corner-40°27°80°typicalfastslow最差情況下輸出噪聲電壓為，小于1mV。要減小輸出噪聲，必須將電阻阻值減小，這就意味著功耗的增加，同時要增加晶體管的尺寸，意味著面積的增加，本次設(shè)計中為了降低功耗和面積，噪聲性能自然比較低。環(huán)路穩(wěn)定性的仿真在柵極與柵極處斷開反饋環(huán)路，加入1T亨的大電感和1T法的大電容，連接方式如下圖所示：在電容底端接一電壓源，交流信號設(shè)置為1，相位設(shè)置為零，在柵極測得的幅頻特性曲線即為帶隙基準的環(huán)路增益，在電源電壓為、typicalCorner、常溫時測得的曲線如下圖所示：可知低頻環(huán)路增益為，相位裕度為61°，仿真所有Corner角下的低頻環(huán)路增益和相位裕度。電源電壓為時：Corner-40°27°80°typical，°，61°，64°fast，°，°，°slow53dB，°，°49dB，°電源電壓為時：Corner-40°27°80°typical，56°，°，°fast，57°，61°，63°slow，°，°，°在所有情況下，增益最低為在slowCorner、80°時，為49dB。因