在smps應(yīng)用中選擇igbt和mosfet的比較_h

1、 專題特寫: 分立半導(dǎo)體器件在 SMPS 應(yīng)用中選擇 IGBT 和 MOSFET 的比較 飛兆半導(dǎo)體公司應(yīng)用工程師 Ron Randall 開關(guān)電源 (Switch Mode PowerSMPS 設(shè)計(jì)人員必須比較不同半導(dǎo)體技十分類似。由基本的IGBT 等效電路（見Supply；SMPS) 的性能在很大程度上術(shù)的各種優(yōu)缺點(diǎn)以優(yōu)化其設(shè)計(jì)。例如， 圖 1）可看出，完全調(diào)節(jié)PNP BJT 集電依賴于功率半導(dǎo)體器件的選擇，即開關(guān)MOSFET 一般在較低功率應(yīng)用及較高頻極基極區(qū)的少數(shù)載流子所需的時(shí)間導(dǎo)致 管和整流器。雖然沒有萬(wàn)全的方案來(lái)解應(yīng)用（即功率1000W 及開關(guān)頻率 了導(dǎo)通電壓拖尾（voltage

2、tail）出現(xiàn)。 決選擇IGBT 還是MOSFET 的問(wèn)題，但100kHz）中表現(xiàn)較好，而IGBT 則在較針對(duì)特定SMPS 應(yīng)用中的IGBT 和低頻及較高功率設(shè)計(jì)中表現(xiàn)卓越。為了MOSFET 進(jìn)行性能比較，確定關(guān)鍵參數(shù)做出真實(shí)的評(píng)估，筆者在SMPS 應(yīng)用中的范圍還是能起到一定的參考作用。本比較了來(lái)自飛兆半導(dǎo)體的 IGBT 器件文將對(duì)一些參數(shù)進(jìn)行探討，如硬開關(guān)和FGP20N6S2 （屬于SMPS2 系列）和軟開關(guān)ZVS ( 零電壓轉(zhuǎn)換) 拓?fù)渲械拈_MOSFET 器件 FCP11N60 （屬于 關(guān)損耗，并對(duì)電路和器件特性相關(guān)的三SuperFET 產(chǎn)品族）。這些產(chǎn)品具有相圖 2 典型的導(dǎo)通能耗Eon

3、和關(guān)斷能耗Eoff 測(cè)試電路 個(gè)主要功率開關(guān)損耗導(dǎo)通損耗、傳導(dǎo)損近的芯片尺寸和相同的熱阻抗R，代 JC 耗和關(guān)斷損耗進(jìn)行描述。此外，還通過(guò)表了功率半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)現(xiàn)有的器件水平。 這種延遲引起了類飽和 ( Quasi- 舉例說(shuō)明二極管的恢復(fù)特性是決定saturation) 效應(yīng)，使集電極/發(fā)射極電導(dǎo)通損耗 MOSFET 或 IGBT 導(dǎo)通開關(guān)損耗的主除了 IGBT 的電壓下降時(shí)間較長(zhǎng)壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應(yīng)也導(dǎo)致了在ZVS 情況下，在負(fù)載電流從 要因素，討論二極管恢復(fù)性能對(duì)于硬開 外，IGBT 和功率MOSFET 的導(dǎo)通特性 關(guān)拓?fù)涞挠绊憽?組合封裝的反向并聯(lián)二極管轉(zhuǎn)換到 SM

4、PS 的進(jìn)展 IGBT 的集電極的瞬間，V 電壓會(huì)上升。CE 一直以來(lái)，離線式SMPS 產(chǎn)業(yè)由功IGBT產(chǎn)品規(guī)格書中列出的Eon 能耗是每 率半導(dǎo)體產(chǎn)業(yè)的功率元件發(fā)展所推動(dòng)。一轉(zhuǎn)換周期I與V 乘積的時(shí)間積collectorCE 分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關(guān)的 作為主要的功率開關(guān)器件IGBT、功率MOSFET 和功率二極管正不斷改良，相應(yīng)其他損耗。其又分為兩個(gè)Eon 能量參數(shù)， Eon1 和Eon2。Eon1 是沒有包括與硬開地也是明顯地改善了SMPS 的效率， 關(guān)二極管恢復(fù)損耗相關(guān)能耗的功率損 減小了尺寸，重量和成本也隨之降低。 圖 1 IGBT等效電路耗；Eon2 則包括了與二極管恢復(fù)

5、相關(guān)的 由于器件對(duì)應(yīng)用性能的這種直接影響， 4 0 今日電子 2005 年11 月 專題特寫: 分立半導(dǎo)體器件硬開關(guān)導(dǎo)通能耗，可通過(guò)恢復(fù)與IGBT組合頻率的限制因素。 把平均GFS 值運(yùn)用到公式1 中，得 封裝的二極管相同的二極管來(lái)測(cè)量， 一般來(lái)說(shuō)，IGBT組合封裝二極管的到柵極驅(qū)動(dòng)電壓V drive =10V ，所需的di/dt=600A/ s，F(xiàn)CP11N60 典型值 典型的Eon2 測(cè)試電路如圖2 所示。IGBT 選擇要與其應(yīng)用匹配，具有較低正向傳導(dǎo)損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以計(jì)算出導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為37。由于在 通過(guò)兩個(gè)脈沖進(jìn)

6、行開關(guān)轉(zhuǎn)換來(lái)測(cè)量Eon。VCE(sat)電機(jī)驅(qū)動(dòng)IGBT 組合封裝在一起。 相反地，軟恢復(fù)超快二極管，如飛兆半 第一個(gè)脈沖將增大電感電流以達(dá)致所需圖 3 的曲線中瞬態(tài)GFS 值是一條斜線， 的測(cè)試電流，然后第二個(gè)脈沖會(huì)測(cè)量測(cè)導(dǎo)體的StealthTM 系列，可與高頻SMPS2 會(huì)在Eon 期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt 試電流在二極管上恢復(fù)的Eon 損耗。 也會(huì)變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅(qū)動(dòng)電流開關(guān)模式IGBT 組合封裝在一起。 在硬開關(guān)導(dǎo)通的情況下，柵極驅(qū)動(dòng)Vdrive 和下降的Ciss作為VGS 的函數(shù)也進(jìn) 入了該公式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性 除了選擇正確的二極管外，設(shè)計(jì)人電壓和阻抗以及整流二極

7、管的恢復(fù)特性員還能夠通過(guò)調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通源阻抗決定了Eon 開關(guān)損耗。對(duì)于像傳統(tǒng)CCM 電流上升的總體效應(yīng)。 來(lái)控制Eon 損耗。降低驅(qū)動(dòng)源阻抗將提升壓PFC 電路來(lái)說(shuō)，升壓二極管恢復(fù)特同樣的，IGBT 也可以進(jìn)行類似的柵極驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通阻抗計(jì)算， V GE(avg ) 和GFS 可以通過(guò)IGBT 的轉(zhuǎn)換特性曲線來(lái)性在Eon ( 導(dǎo)通) 能耗的控制中極為重高IGBT 或MOSFET 的導(dǎo)通di/dt 及減小Eon 損耗。Eon 損耗和EMI 需要折中， 要。除了選擇具有最小Trr 和QRR 的升壓 二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復(fù) 因?yàn)檩^高的di/dt 會(huì)導(dǎo)致電壓尖脈沖、確定，并應(yīng)用V GE(av

8、g ) 下的C IES 值代替Ciss 。計(jì)算所得的IGBT 導(dǎo)通柵極驅(qū)動(dòng)阻抗為100 ，該值比前面的37 高，表 特性也非常重要。軟化度 (Softness)， 輻射和傳導(dǎo)EMI 增加。為選擇正確的柵即tb/ta比率，對(duì)開關(guān)器件產(chǎn)生的電氣噪聲和電壓尖脈沖 (voltage spike) 有相 極驅(qū)動(dòng)阻抗以滿足導(dǎo)通di/dt 的需求， 可能需要進(jìn)行電路內(nèi)部測(cè)試與驗(yàn)證，然明IGBT GFS 較高，而CIES 較低。這當(dāng)?shù)挠绊?。某些高速二極管在時(shí)間tb內(nèi)， 從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高，故會(huì)在電路寄生電感中產(chǎn)生高電壓尖后根據(jù)M O S F E T 轉(zhuǎn)換曲線可以確定大里的關(guān)

9、鍵之處在于，為了從MOSFET 轉(zhuǎn)概的值 (見圖3)。 換到IGBT，必須對(duì)柵極驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行 假定在導(dǎo)通時(shí)，F(xiàn)ET 電流上升到 調(diào)節(jié)。 脈沖。這些電壓尖脈沖會(huì)引起電磁干 擾(EMI)，并可能在二極管上導(dǎo)致過(guò)高傳導(dǎo)損耗需謹(jǐn)慎 的反向電壓。 在比較額定值為 600V 的器件時(shí)， 在硬開關(guān)電路中，如全橋和半橋拓?fù)銲GBT 的傳導(dǎo)損耗一般比相同芯片大小的 中， 與IGBT 組合封裝的是快恢復(fù)管或600 V MOSFET 少。這種比較應(yīng)該是MOSFET 體二極管，當(dāng)對(duì)應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通在集電極和漏極電流密度可明顯感時(shí)二極管有電流經(jīng)過(guò)，因而二極管的恢圖 3 MOSFET的轉(zhuǎn)移特性測(cè)，并在指明最差情況下的工作結(jié)

10、溫下進(jìn)復(fù)特性決定了Eon 損耗。所以，選擇具 10A，根據(jù)圖3 中25的那條曲線，為行的。例如，F(xiàn)GP 20 N 6 S 2 SMPS 2 有 快 速 體 二 極 管 恢 復(fù) 特 性 的 了達(dá)到10A 的值，柵極電壓必須從5.2VIGBT 和 FCP11N60 SuperFET 均具有MOSFET 十分重要， 如飛兆半導(dǎo)體的轉(zhuǎn)換到 6.7V，平均GFS 為10A/(6.7V- 1/W 的R JC 值。圖 4 顯示了在 125 的結(jié)溫下傳導(dǎo)損耗與直流電流的關(guān)系， FQA28N50F F R F E T TM 。不幸的是，5.2V)=6.7m 。 MOSFET 的寄生二極管或體二極管的恢圖中曲線表

11、明在直流電流大于2.92A后， 復(fù)特性比業(yè)界目前使用的分立二極管要MOSFET 的傳導(dǎo)損耗更大。 緩慢。因此，對(duì)于硬開關(guān)MOSFET 應(yīng)用 公式 1 獲得所需導(dǎo)通di/dt的柵極驅(qū)動(dòng)阻抗不過(guò)，圖4中的直流傳導(dǎo)損耗比較不 而言，體二極管常常是決定SMPS 工作 今日電子 2005 年11 月4 1 專題特寫: 分立半導(dǎo)體器件較大的傳導(dǎo)損耗。2 . 6 5 A P F C 交流輸入電流等于MOSFET 中由公式 2 計(jì)算所得的 2.29A RMS。MOSFET 傳導(dǎo)損耗、I2R，利用公式 2 定義的電流和 MOSFE T 125 的R D S ( o n ) 可以計(jì)算得出。把RDS(on)隨漏極電

12、流變化的因素考慮在內(nèi)，該傳導(dǎo)損 耗還可以進(jìn)一步精確化，這圖 6 FCP11N60(MOSFET): R隨I和V 的變化 DS(on)DRAINGE種關(guān)系如圖 6 所示。 一篇名為“如何將功率MOSFET 的在實(shí)際應(yīng)用中， 計(jì)算IGBT 在類似圖 4傳導(dǎo)損耗直流工作 RDS(on) 對(duì)漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相P W M 逆變器的傳導(dǎo)損耗計(jì)PFC 電路中的傳導(dǎo)損耗將更加復(fù)雜，因?yàn)槊總€(gè)開關(guān)周期都在不同的IC 上進(jìn)行。IGBT 的VCE(sat)不能由一個(gè)阻抗表示，比 較簡(jiǎn)單直接的方法是將其表示為阻抗算中”的IEEE 文章描述了如何確定漏極 電流對(duì)傳導(dǎo)損耗的影響。作為ID之函數(shù)， RD S

13、 ( on ) 變化對(duì)大多數(shù)SMPS 拓?fù)涞挠绊懞苄?。例如?在 P F C 電路中， 當(dāng)RFCE 串聯(lián)一個(gè)固定V FCE 電壓，V CE (ICE ) =I CE R FCE +V FCE 。于是，傳導(dǎo)損耗便 可以計(jì)算為平均集電極電流與VFCE 的乘積，加上RMS 集電極電流的平方，再乘FCP11N60 MOSFET 的峰值電流I D 為11A 兩倍于5.5A ( 規(guī)格書中RDS(on) 的測(cè)試條件) 時(shí)，RDS(on) 的有效值和傳導(dǎo)損耗會(huì)增加5。 以阻抗 R FCE 。 圖 5 中的示例僅考慮了 CCM PFC 電路的傳導(dǎo)損耗，即假定設(shè)計(jì)目標(biāo)在維在 MOSFET 傳導(dǎo)極小占空比的高脈沖電

14、流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，應(yīng)該考慮圖6 所持最差情況下的傳導(dǎo)損耗小于15W 。以示的特性。如果FCP 11 N 60 MOSFETFCP 11 N 60 MOSFET 為例，該電路被限制在 5.8A ，而 FGP 20 N 6 S 2 IGBT 工作在一個(gè)電路中，其漏極電流為占空比圖 5CCM升壓PFC電路中的傳導(dǎo)損耗 可以在 9.8A 的交流輸入電流下工作。7.5% 的 20A 脈沖 (即 5.5A RMS)， 適用于大部分應(yīng)用。同時(shí)，圖5 中顯示了則有效的RDS(on)將比5.5A（規(guī)格書中的 測(cè)試電流）時(shí)的0.32 歐姆大25%。 它可以傳導(dǎo)超過(guò) MOSFET 70 % 的功 率。 傳導(dǎo)損耗在CCM

15、 (連續(xù)電流模式)、升雖然IGBT 的傳導(dǎo)損耗較小，但大壓PFC 電路，125的結(jié)溫以及85V 的多數(shù) 600 V I GBT 都是 PT (Punch 交流輸入電壓V 和400 V 直流輸出電 ac dc 公式 2 CCM PFC 電路中的RMS電流 式 2 中，Iacrms 是PFC 電路RMS 輸入電流；V ac 是 PFC 電路RMS 輸入電壓；Vout 是直流輸出電壓。 Through ，穿透) 型器件。PT 器件具有壓的工作模式下的比較曲線。圖中， MOSFET- IGBT 的曲線相交點(diǎn)為 2.65A NTC (負(fù)溫度系數(shù)) 特性，不能并聯(lián)分 RMS。對(duì)PFC 電路而言，當(dāng)交流輸入

16、電流?；蛟S，這些器件可以通過(guò)匹配器件 流大于 2. 65A RMS 時(shí)，MOSFET 具有 V、V(柵射閾值電壓) 及機(jī)械 CE(sat) GE(TH) 4 2 今日電子 2005 年11 月 專題特寫: 分立半導(dǎo)體器件封裝以有限的成效進(jìn)行并聯(lián)，以使得在IGBT 少數(shù)載流子BJT 中仍存在存儲(chǔ) 總結(jié)IGBT 芯片們的溫度可以保持一致的變時(shí)間延遲td(off)I。不過(guò)，降低Eoff 驅(qū)動(dòng)阻 在選用功率開關(guān)器件時(shí)，并沒有萬(wàn)化。相反地，MOSFET 具有PTC (正溫 抗將會(huì)減少米勒電容 ( M i l l e r 全的解決方案，電路拓?fù)?、工作頻率、環(huán)境capacitance) CRES 和關(guān)斷VC

17、E 的 dv/ dt造成的電流注到柵極驅(qū)動(dòng)回路中的風(fēng) 度系數(shù))，可以提供良好的電流分流。 溫度和物理尺寸，所有這些約束都會(huì)在做出最佳選擇時(shí)起著作用。在具有最小關(guān)斷損耗 問(wèn)題尚未結(jié)束 險(xiǎn)，避免使器件重新偏置為傳導(dǎo)狀態(tài)，Eon 損耗的ZVS 和 ZCS 應(yīng)用中， 在硬開關(guān)、 鉗位感性電路中， 從而導(dǎo)致多個(gè)產(chǎn)生Eoff的開關(guān)動(dòng)作。 ZVS 和ZCS 拓?fù)湓诮档蚆 O S F E T MOSFET 由于具有較快的開關(guān)速度和較少M(fèi)OSF ET 的關(guān)斷損耗比IGBT 低得多， 的關(guān)斷損耗，因此能夠在較高頻率下工和 IGBT 的關(guān)斷損耗方面很有優(yōu)勢(shì)。不原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖作。對(duì)硬開關(guān)應(yīng)用

18、而言，MOSFET 寄生過(guò)ZVS 的工作優(yōu)點(diǎn)在IGBT 中沒有那么1 中PNP BJT 的少數(shù)載流子有關(guān)。圖 二極管的恢復(fù)特性可能是個(gè)缺點(diǎn)。相大，因?yàn)楫?dāng)集電極電壓上升到允許多余7 顯示了集電極電流ICE 和結(jié)溫Tj 的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT 數(shù)據(jù)表中反，由于IGBT 組合封裝內(nèi)的二極管與存儲(chǔ)電荷進(jìn)行耗散的電勢(shì)值時(shí)，會(huì)引發(fā) 特定應(yīng)用匹配，極佳的軟恢復(fù)二極管可 拖尾沖擊電流Eoff 。ZCS 拓?fù)淇梢蕴嵘畲蟮腎GBT Eoff 性能。正確的柵極驅(qū)動(dòng)順序可使IGBT 柵極信號(hào)在第二個(gè)集 都有提供。這些曲線基于鉗位感性電路且與更高速的SMPS 器件相配合。 測(cè)試電壓相同，并包含拖尾電流

19、能量 損耗。 電極電流過(guò)零點(diǎn)以前不被清除，從而顯 E。著降低IGBT ZCS off MOSFET 的 Eoff 能耗是其米勒電容Crss 、柵極驅(qū)動(dòng)速度、柵極驅(qū)動(dòng)關(guān)斷源 阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx ( 如圖8 所示)產(chǎn)生一個(gè)電勢(shì)，通過(guò)限制電流速度下降 而增加關(guān)斷損耗。在關(guān)斷時(shí)，電流下降 速度di/dt 由Lx 和V GS(th) 決定。如果Lx=5nH，V GS(th) =4V，則最大電流下降速度為VGS （th ） /Lx=800A/ s 。 圖 7 本圖表顯示IGBT的Eoff隨I 及T 的變化 CE j圖2顯示了用于測(cè)量IGBT Eoff 的典型測(cè)試電路

20、， 它的測(cè)試電壓，即圖2 中 的 V D D ，因不同制造商及個(gè)別器件的 BVCES 而異。在比較器件時(shí)應(yīng)考慮這測(cè) 試條件中的VDD ，因?yàn)樵谳^低的VDD 鉗位電壓下進(jìn)行測(cè)試和工作將導(dǎo)致E 能耗off降低。 降低柵極驅(qū)動(dòng)關(guān)斷阻抗對(duì)減小 IGBT Eoff 損耗影響極微。如圖1 所示，當(dāng)?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET 關(guān)斷時(shí)， 圖 8 典型硬開關(guān)應(yīng)用中的柵極驅(qū)動(dòng)電路 EPC 4 3 今日電子 2005 年11 月 參考文獻(xiàn) 1 Pittet,SergeandRufer,Alfre“d Analytical analysisofQuasi-SaturationEffectinPT and NPT IGBTs”PCIM Europe 2002 http:/ leiwww.epfl.ch/publications/pittet_rufer_pcim_02. pdf 2 Kolar, J.W., Ertl, H., and Zach, F.C. (1998),“How to include the dependency of theR ofpowerMOSFETsonthe tantaneous ds(on)valueofthedraincurrentintothecalculation oftheconductionlosses