第6章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng).ppt

1、第六章 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng),第六章 數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng),6.1 數(shù)字基帶信號及頻譜特性 6.2 基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型 6.3 數(shù)字基帶信號傳輸與碼間串擾 6.4 無碼間串擾的基帶傳輸特性 6.5 基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪聲性能 6.6 眼圖 6.7 部分響應和時域均衡,基帶信號：將消息轉(zhuǎn)換成的原始電信號(基本頻帶)。 數(shù)字基帶信號：離散的(或數(shù)字的)原始電信號，即未經(jīng)調(diào)制的數(shù)字信號，是消息代碼的電波形。 數(shù)字基帶信號的頻譜基本上是從零開始一直擴展到很寬。 數(shù)字帶通(頻帶)信號：用數(shù)字基帶信號調(diào)制載波，以使信號與信道的特性相匹配。,數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)：直接傳送基帶信號。,數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng)：包含了載波調(diào)制與解調(diào)

2、過程。,產(chǎn)生適合于信道傳輸?shù)幕鶐盘?濾噪、波形均衡,在噪聲背景下，判定基帶信號,研究數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的原因： 近程數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中廣泛采用。 基帶傳輸方式有迅速發(fā)展的趨勢。 基帶傳輸中包含帶通傳輸?shù)脑S多基本問題。 任何一個采用線性調(diào)制的帶通傳輸系統(tǒng)，可以等效為一個基帶傳輸系統(tǒng)來研究。,6.1 數(shù)字基帶信號及其頻譜特性,1 數(shù)字基帶信號的常用碼型,數(shù)字基帶信號的類型多種多樣，僅介紹最基本的幾種：,(1)單極性不歸零波形 (2)雙極性不歸零波形 (3)單極性歸零波形 (4)雙極性歸零波形 (5)差分波形 (6)多電平波形,Sy(),單極性不歸零碼,有豐富的低頻乃至直流分量，需要信道一端接地，交流耦

3、合時不行。 出現(xiàn)長“0”或長“1”時，電平固定不變，不能提取位定時信息 接收單極性碼，判決電平1/2，信道衰減，不存在最佳判決電平 便于實現(xiàn)。,雙極性不歸零碼,無直流分量，有利于在信道中傳輸。（等概時） 不能提取位定時信息 接收雙極性碼，判決電平0，有最佳判決電平,Sy(),單極性歸零碼,占空比：1/2,有直流分量。 可以提取位定時信息。 接收單極性碼，無最佳判決電平。,Sy(),雙極性歸零碼,無直流分量，有利于在信道中傳輸。（等概時） 不能提取位定時信息 接收雙極性碼，判決電平0，有最佳判決電平,差分碼,NRZ(M)：傳號差分，1相鄰碼元電平極性改變； 0相鄰碼元電平極性不改變,NRZ(S)

4、：空號差分，1相鄰碼元電平極性不改變； 0相鄰碼元電平極性改變,仍未解決簡單二元碼（NRZ）存在的問題 接收端收到的碼元極性與發(fā)送端的完全相反，也能正確地進行判決。（相位調(diào)制）,0 1 1 0 1 0 0 1 1 1 0,多電平波形,3E E -E -3E,用兩個二進制位（00,01,10,11），即二個脈沖來代表一個波形，表示四種狀態(tài)(3E,E,-E,-3E)。如果是八電平碼波形，則用三個二進制位(000,001,010,011,100,101,110,111)，即三個脈沖代表一個波形，表示8種狀態(tài)(如7E,5E,3E,E,-E,-3E,-5E,-7E)。,一定波特率下，信息速率較高。 固定

5、信號幅度范圍下，較二進制易受干擾。,注意：,表示信息碼的單個脈沖波形不一定是矩形。根據(jù)信道的情況可選擇高斯脈沖、升余弦脈沖等其它形式。,2 數(shù)字基帶信號的數(shù)學描述：,數(shù)字基帶信號實際上是一個隨機信號，記作：,基帶信號的頻譜特性,任意假設二進制隨機序列，“”碼的基本波形為g1(t)，“”碼為g2(t)，寬度為Ts。為了作圖上區(qū)分， g1(t)為三角形波， g2(t)為半圓形波。,信號序列可寫為：,隨機信號不可能畫出確切波形，只能畫出其中某一實現(xiàn)，分析的方法不能象確知信號那樣，通過傅里葉變換來求頻譜。 對于隨機信號，平均功率是有限可測的物理量，因此平均功率譜是描述隨機信號頻譜特征的基本量。,所謂穩(wěn)

6、態(tài)波，即隨機序列s(t)的統(tǒng)計平均分量。它取決于每個碼元內(nèi)出現(xiàn)g1(t)和g2(t) 的概率加權平均，因此穩(wěn)態(tài)波可表示成,由于v(t)在每個碼元內(nèi)的統(tǒng)計平均波形相同，故v(t)是以Ts為周期的周期信號。,可把s(t)分解成穩(wěn)態(tài)波v(t)和交變波u(t),求隨機過程（數(shù)字基帶信號）的功率譜密度,交變波u(t)是s(t)與v(t)之差，即,或?qū)懗?其中,顯然， u(t)是一個隨機脈沖序列 。,可證，數(shù)字基帶信號s(t)的功率譜密度(二進制隨機脈沖序列的功率譜密度 )為交變波u(t)和穩(wěn)態(tài)波v(t)的功率譜之和，即,fs1/Ts為碼元周期Ts的倒數(shù)。,式中：,交變波的功率譜Pu(f)是連續(xù)譜，它與g

7、1(t)和g2(t)的頻譜以及概率P有關。 根據(jù)連續(xù)譜可以確定隨機序列的帶寬。,隨機序列s(t)的功率譜密度,上式為雙邊的功率譜密度表示式。如果寫成單邊的，有,第一項是交變項u(t)產(chǎn)生的連續(xù)譜，這一項總是存在，連續(xù)譜包含無窮多頻率成份，主要關心其能量集中在哪一頻率范圍內(nèi)，以便能確定帶寬。 第二項是由v(t)穩(wěn)態(tài)項產(chǎn)生的直流成分的功率譜密度，不一定都存在直流成分，比如p =0.5的雙極性碼就沒有直流成分。 第三項是由v(t)產(chǎn)生的離散頻譜，用于同步，但對于p =0.5雙極性碼，這一項不存在（此時g1(t)=-g2(t)，即G1(f)=-G2(f)） 。,例：對矩形單極性波形，求隨機脈沖序列的單

8、邊功率譜密度。,概率p=1/2時：,單邊功率譜：,離散譜：,只有一個離散分量，代表直流成份,連續(xù)譜：,單極性基帶信號NRZ功率譜密度,2,例：求雙極性二進制序列情況下的功率譜 。,單邊功率譜：,雙極性NRZ矩形脈沖功率譜只有連續(xù)譜，沒有離散譜，也沒有直流分量。,對于單極性和雙極性的RZ矩形脈沖功率譜的計算方法相同，功率譜密度分布如圖。,單極性RZ碼占空比越小，占用頻帶越寬，圖中=Ts/2，帶寬為2fs。單極性RZ碼中含有定時分量，而單極性NRZ碼中沒有，只有直流分量。,雙極性RZ碼占空比越小，占用頻帶越寬，圖中=Ts/2，帶寬為2fs。對P=1/2，雙極性碼中不含有定時分量。,小結： 對于連續(xù)

9、譜，總存在；對于離散譜，在有些情況下不存在或部分不存在。 通過對離散譜的分析，可以知道能否從脈沖序列中直接提取離散分量，以及如何提取，這對研究碼位同步、載波同步十分重要。,6.2 基帶傳輸和常用碼型,實際基帶傳輸系統(tǒng)中，并不是所有基帶電波形都能在信道中傳輸。如：含有豐富直流和低頻成分的基帶信號就不適宜在信道中傳輸，因為它有可能造成信號的畸變。 對各種代碼的要求，就是能夠?qū)⒃夹畔⒎柧幹瞥蛇m合于傳輸用的碼型。,傳輸碼的結構應具有下列主要特性：,不含直流，或直流分量盡可能少。 含有豐富的定時信息，以利于提取定時信號。 功率譜主瓣窄，以節(jié)省傳輸頻帶。 不受信息源統(tǒng)計特性的影響，即能適應信息源的變化

10、。 具有內(nèi)在檢錯能力。 編譯碼簡單，以降低通信延時和成本。,滿足以上特性的常用傳輸碼：,AMI碼(信號交替反轉(zhuǎn)碼Alternate Mark Inversion),編碼規(guī)則：00 , 1交替變換為+1,-1，通常脈沖寬度為碼元周期之半，形成三元的雙極性歸零碼。,消 息： 1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 1 AMI碼：+1 0 0 -1 +1 0 0 0 -1 +1 -1,特點: 基帶信號正、負脈沖交替，0電位保持不變。因此沒有直流成分。 全波整流后即為單極性RZ碼。 但原信號出現(xiàn)長串0時，信號電平長時間不跳變，不利于提取高質(zhì)量的位同步信號（位同步抖動大） 。,是一種將消息代碼0(空號)

11、和1(傳號)按如下規(guī)則編碼的碼。,HDB3碼(三階高密度雙極性碼3nd Order High Density Bipolar),編碼規(guī)則： 先檢查消息代碼(二進制)的連0串情況，當沒有4個或4個以上連0串時，按AMI碼的編碼規(guī)則進行編碼。 當出現(xiàn)4個或4個以上連0串時，則將每4個連0小段的第4個0變換成與其前一非0符號(1或-1)同極性符號。這個符號稱為破壞符號，用V符號表示(+1記為+V，-1記為-V)。 為使附加V符號后的序列不破壞“極性交替反轉(zhuǎn)”造成的無直流特性，還應保證相鄰V符號也極性交替。當相鄰V符號之間有奇數(shù)個非0符號時，能夠得到保證。,它是AMI碼的一種改進型，保持了AMI碼的優(yōu)

12、點而克服其缺點，使連“0”個數(shù)不超過3個。,當相鄰V符號之間有偶數(shù)個非0符號時，則不能得到保證。這時再將該小段的處第1個0變換成+B或-B，B的符號與前一個非0符號的相反，并讓后面的所有非0符號從V符號開始再交替變化(在同一段中，B與V的符號總是相同；緊相鄰段中的B符號總是相反)。,例： 消息碼： 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 l 1 AMI碼： -1 0 0 0 0 +1 0 0 0 0 -1 +1 0 0 0 0 0 0 0 0 -1 +1 HDB3碼： -1 0 0 0 V +1 0 0 0 +V -1 +1-B 0 0 V +B 0 0

13、 +V -l +1,先確定各個-V和+V； 相鄰V之間有奇數(shù)個+1或-1時，無須加B； 相鄰V之間有偶數(shù)個(0屬于偶數(shù)個)+1或-1時，加+B或-B， B的符號與前一個非0符號的相反； 使V后面的所有非0符號從V符號開始再交替變化。,HDB3碼編碼復雜，但譯碼簡單。V是表示破壞極性交替規(guī)律的傳號，V是破壞點，譯碼時，找到破壞點，斷定V及前3個符號必是連0符號，從而恢復4個連0碼,再將-1變成+1,便得到消息代碼。 HDB3碼除了保持AMI碼的優(yōu)點外，還增加了使連0串減少到至多3個的優(yōu)點，而不管信息源的統(tǒng)計特性如何。這對于定時信號的恢復是十分有利的。 HDB3碼是目前使用最廣泛的碼型。 HDB3

14、碼和AMI碼統(tǒng)稱為1B1T碼(B表示二進制碼，T表示三進制碼。將一個二進制符號變換成一個三進制符號所構成的碼稱為1B1T碼。)。,AMI碼： 1 0 -1 0 0 0 0 0 +1 -1 0 0 0 0 +1 -1 HDB3碼：1 0 -1 0 0 0 V 0 +1 -1 +B 0 0 +V -1 +1,練習： 消息碼： 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 求AMI碼和HDB3碼。,它是用一個周期Ts內(nèi)的負、正對稱方波表示0，即用01表示0；而其反相的正、負對稱方波表示1，用10表示1。 這種碼是一種雙極性的NRZ碼，正、負電平各占一半，因而不存在直流分量。 因為雙

15、相碼在每個碼元間隔的中心都存在電平跳變，所以有豐富的位定時信息。 雙相碼適用于數(shù)據(jù)終端設備在短距離上的傳輸，在本地數(shù)據(jù)網(wǎng)中采用該碼型作為傳輸碼型，最高信息速率可達10Mb/s。這種碼常被用于以太網(wǎng)中。,雙相碼Biphase Code(曼徹斯特碼Manchester),例：消息碼： 1 1 0 0 1 0 1 雙相碼： 10 10 01 01 10 01 10 每個Ts內(nèi)脈沖代表一個符號，而每個符號用兩個二進制位表示。,雙相碼：在一個周期TS內(nèi)考察，10表示1，01表示0。,雙相碼,密勒碼,CMI碼,高電平,低電平,編碼規(guī)則：用碼元中心點出現(xiàn)躍變來表示，即10或01都表示。0碼用00或11表示。

16、 這樣，當兩個1之間有一個0時，則在第一個1的碼元中心與第二個1的碼元中心之間無電平跳變，此時密勒碼中出現(xiàn)最大脈沖寬度，即兩個碼元周期2TS。由此可知，該碼不會出現(xiàn)多于4個連碼的情況，這個性質(zhì)可用于檢錯。,密勒碼(Miller碼，延遲調(diào)制碼),與數(shù)字雙相碼類似，傳號反轉(zhuǎn)碼也是一種雙極性二電平不歸零碼。 CMI碼中，在每一個TS內(nèi)，1交替地用00和11兩位碼表示，而0則固定地用01表示。 CMI碼沒有直流分量，有頻繁的波形跳變，這個特點便于恢復定時信號。并且10為禁用碼組，不會出現(xiàn)3個以上的連碼，這個規(guī)律可用來進行宏觀檢測。,CMI碼(傳號反轉(zhuǎn)碼Coded Mark Inversion),塊編碼

17、,了解nBmB碼和nBmT碼的含義。,6.3 數(shù)字基帶信號傳輸與碼間串擾,1. 數(shù)字基帶信號傳輸系統(tǒng)的組成,發(fā)送濾波器(信道信號形成器)：用于對經(jīng)過碼型編碼后的基帶信號(傳輸碼，一般為矩形脈沖，頻譜很寬，不適宜于傳輸)頻帶進行壓縮，產(chǎn)生適合信道傳輸?shù)幕鶐Рㄐ巍?討論基帶信號的傳輸問題：,信道：傳輸基帶信號的媒質(zhì)。信號在其中傳輸一般會產(chǎn)生波形失真。信道中的噪聲一般是均值為零的高斯白噪聲。 接收濾波器：接收信道傳來的信號，濾除信道噪聲和干擾，使輸出波形有利于抽樣判決。 抽樣判決器：對接收濾波器的輸出波形進行抽樣判決，以恢復或再生基帶信號。 同步提取：從接收信號中接收同步信息。,再生基帶信號與輸入信

18、號比較，時間上有延遲。 利用同步信號即位定時脈沖判決該脈沖是0還是1。 第7個碼發(fā)生了誤差。,(b)的波形（雙極性歸0碼）不適合于在信道中傳輸。 (C)是適合于信道中傳輸?shù)慕?jīng)碼型及波形變換后的信號。 (b)(c)比較，波形已發(fā)生延遲。,誤碼是由接收端抽樣的錯誤判決造成的，主要原因： 1.碼間串擾 2.信道的加性噪聲 數(shù)字通信的基帶傳輸系統(tǒng)中,碼間串擾是造成輸出誤碼的主要原因 。,碼間串擾根本原因是系統(tǒng)傳輸總特性不理想，導致前后碼元的波形畸變并使前面波形出現(xiàn)很長的拖尾。對本碼元采樣判決時，其采樣值是本碼元值與前后幾個鄰近脈沖拖尾的疊加。,可能判為1,基帶信號的傳輸系統(tǒng)模型,設發(fā)送數(shù)字基帶：,以尖

19、脈沖描述波形,在圖示的基帶傳輸系統(tǒng)中，設an是二進制序列，其對應的基帶信號d(t)是間隔為 Ts ，強度由an 決定的單位沖激序列：,此沖激序列激勵發(fā)送濾波器，輸出信號為：,2. 數(shù)字基帶信號傳輸?shù)亩糠治?由上圖，基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性：,其單位沖激響應：,總輸出：,要對第k個碼元ak 進行判決，應在 t = k Ts+t0 時刻上對y(t)抽樣，其中t0 是信道和接收濾波器造成的延遲。,上式中，第1項是第k個碼元波形的抽樣值，是確定ak的依據(jù)。第2 項是除了第k個碼元外的其它碼元波形在第k個抽樣時刻的值得總和，它對ak的判決起著干擾作用，稱為碼間串擾值。第3項是輸出噪聲在抽樣瞬間的值，是

20、一種隨機干擾，也會對ak的判決產(chǎn)生干擾。,為了降低誤碼率，必須最大限度減小碼間串擾和隨機噪聲的影響。,為了降低誤碼率，必須最大限度減小碼間串擾和隨機噪聲的影響。,式中第2 項為0時可以消除碼間串擾。由于an 是隨機的，該項中的各個量不會相互抵消。如果相鄰碼元的前一個碼元的波形在下一個碼元的判決時刻到達之前就已經(jīng)衰減到0，也可以避免串擾，但實現(xiàn)難度很大。一個實際的做法是，只要能讓前一個碼元的波形在后面碼元的判決時刻（t0+Ts , t0+2Ts , , t0+nTs , ）為0，即可消除碼間串擾。,由于an是隨機變量，要想通過各項互相抵消使串擾為0是不行的。 從碼間串擾各項影響來說，前一個碼元影

21、響最大。因此讓前一個碼元波形在到達任一個碼元采樣判決時刻已衰減到0。但這種波形不易實現(xiàn) 。,要消除碼間串擾(尚未考慮噪聲)，從數(shù)學式子看，要求：,6.4 無碼間串擾的基帶傳輸特性,1. 消除碼間串擾的基本思想,合理的是采用另一種波形。雖然t0+Ts到達以前沒有衰減到0，但它在t0+Ts 和t0+2Ts等后面碼元采樣判決時刻正好為0，如圖。 又考慮到，實際中，定時采樣判決時刻不一定非常準確，如果拖尾太長，定時不準，后面一個碼元都要受到前面幾個碼元的串擾。因此要求拖尾不能太長。,當h(t)的抽樣值除了在t=0時不為0外，在其他所有抽樣點上均為0。,2. 無碼間串擾的條件,碼間串擾取決于系統(tǒng)的響應h

22、(t)，而h(t)僅依賴于H(),若第k個接收波形的采樣時刻取kTS(假定t0為0)，則響應滿足下面關系時，信號碼間無串擾（無碼間串擾的時域條件）。,無碼間串擾的基帶傳輸總特性H()與系統(tǒng)響應h(kTS)構成傅氏積分關系：,能滿足碼間無串擾的傳遞函數(shù)H()不止一個，如：, 門傳遞函數(shù)的沖擊響應：, 三角傳遞函數(shù)的沖擊響應：, 寬門傳遞函數(shù)的沖擊響應：,1928年奈奎斯特提出了一個等效的傳遞函數(shù)，只要滿足：,這樣的基帶系統(tǒng)就能做到碼間無串擾，也稱為奈奎斯特第一準則。,奈奎斯特第一準則的物理意義： 將H()在軸上以2/TS為間隔切開，理論上有無限多個間隔，第一個間隔為(-/TS,/TS) 。 然后

23、分段將每個間隔曲線沿軸平移到(-/TS,/TS)區(qū)間內(nèi)，移動幅度為2/TS，迭加后的結果應為一個常數(shù)。,例：三角特性的傳遞函數(shù),傳輸函數(shù)H() 是一個三角形，在之間段疊加之后構成理想低通傳輸特性，即矩形低通濾波器。,3. 無碼間串擾的傳輸特性的設計,討論如何設計或選擇滿足奈奎斯特準則的H()，數(shù)學上首先想到的是理想低通濾波特性。,理想低通特性是門傳遞函數(shù)。當發(fā)送序列的時間間隔為TS時，只要接收端在t=kTS時間點上抽樣，就能實現(xiàn)無碼間串擾。,可知無串擾傳輸碼元周期為TS的序列時，所需的最小傳輸帶寬為B=(/TS)/(2)=1/(2TS)。這是在抽樣值無串擾條件下，基帶系統(tǒng)傳輸所能達到的極限(極

24、小)情況。,理想低通特性：,極限帶寬1/(2TS)稱為奈奎斯特帶寬，記為fN，即fN=1/(2TS)。 數(shù)據(jù)的最高傳輸碼元速率應為碼元周期的倒數(shù)，即RB=1/TS，大于這個速率傳輸時，將存在碼間串擾。這個速率稱為奈奎斯特速率，等于2fN =1/TS 。 定義單位頻帶內(nèi)的信息傳輸速率為頻帶利用率，即,則基帶系統(tǒng)所能提供的最高頻帶利用率為：,余弦滾降特性：,理想低通傳輸特性在物理上不易實現(xiàn)陡峭的邊緣特性。即使能夠?qū)崿F(xiàn)，由于理想低通傳輸特性h(t)的拖尾長，在得不到定時嚴格的抽樣脈沖時，碼間干擾可能仍大。,余弦滾降特性是指傳輸函數(shù)H()用下式表示：,H()是以fN=1/(2TS)(=/TS)為中心，

25、具有奇對稱振幅特性，振幅以余弦形式滾降。為滾降系數(shù)，01。(理想低通特性是在fN處截止的矩形脈沖。),0，0.5，1時的傳遞函數(shù)和沖激響應如下圖所示，圖中給出的是歸一化圖形。,H()在滾降段中心頻率處(fN處)呈奇對稱振幅特性，滿足奈奎斯特第一準則，從而實現(xiàn)無碼間串擾傳輸(f=fN對應=/Ts點)。,0時為理想低通基帶系統(tǒng)。隨著的增加，兩個零點之間的波形振幅變小(沖激響應圖)，即拖尾衰減越快，但所占頻帶增加(傳遞函數(shù)圖)。,1時，所占頻帶的帶寬最寬(=2/TS)，是理想系統(tǒng)帶寬的2倍，因而頻帶利用率為1bit/(s.z)。01時,帶寬B=f+fN=(1+)/(2TS)，頻帶利用率=2/(1+)

26、 b/(s.Hz)。,由于抽樣的時刻不可能完全沒有時間上的誤差，為了減小抽樣定時脈沖誤差所帶來的影響，滾降系數(shù)不能太小，通常選擇0.2。,所對應的沖激響應：,例：理想低通型信道的截止頻率為3000Hz，當傳輸以下電平信號時，求信號的頻帶利用率和最高信息速率。 （1）理想低通信號; （2）=0.4的升余弦滾降信號； （3）NRZ碼； （4）RZ碼。,解 (1)理想低通信號的頻帶利用率為(是何種碼形，未作限制) =2bit/(s.Hz) 取信號的帶寬為信道的帶寬，B=3000Hz，由的定義式,可求出最高信息傳輸速率為,Rb=B=23000=6000(bit/s),(2)升余弦滾降信號的頻帶利用率為

27、,取信號的帶寬為信道的帶寬，B=3000Hz，可求出最高信息傳輸速率為,(3)由6.1可知，二進制NRZ碼功率譜的零點帶寬為fs，而碼元傳輸速率亦為fs，故,又信息傳輸速率Rb與碼元速率RsB相同，最高信息速率為,(4)二進制RZ碼功率譜的零點帶寬為1/(2fs)，而碼元傳輸速率亦為fs，所以頻帶利用率為,可求出最高信息速率為,6.5 基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪性能,誤碼是由碼間串擾和噪聲兩方面引起的，同時考慮兩方面將使計算非常復雜，為簡化起見，通常是在碼間無擾下計算由噪聲引起的誤碼，并且噪聲也僅考慮是加性高斯白噪聲（經(jīng)過接收濾波器以后為窄帶高斯噪聲）。, 發(fā)端 “1”，收端 “0”，發(fā)“1”錯判“0

28、”，概率記為, 發(fā)端 “0”，收端 “1”，發(fā)“0”錯判“1”，概率記為,在接收端可能出現(xiàn)兩種類型的錯誤,為計算總的誤碼率，必須計算出上述兩種誤碼率。,設信道等效加性噪聲為高斯白噪聲n(t)，其均值為零，雙邊功率譜密度為n0/2。則加到識別電路即接收濾波器上的輸入信號噪聲nR(t)的均值也為0，方差為n。,1.二進制雙極性基帶系統(tǒng),對二進制雙極性系統(tǒng)，抽樣判決器輸入端的“信號+噪聲”波形為：,X的概率密度曲線,黃線陰影為1錯判為0的概率。 藍線陰影為0錯判為1的概率。,基帶傳輸系統(tǒng)總誤碼率：,誤碼率與判決門限電平Vd有關，最佳門限電平（誤碼率最?。椋?這時，基帶傳輸系統(tǒng)的總誤碼率為,在發(fā)送概

29、率相等，且在最佳門限電平下，雙極性基帶系統(tǒng)的總誤碼率僅依賴于信號峰值A和噪聲均方值n的比值，而與采取什么樣信號形式無關，比值越大，Pe越小。,2.二進制單極性基帶系統(tǒng),與雙極性基帶信號比較，只需要令-A項為0即可，可以求得：,雙極性和單極性基帶系統(tǒng)誤碼率比較： 當比值A/ n一定時，雙極性基帶系統(tǒng)的誤碼率比單極性的低，抗噪聲性能好。 在等概條件下，雙極性的最佳判決門限電平為0，與信號幅度無關，因而不隨信道特性變化而變，能保持最佳狀態(tài)。而單極性的最佳判決門限電平為A/2，它易受信道特性變化的影響，從而導致誤碼率增大。 因此，雙極性基帶系統(tǒng)比單極性基帶系統(tǒng)應用更為廣泛。,6.6 眼圖,在實際工程中

30、，盡管經(jīng)過精心設計，但是由于部件傳輸特性及調(diào)試不理想或信道特性發(fā)生變化，都可能使系統(tǒng)的性能達不到預期的目標。 除了用專用精密儀器進行定量的測量以外，在調(diào)試和維護工作中，技術人員還希望用簡單的方法和通用儀器也能監(jiān)測系統(tǒng)的性能，其中一個有效的方法就是觀察接收信號的“眼圖”。 將抽樣判決器輸入端的待測基帶信號加到示波器的輸入端，然后將示波器的水平掃描周期與接收碼元的周期同步，為TS，這樣各碼元的波形就會重疊起來。對于雙極性二進制數(shù)字信號，這個圖形與人眼相像，所以稱為“眼圖”。,眼圖：就是指用示波器觀察到的接收端基帶信號的波形。 用途：估計和調(diào)整系統(tǒng)的性能。,先不考慮噪聲： 圖(a)為無碼間串擾的雙極

31、性基帶信號波形，示波器將此波形每隔Ts秒重復掃描一次，利用示波器的余輝效應，掃描所得的波形重疊在一起，結果形成圖(b)所示的“開啟”的眼圖。各TS內(nèi)線跡重合、細而清晰。 圖(c)是有失真的基帶信號的波形，重疊后的波形會聚變差，眼睛張開程度變小，眼圖不端正,如圖(d)所示。 基帶波形的失真通常是由噪聲和碼間串擾造成的，所以眼圖的形狀能定性地反映系統(tǒng)的性能。,無碼間串擾,有碼間串擾,無串擾信號在每一TS的抽樣時刻，都得到明確的0或1的信號，有串擾時則不然。,考慮噪聲： 噪聲的效果是使眼圖的線跡變成比較模糊的帶狀線，噪聲越大，線條越粗，眼睛的口徑越小,為了解釋眼圖與系統(tǒng)性能之間的關系，可把眼圖抽象為

32、一個模型，由眼圖可以獲得的主要信息有： 最佳取樣時刻應選在眼圖張開最大的時刻，此時的信噪比最大。 眼圖斜邊的斜率反映出系統(tǒng)對定時誤差的靈敏度，斜邊愈陡，對定時誤差愈靈敏(時間的較小變化導致電平的較大變化)，對定時穩(wěn)定度要求愈高。 在抽樣時刻，上下兩個陰影區(qū)的高度稱為信號失真量，它是噪聲和碼間串擾疊加的結果。,圖中央的橫軸位置(虛線)對應于判決門限電平。大于Vd判決為1。 抽樣時刻上，上下兩陰影區(qū)的間隔距離之半為噪聲容限，瞬時噪聲超過它就可能發(fā)生誤判。眼圖的張開度決定了系統(tǒng)的噪聲容限。,圖中傾斜陰影帶與橫軸相交的區(qū)間表示了接收波形零點位置的變化范圍，即過零點畸變，它對于利用信號零交點的平均位置來提取定時信息的接收系統(tǒng)有很大影響。,有一定噪聲和碼間干擾,眼圖照片：,幾乎無噪聲和無碼間干擾,掃描周期為nTs時，可以觀察到n只眼睛。,6.6 部分響應和時域均衡,奈奎斯特第二準則： 有