LTE關(guān)鍵技術(shù)分析

1、一、高階調(diào)制、AMC、HARQ和宏分集技術(shù)分析LTE的調(diào)制方式LTE支持多種調(diào)制方式，由系統(tǒng)根據(jù)信道條件自適應(yīng)選擇LTE定義的物理信道可以分為上行物理信道和下行物理信道，上行和下行均支持QPSK、16QAM、64QAM這三種調(diào)制方式，如圖所示正交振幅調(diào)制（QAM，Quadrature Amplitude Modulation）是一種振幅和相位聯(lián)合鍵控。在QAM體制中，信號(hào)的振幅和相位作為兩個(gè)獨(dú)立的參量同時(shí)受到調(diào)制。調(diào)制映射模式不同的調(diào)制方式使用不同的調(diào)制映射模式調(diào)制映射（Modulation Mapping），簡(jiǎn)單點(diǎn)的理解就是：根據(jù)不同的調(diào)制階數(shù)（也就是Qm）和輸入的信息比特（一般是加擾后的信

2、息）情況來(lái)確定一個(gè)復(fù)值調(diào)制符號(hào)的實(shí)部（I）和虛部（Q）的值注：1）Qm在LTE協(xié)議上的規(guī)定有四種：1-BPSK，2-QPSK，4-16QAM，6-64QAM2）復(fù)值調(diào)制符號(hào)的形式3）各種Qm對(duì)應(yīng)的調(diào)制映射值見(jiàn)協(xié)議：TS36.211-7.1節(jié)4）調(diào)制映射側(cè)重的是映射過(guò)程（簡(jiǎn)單的說(shuō)就是把一路信號(hào)映射到IQ兩路上），而調(diào)制的作用（最突出的是頻譜搬移）會(huì)在后續(xù)處理流程中體現(xiàn)調(diào)制映射采用二進(jìn)制1和0作為輸入，產(chǎn)生復(fù)值調(diào)制符號(hào)作為輸出BPSK調(diào)制時(shí)，單比特將映射為復(fù)值調(diào)制符號(hào)QPSK調(diào)制時(shí)，兩比特對(duì)，映射為復(fù)值調(diào)制符號(hào)16QAM調(diào)制時(shí)，四比特對(duì)，映射為復(fù)值調(diào)制符號(hào)64QAM調(diào)制時(shí)，六比特對(duì)，映射為復(fù)值調(diào)制

3、符號(hào)其矢量圖如圖所示，由于從矢量圖看像是星座，故又稱星座（Constellation）調(diào)制下行物理信道上的調(diào)制方式PDSCH：物理下行共享信道QPSK、16QAM、64QAMPMCH：物理多播信道QPSK、16QAM、64QAMPDCCH：物理下行控制信道QPSKPBCH：物理廣播信道QPSKPHICH：物理HARQ指示信道BPSKPCFICH：物理控制格式指示信達(dá)QPSK上行物理信道的調(diào)制方式PUSCH：物理上行共享信道QPSK、16QAM、64QAMPUCCH：物理上行控制信道QPSKPRACH：物理隨機(jī)接入信道QPSKLTE關(guān)鍵技術(shù)_高階調(diào)制對(duì)吞吐量的改善在蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中，一個(gè)非常重

4、要的特征是無(wú)線先到的時(shí)變特性PA3或PB3是協(xié)議設(shè)計(jì)的某種信道環(huán)境。PA是：Pedestrian（步行） A ； PB是Pedestrian B； 3指UE移動(dòng)速度3km/h。PB3比PA3信道環(huán)境更惡劣。PB3比PA3時(shí)延更長(zhǎng)，干擾更大。詳見(jiàn)協(xié)議25.890的12.2章節(jié)。如何才能有效地利用信道的變化特性呢？下面就介紹鏈路自適應(yīng)技術(shù)所謂鏈路自適應(yīng)技術(shù)，就是指系統(tǒng)根據(jù)當(dāng)前獲取的信道信息，自適應(yīng)地調(diào)整系統(tǒng)傳輸參數(shù)的行為，用以克服或者適應(yīng)當(dāng)前信道變化帶來(lái)的影響。通常情況下，鏈路自適應(yīng)技術(shù)主要包含以下技術(shù)：1） 自適應(yīng)調(diào)制和編碼技術(shù)2） 功率控制技術(shù)3） 混合自動(dòng)重傳請(qǐng)求4） 信道選擇性調(diào)度技術(shù)這些

5、技術(shù)是密不可分的，它們都是系統(tǒng)為了適應(yīng)信道變化、提高鏈路和系統(tǒng)容量而采用的自適應(yīng)技術(shù)自適應(yīng)調(diào)制和編碼簡(jiǎn)稱AMC（Adaptive Modulation and Coding）,是一種基于物理層的鏈路自適應(yīng)技術(shù)，根據(jù)信道條件的變化，動(dòng)態(tài)地選擇適當(dāng)?shù)恼{(diào)制和編碼方式（Modulation and Coding Scheme，MCS），變化的周期為一個(gè)TTI選擇過(guò)程的重要輸入是上行鏈路UE傳輸?shù)腃QI（Channel Quality Indicator，信道質(zhì)量指示）反饋。根據(jù)CQI值發(fā)送信號(hào)的調(diào)制方案和編碼率如表所示在蜂窩通信系統(tǒng)當(dāng)中，由于無(wú)線信道時(shí)變特性和多徑衰落對(duì)信號(hào)傳輸帶來(lái)的影響，以及一些不可

6、預(yù)測(cè)的干擾會(huì)導(dǎo)致信號(hào)傳輸?shù)氖。ǔ２捎们跋蚣m錯(cuò)（FEC，F(xiàn)orward Error Correction）編碼的技術(shù)和自動(dòng)重傳請(qǐng)求（ARQ，Automatic Repeat reQuest）等方法來(lái)進(jìn)行差錯(cuò)控制，從而保證服務(wù)質(zhì)量。在LTE系統(tǒng)中將ARQ和FEC混合使用，即混合自動(dòng)重傳請(qǐng)求（HARQ，Hybrid Automatic Repeat reQuest）體制。HARQ有兩種運(yùn)行方式： 跟蹤（Chase）或軟合并（Soft Combining）方式即數(shù)據(jù)在重傳時(shí)，與初次發(fā)射時(shí)的數(shù)據(jù)相同； 遞增冗余(Incremental Redundancy)方式即重傳時(shí)的數(shù)據(jù)與 發(fā)射的數(shù)據(jù)有所不同。

7、后一種方式的性能要優(yōu)于第一種，但在接收端需要更大的內(nèi)存。終端的缺省內(nèi)存容量是根據(jù)終端所能支持的最大數(shù)據(jù)速率和軟合并方式設(shè)計(jì)的，因而在最大數(shù)據(jù)速率時(shí)，只可能使用軟合并方式。而在使用較低的數(shù)據(jù)速率傳輸數(shù)據(jù)時(shí)，兩種方式都可以使用。eNode B中物理層的HARQ操作HARQ重傳方式分類CC重傳方式舉例IR重傳方式舉例CC重發(fā)相同數(shù)據(jù)，以及IR重傳部分?jǐn)?shù)據(jù)，哪種效果好？視具體情況而定，信道條件好是IR效率比較高。ARQ重傳機(jī)制目前在數(shù)據(jù)通信中定義了3種基本的ARQ的重傳機(jī)制，分別是停等式（SAW，Stop-And-Wait）、后退N步式（GBN，Go-Back-N）和選擇重傳式（SR，Select R

8、epeat），下面就停等式作詳細(xì)介紹在采用停等式ARQ協(xié)議的傳輸系統(tǒng)中，發(fā)送端每發(fā)送一個(gè)數(shù)據(jù)包就暫時(shí)停下來(lái)，等待接收端的確認(rèn)信息。當(dāng)數(shù)據(jù)包到達(dá)接收端時(shí)，對(duì)其進(jìn)行檢錯(cuò)，如果接收正確，則返回ACK信號(hào)，如果錯(cuò)誤，則返回NACK信號(hào)。當(dāng)發(fā)送端接收到ACK信號(hào)時(shí)，就發(fā)送新的數(shù)據(jù)，否則重傳上次傳輸?shù)臄?shù)據(jù)包。而在等待確認(rèn)信息期間，信道是空閑的，不發(fā)送任何數(shù)據(jù)。從重傳的時(shí)序安排角度，可以將HARQ分成同步HARQ和異步HARQ兩種同步HARQ：即么個(gè)HARQ進(jìn)程的時(shí)域位置被限制在預(yù)定義好的位置，這樣可以根據(jù)HARQ進(jìn)程所在的子幀編號(hào)得到該HARQ進(jìn)程的編號(hào)。同步HARQ不需要額外的信令指示HARQ進(jìn)程號(hào)。異

9、步HARQ：不限制HARQ進(jìn)程的時(shí)域位置，一個(gè)HARQ進(jìn)程可以在任何子幀。異步HARQ可以靈活的分配HARQ資源，但需要額外的信令指示每個(gè)HARQ進(jìn)程所在的子幀。除重傳的時(shí)域位置外，從傳輸配置角度還可以將HARQ分成自適應(yīng)HARQ和非自適應(yīng)HARQ自適應(yīng)HARQ：可以根據(jù)無(wú)線信道條件，自適應(yīng)的調(diào)整每次重傳采用的資源塊（RB）、調(diào)制方式、傳輸塊大小、重傳周期等參數(shù)?？煽醋鱄ARQ和自適應(yīng)調(diào)度、自適應(yīng)調(diào)制和編碼的結(jié)合，可以提高系統(tǒng)在時(shí)變信道中的頻譜效率，但會(huì)大大提高HARQ流程的復(fù)雜度，并需要在每次重傳時(shí)都發(fā)送傳輸格式信令，大大增加了信令開(kāi)銷。非自適應(yīng)HARQ：對(duì)各次重傳均用預(yù)定義好的傳輸格式，收

10、發(fā)兩端都預(yù)先知道各次重傳的資源數(shù)量、位置、調(diào)制方式等資源，避免了額外的信令開(kāi)銷自適應(yīng)HARQ可以看做是HARQ和AMC相結(jié)合，可以自適應(yīng)的調(diào)整每個(gè)進(jìn)程數(shù)據(jù)的調(diào)制方式、傳輸塊大小。非自適應(yīng)HARQ是對(duì)各次重傳采用預(yù)定好的傳輸格式，接收的數(shù)據(jù)按照預(yù)定的格式解碼，避免額外的信令開(kāi)銷。經(jīng)過(guò)研究，決定在下行采用自適應(yīng)的異步HARQ，上行采用非自適應(yīng)的同步HARQ下行異步HARQ操作是通過(guò)上行ACK/NACK信令傳輸、新數(shù)據(jù)指示、下行資源分配信令傳輸和下行數(shù)據(jù)的重傳來(lái)完成的，具體流程如下下行HARQ流程的時(shí)序如圖所示，UE首先通過(guò)物理上行控制信道（PUCCH）向eNode B反饋上次傳輸?shù)腁CK/NACK

11、信息。此ACK/NACK信息經(jīng)過(guò)一定的上行傳輸延遲到達(dá)eNode B,eNode B對(duì)PUCCH中的ACK/NACK信息進(jìn)行解調(diào)和處理，并根據(jù)ACK/NACK信息和下行資源分配情況對(duì)重傳數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)度。然后PDSCH按照下行調(diào)度的時(shí)域位置發(fā)送重傳數(shù)據(jù)，并經(jīng)過(guò)一定的下行傳輸延遲到達(dá)UE端，UE經(jīng)過(guò)一定的處理延遲對(duì)下行重傳完處理，并通過(guò)PUCCH再次反饋針對(duì)此次重傳的ACK/NACK信息。一個(gè)下行HARQ RTT到此結(jié)束。LTE采用共享信道上行同步HARQ操作時(shí)通過(guò)下行ACK/NACK信令傳輸、NDI和上行數(shù)據(jù)的重傳來(lái)完成的，具體流程如下 上行HARQ流程的時(shí)序如圖所示，eNode B首先通過(guò)PHI

12、CH（物理HARQ指示信道）向UE反饋上次傳輸?shù)腁CK/NACK信息。此ACK/NACK信息經(jīng)過(guò)一定的下行傳輸延遲到達(dá)UE，UE對(duì)PHICH中的ACK/NACK信息進(jìn)行解調(diào)和處理，并根據(jù)ACK/NACK信息在預(yù)定義的時(shí)域位置通過(guò)PUSCH發(fā)送重傳數(shù)據(jù)，并經(jīng)過(guò)一定的上行傳輸延遲到達(dá)eNode B端。ENode B經(jīng)過(guò)一定的處理延遲對(duì)上行重傳完成處理。并通過(guò)PHICH再次反饋針對(duì)此次重傳的ACK/NACK信息。一個(gè)上行HARQ RTT到此結(jié)束對(duì)于停等式HARQ，在一個(gè)HARQ進(jìn)程中，一次傳輸發(fā)出后，需等待長(zhǎng)度為RTT的時(shí)間才能決定下一次傳輸是傳輸新數(shù)據(jù)，還是進(jìn)行舊數(shù)據(jù)的重傳。在這段時(shí)間內(nèi)，eNod

13、e B/UE當(dāng)然不能停止傳輸而白白地等待。因此，必須發(fā)起其他的并行HARQ進(jìn)程（HARQ Process），以充分利用時(shí)域資源。HARQ進(jìn)程的數(shù)量與RTT，也即和傳輸時(shí)延和UE/eNode B的處理延遲直接相關(guān)，RTT越大，需要支持越多的并行HARQ進(jìn)程數(shù)量以填滿RTT，HARQ進(jìn)程的數(shù)量應(yīng)約等于RTT/TTI。注：TTI（Transmission time interval）傳輸時(shí)間間隔RTT（Round-Trip Time）循環(huán)時(shí)間、往返時(shí)間HARQ進(jìn)程數(shù)量的估算UE和eNode B的處理延遲很大程度上是和具體實(shí)現(xiàn)相關(guān)的。如果考慮一個(gè)處理延遲的合理上限，可以將UE的處理延遲估算為2ms（包

14、括下行數(shù)據(jù)解碼和上行數(shù)據(jù)的編碼/復(fù)用），而將eNode B的處理延遲估算為3ms（包括下行數(shù)據(jù)的調(diào)度/復(fù)用/編碼和上行數(shù)據(jù)的解碼） 傳輸延遲取決于eNode B和UE之間的距離，以6.7us/km計(jì)算，因此，對(duì)于較小的小區(qū)，傳輸延遲相對(duì)處理延遲基本上可以忽略。而對(duì)于較大的小區(qū)，傳輸延遲則難以忽略。經(jīng)過(guò)研究發(fā)現(xiàn)，對(duì)于半徑在15km以下的小區(qū)，支持7個(gè)HARQ進(jìn)程就夠了。單對(duì)于更大的小區(qū)，則需要8個(gè)HARQ進(jìn)程，8個(gè)HARQ進(jìn)程最大可以支持100km半徑的小區(qū)。HARQ進(jìn)程數(shù)量為7，一方面可以實(shí)現(xiàn)較低的RTT（即較低的重傳延遲），另一方面，較小的HARQ進(jìn)程數(shù)量要求的緩存也較小。因此，在LTE下行

15、，為了在支持大小區(qū)覆蓋的同時(shí)又能對(duì)小小區(qū)場(chǎng)景進(jìn)行優(yōu)化，可以考慮同時(shí)支持兩種HARQ進(jìn)程數(shù)量，即在7和8之間可配置。而在LTE上行，為了盡可能降低UE的HARQ復(fù)雜度，最終確定只支持HARQ進(jìn)程數(shù)量為8個(gè)另外，對(duì)于TDD系統(tǒng)，HARQ進(jìn)程的數(shù)量還取決于上下行時(shí)隙的比例HARQ顯著提升低信噪比的性能，對(duì)改善小區(qū)邊緣覆概率是有好處的宏分集的取舍是LTE項(xiàng)目進(jìn)入技術(shù)討論以來(lái)，需要第一個(gè)做出決定的關(guān)鍵技術(shù)。宏分集技術(shù)包括上行和下行宏分集兩種方式。上行宏分集指的是終端UE發(fā)送的上行信號(hào)被兩個(gè)或兩個(gè)以上的基站（小區(qū)）接收到，并將接收信號(hào)進(jìn)行選擇性合并或軟合并，提高接收信號(hào)的性能。對(duì)于下行宏分集，下行信號(hào)在兩

16、個(gè)或兩個(gè)以上的基站（小區(qū)）發(fā)送，終端對(duì)不同基站（小區(qū)）來(lái)的接收信號(hào)進(jìn)行軟合并并處理。在UTRA系統(tǒng)中，宏分集技術(shù)具有能夠提高系統(tǒng)容量和小區(qū)邊緣傳輸速率，以及增加小區(qū)覆蓋范圍的優(yōu)點(diǎn)，被應(yīng)用于WCDMA FDD系統(tǒng)中。宏分集技術(shù)的取舍之所以成為物理層需要盡快決定的技術(shù)，主要原因是宏分集技術(shù)的取舍決定了E-UTRA系統(tǒng)的網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)，對(duì)LTE/SAE系統(tǒng)的發(fā)展方向有深遠(yuǎn)的影響如果E-UTRA系統(tǒng)支持宏分集技術(shù)，則意味著現(xiàn)有的核心網(wǎng)（CN）、無(wú)線網(wǎng)絡(luò)控制器（RNC）和基站（Node B）三層的網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)將被保留，否則將可能演進(jìn)為核心網(wǎng)加基站的扁平化網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)方式關(guān)于宏分集取舍的關(guān)鍵問(wèn)題集中在宏分集在可能采用的

17、多址接入方式中是否會(huì)帶來(lái)顯著的性能增益。支持宏分集的公司認(rèn)為采用宏分集可以提高小區(qū)的邊緣的性能、小區(qū)的傳輸容量和覆蓋范圍而反對(duì)的一方則認(rèn)為，在可能采用的多直接入技術(shù)如（OFDMA/FDMA）中宏分集技術(shù)并不會(huì)為傳輸帶來(lái)太大的好處，卻會(huì)使得系統(tǒng)的網(wǎng)絡(luò)機(jī)構(gòu)復(fù)雜度增加（采用三層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)），這樣會(huì)提高系統(tǒng)的成本，并由于三層網(wǎng)絡(luò)機(jī)構(gòu)增加了系統(tǒng)的控制平面和用戶多平面的傳輸時(shí)延，從而影響系統(tǒng)的性能下面首先討論宏分集技術(shù)在WCDMA FDD系統(tǒng)中的應(yīng)用情況，然后結(jié)合E-UTRA的多址接入技術(shù)討論宏分集技術(shù)在E-UTRA系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)和物理層性能的影響宏分集技術(shù)在WCDMA中的應(yīng)用情況在WCDMA FDD的R5之

18、前，上下行宏分集被用于軟切換中，以提高小區(qū)邊緣的傳輸性能。對(duì)于下行宏分集，傳輸格式（傳輸快大小、調(diào)制方式和編碼速率）相同的數(shù)據(jù)從幾個(gè)不同的基站（小區(qū)）在專用物理數(shù)據(jù)信道（DPDCH）中傳輸，終端接收到不同小區(qū)的數(shù)據(jù)，進(jìn)行軟合并后，輸入譯碼器進(jìn)行譯碼處理同樣，對(duì)于上行宏分集，數(shù)據(jù)通過(guò)DPDCH發(fā)送，在幾個(gè)基站（小區(qū)）中接收后通過(guò)軟合并（統(tǒng)一個(gè)基站的不同小區(qū)）或者選擇性合并（不同基站間）對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行處理但是，到了R5中，下行增加HSDPA技術(shù)，HSDPA的基本原理是采用速率自適應(yīng)方式，根據(jù)終端信道的實(shí)時(shí)變化情況，通過(guò)共享信道中資源調(diào)度的方法發(fā)送數(shù)據(jù)。由于終端對(duì)于不同基站的信道條件變化不同，不同基

19、站在與相同的終端通信時(shí)可能會(huì)選擇不同的AMC等級(jí)，這樣將會(huì)增加軟合并實(shí)現(xiàn)的難度。同時(shí)由于AMC和HARQ的使用減少了宏分集帶來(lái)的分集增益。HSDPA沒(méi)有使用軟切換方式。R6版本：上行增加HSUPA功能，繼續(xù)保留宏分集LTE系統(tǒng)對(duì)宏分集的取舍下行宏分集的取舍：由于E-UTRA系統(tǒng)中采用的信息傳輸方式與HSDPA有相似之處，即主要采用基于信道質(zhì)量的速率自適應(yīng)調(diào)度方法。正如前面的分析，在HSDPA中沒(méi)有使用下行宏分集，相對(duì)而言，在LTE系統(tǒng)中采用下行宏分集有更大的困難。一是由于下行宏分集需要在相鄰的小區(qū)同時(shí)為一個(gè)UE分配相同的頻率資源，傳輸相同的數(shù)據(jù)，因此需要消耗兩倍的系統(tǒng)資源另外，OFDM下行宏分

20、集系統(tǒng)還需要采用的更大的循環(huán)前綴（CP），以避免下行失步造成的基站間干擾，造成頻譜效率的額外損失因此，各公司很快對(duì)E-UTRA系統(tǒng)中不使用下行宏分集達(dá)成了共識(shí)與下行相比，3GPP對(duì)上行宏分集的取舍卻遲遲不決。上行宏分集的討論集中于系統(tǒng)采用的切換方式，切換方式可以采用以下3種：硬切換、軟切換（軟合并/選擇性合并）、小區(qū)間快速選擇真正的宏分集技術(shù)的基礎(chǔ)是軟切換，這種CDMA系統(tǒng)的典型技術(shù)應(yīng)用在FDMA系統(tǒng)中卻可能“弊大于利”。更重要的是，軟切換需要一個(gè)“中心節(jié)點(diǎn)”（如UTRAN中的RNC）來(lái)進(jìn)行控制和合并，這和大多數(shù)公司推崇的網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的“扁平化”、“分散化”背道而馳。在LTE的需求中，對(duì)用戶面和控

21、制面的時(shí)延有著苛刻的要求，因此大多數(shù)公司都希望采用扁平化的兩層網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。如果采用上行宏分集，則意味著需要保留現(xiàn)有UTRAN系統(tǒng)的三層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)，三層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)會(huì)對(duì)系統(tǒng)的傳輸時(shí)延帶來(lái)較大的影響。下面給出了采用三層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)和兩層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)對(duì)用戶傳輸時(shí)延影響的示意圖在圖中，左邊采用三層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)的E-UTRAN系統(tǒng)，如果應(yīng)用上行宏分集，需要服務(wù)RNC（SRNC）、DRNC、兩個(gè)Node B和一個(gè)終端5個(gè)節(jié)點(diǎn)來(lái)完成數(shù)據(jù)的接收（2個(gè)Uu、2個(gè)Iub 和1個(gè)Iur接口）而右邊采用兩層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)的系統(tǒng)，不采用上行宏分集，只需要2個(gè)節(jié)點(diǎn)和一個(gè)空中接口即可完成數(shù)據(jù)接收。對(duì)于三層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)，由于節(jié)點(diǎn)間需要進(jìn)行交互，會(huì)大大增加

22、傳輸?shù)难舆t。因此在三層網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)下，為了滿足LTE對(duì)用戶面單向最大5ms傳輸時(shí)延的需求，每個(gè)網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)和接口的復(fù)雜度都會(huì)增加，系統(tǒng)需要付出更大的代價(jià)。因此，經(jīng)過(guò)長(zhǎng)期激烈的討論，3GPP最終決定對(duì)單播（unicast）系統(tǒng)不采用上行宏分集技術(shù)2、 OFDM技術(shù)基本原理傳統(tǒng)的數(shù)字通信系統(tǒng)，數(shù)字基帶信號(hào)需經(jīng)過(guò)數(shù)字調(diào)制將其頻譜搬移到高頻處，形成適合在信道中傳輸?shù)膸ㄐ盘?hào)。大都采用一個(gè)正弦型振蕩作為載波，將基帶信號(hào)調(diào)制到此載波上。但信道往往是不理想的，在已調(diào)信號(hào)頻帶上很難保持理想傳輸特性時(shí)，會(huì)造成信號(hào)的嚴(yán)重失真和碼間串?dāng)_。為了解決這一問(wèn)題，除了采用均衡器外，途徑之一就是采用多個(gè)載波，將信道分成許多子信道，將

23、基帶碼元均勻分散地對(duì)每個(gè)子信道的載波調(diào)制。上述按頻率來(lái)劃分信道的方法稱為頻分復(fù)用（FDM），在FDM中，信道的帶寬被分成多個(gè)相互不重疊的頻段（子通道），每路信號(hào)占據(jù)其中一個(gè)子通道，并且各路之間必須留有未被使用的頻帶（防護(hù)頻帶）進(jìn)行分隔，以防止信號(hào)重疊。在接收端，采用適當(dāng)?shù)膸V波器將多路信號(hào)分開(kāi)，從而恢復(fù)處所需要的信號(hào)。頻分復(fù)用/頻分多址（FDM/FDMA）技術(shù)其實(shí)是一種傳統(tǒng)的技術(shù)，將較寬的頻帶分成若干較窄的自帶（子載波）進(jìn)行并行發(fā)送是最樸素的實(shí)現(xiàn)寬帶傳輸?shù)姆椒?。但是為了避免個(gè)子載波之間的干擾，不得不在相鄰的子載波之間保留較大的間隔，這就大大降低了頻譜效率。所以在3G時(shí)代，頻譜效率更高的TDM

24、/TDMA和CDM/CDMA技術(shù)成為無(wú)線通信的核心傳輸技術(shù)。但近幾年，由于數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)FFT（快速傅里葉變換）的發(fā)展，是FDM技術(shù)有了革命性的變換，F(xiàn)FT允許將FDM的各個(gè)子載波重疊排列，同時(shí)保持子載波之間的正交性（避免子載波之間干擾）。部分重疊的子載波排列可以大大提高頻譜效率，因?yàn)橄嗤膸拑?nèi)可以容納更多的子載波。OFDM發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)如圖所示。經(jīng)過(guò)信道編碼后的數(shù)據(jù)比特，通過(guò)串并轉(zhuǎn)換和調(diào)制星座映射后，可視作頻域信號(hào)。然后將這些調(diào)制符號(hào)映射到M個(gè)子載波上，并通過(guò)IFFT（反快速傅里葉變換）將這M個(gè)并行子載波上的頻域信號(hào)轉(zhuǎn)換到時(shí)域，IFFT輸出的OFDM符號(hào)為N點(diǎn)采樣的時(shí)域信號(hào)（N為IFFT長(zhǎng)度

25、，N>=M），也即M個(gè)子載波上時(shí)域信號(hào)的合并波形。在將此時(shí)域信號(hào)調(diào)制到載波上之前，還要在每個(gè)OFDM符號(hào)之前插入一個(gè)循環(huán)前綴（Cyclic Prefix，CP），以在多徑衰落環(huán)境下保持子載波之間的正交性。插入CP就是將OFDM符號(hào)結(jié)尾處的若干采樣點(diǎn)復(fù)制到此OFDM符號(hào)之前，CP長(zhǎng)度必須長(zhǎng)于主要多徑分量的時(shí)延擴(kuò)展。最后經(jīng)過(guò)并串轉(zhuǎn)換將多個(gè)子載波的時(shí)域信號(hào)進(jìn)行疊加，形成OFDM發(fā)送信號(hào)OFDM接收機(jī)的結(jié)構(gòu)大致為發(fā)射機(jī)的逆過(guò)程，其核心部分是FFT處理。由于主要的多徑分量都在CP長(zhǎng)度內(nèi)，因此是發(fā)射信號(hào)經(jīng)過(guò)一定位移的循環(huán)副本，所以FFT可以自然地將這些多徑分量合并，同時(shí)保證子載波之間的正交性。經(jīng)過(guò)F

26、FT處理，時(shí)域的OFDM信號(hào)將還原到頻域，即每個(gè)子載波上的發(fā)送信號(hào)在該系統(tǒng)中，使用FPGA完成信號(hào)的突發(fā)檢測(cè)和定時(shí)，DSP完成FFT/IFFT變換和QAM/QPSK調(diào)制解調(diào)。 OFDM的核心操作：IFFT、插入CPOFDM實(shí)現(xiàn)方法實(shí)現(xiàn)機(jī)理：將高速串行數(shù)據(jù)流進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換，得到N路并行的數(shù)據(jù)流將每一路調(diào)制到相互正交的子載波上，子載波頻譜可以重疊 傳統(tǒng)處理方式需要很多振蕩器，OFDM時(shí)只需要一個(gè)振蕩器正交性體現(xiàn)在一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)包含多個(gè)子載波。所有的子載波都具有相同的幅值和相位，從圖中可以看出，每個(gè)子載波在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)都包含整數(shù)倍個(gè)周期，而且各個(gè)相鄰的子載波之間相差1個(gè)周期。正交性O(shè)FD

27、M是為多徑衰落信道而設(shè)計(jì)的多徑接收信號(hào)的時(shí)域特性表現(xiàn)為時(shí)延擴(kuò)展（TDS，Time Delay Spread），進(jìn)而引起碼間串?dāng)_（InterSymbol Interference，ISI）頻域特性表現(xiàn)為頻率選擇性衰落，所謂頻率選擇性衰落是指信號(hào)中各分量的衰落狀況與頻率有關(guān)，即傳輸信道對(duì)信號(hào)中不同頻率分量有不同的隨機(jī)響應(yīng)。應(yīng)用OFDM的一個(gè)重要原因在于它可以有效地對(duì)抗多徑時(shí)延擴(kuò)展。把輸入數(shù)據(jù)流串并變換到N個(gè)并行的子信道中，使得每一個(gè)調(diào)制子載波的數(shù)據(jù)周期可以擴(kuò)大為原始數(shù)據(jù)符號(hào)周期的N倍，因此時(shí)延擴(kuò)展與符號(hào)周期的數(shù)值比同樣降低N倍。為了最大限度地消除符號(hào)間干擾，還可以在每個(gè)OFDM符號(hào)之間插入保護(hù)間隔

28、（GI，Guard Interval），而且該保護(hù)間隔長(zhǎng)度一般要大于無(wú)線信道中的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號(hào)的多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾。在這段保護(hù)間隔內(nèi)可以不插入任何信號(hào)，即是一段空白的傳輸時(shí)段。然而在這種情況下，由于多徑傳播的影響，會(huì)產(chǎn)生載波間干擾（ICI），即子載波之間的正交性遭到破壞，不同子載波之間會(huì)產(chǎn)生干擾。在系統(tǒng)帶寬和數(shù)據(jù)傳輸速率都給定的情況下，OFDM信號(hào)的符號(hào)速率將遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于單載波的傳輸模式。在OFDM中，系統(tǒng)帶寬有N個(gè)子載波占用，符號(hào)速率則為單載波傳輸模式的1/N。正是由于這種低符號(hào)速率使OFDM系統(tǒng)可以自然地抵抗多徑傳播導(dǎo)致的符號(hào)間干擾（ISI），另外，通過(guò)在每個(gè)符號(hào)的

29、起始位置增加保護(hù)間隔可以進(jìn)一步抵制ISI，還可以減少在接收端的定時(shí)偏移錯(cuò)誤。這種保護(hù)間隔是一種循環(huán)復(fù)制，增加了符號(hào)的波形長(zhǎng)度，在符號(hào)的數(shù)據(jù)部分，每一個(gè)子載波內(nèi)有一個(gè)整數(shù)倍的循環(huán)，此種符號(hào)的復(fù)制產(chǎn)生了一個(gè)循環(huán)的信號(hào)，即將每個(gè)OFDM符號(hào)后時(shí)間中的樣點(diǎn)復(fù)制到OFDM符號(hào)的前面，形成前綴，在交接點(diǎn)沒(méi)有任何的間斷。因此將一個(gè)符號(hào)的尾端復(fù)制并補(bǔ)充到起始點(diǎn)增加了符號(hào)時(shí)間的長(zhǎng)度。CP長(zhǎng)度的確定應(yīng)對(duì)頻率選擇性衰落窄帶并行傳輸子載波間隔確定多普勒頻移當(dāng)移動(dòng)臺(tái)在運(yùn)動(dòng)中通信時(shí)，接收信號(hào)頻率會(huì)發(fā)生變化，稱為多普勒效應(yīng)，由此引起的附加頻移稱為多普勒頻移（Doppler shift）。子載波間隔確定-多普勒頻移影響OFD

30、M圖示3、 OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)與不足OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)-頻譜效率高各子載波可以部分重疊，理論上可以接近Nyquist極限。實(shí)現(xiàn)小區(qū)內(nèi)各用戶之間的正交性，避免用戶間干擾，取得很高的小區(qū)容量。相對(duì)單載波系統(tǒng)（WCDMA），多載波技術(shù)是更直接實(shí)現(xiàn)正交傳輸?shù)姆椒∣FDM小區(qū)內(nèi)用戶之間信號(hào)是正交的，但小區(qū)間如果想做到同頻組網(wǎng)的化，同頻干擾還是比較嚴(yán)重的，需要相應(yīng)的抑制小區(qū)間干擾的技術(shù)，如加擾（504個(gè)擾碼，與504個(gè)小區(qū)ID對(duì)應(yīng)）、干擾對(duì)消、干擾協(xié)調(diào)。OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)-帶寬擴(kuò)展性強(qiáng)OFDM系統(tǒng)的信號(hào)帶寬取決于使用的子載波數(shù)量，幾百kHz幾百M(fèi)Hz都較容易實(shí)現(xiàn)，F(xiàn)FT尺寸帶來(lái)的系統(tǒng)復(fù)雜

31、度增加相對(duì)并不明顯。非常有利于實(shí)現(xiàn)未來(lái)寬帶移動(dòng)通信所需的更大帶寬，也更便于使用2G系統(tǒng)退出市場(chǎng)后留下的小片頻譜。單載波CDMA只能依賴提高碼片速率或多載波CDMA的方式支持更大帶寬，都可能造成接收機(jī)復(fù)雜度大幅上升。OFDM系統(tǒng)對(duì)大帶寬的有效支持成為其相對(duì)單載波技術(shù)的決定性優(yōu)勢(shì)。OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)-抗多徑衰落多徑干擾在系統(tǒng)帶寬增加到5MHz以上變得相當(dāng)嚴(yán)重。OFDM將寬帶轉(zhuǎn)化為窄帶傳輸，每個(gè)子載波上可看作平坦衰落信道。插入CP可以用單抽頭頻域均衡（FDE）糾正信道失真，大大降低了接收機(jī)均衡器的復(fù)雜度單載波信號(hào)的多徑均衡復(fù)雜度隨著帶寬的增大而急劇增加，很難支持較大的帶寬。對(duì)于更大帶寬20M以上，O

32、FDM優(yōu)勢(shì)更加明顯OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)-頻域調(diào)度和自適應(yīng)集中式子載波分配可以進(jìn)行時(shí)域調(diào)度和頻域調(diào)度，可以獲得多用戶增益。UE運(yùn)動(dòng)速度很快無(wú)法進(jìn)行頻域調(diào)度，此時(shí)更適合采用分布式分配方式，用戶子載波均勻的分散到整個(gè)頻域帶寬內(nèi)，來(lái)獲得頻域分集增益。多載波/單載波對(duì)頻率選擇性衰落的適應(yīng)單載波系統(tǒng)，只能根據(jù)平均信噪比來(lái)選擇相應(yīng)的調(diào)制編碼方式，而多載波系統(tǒng)，可以將整個(gè)頻帶分成若干個(gè)小頻帶分別進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)制和編碼方式的選擇（AMC），這樣可以更好的適應(yīng)頻率選擇性衰落，獲得更佳的性能。OFDM技術(shù)的優(yōu)勢(shì)-實(shí)現(xiàn)MIMO技術(shù)簡(jiǎn)單頻率選擇性衰落信道中，IAI和符號(hào)間干擾（ISI）混合在一起，很難將MIMO接收和信道均

33、衡分開(kāi)處理，采用混合處理的接收機(jī)復(fù)雜度比較高，OFDM使得信道衰落是平坦的，降低了接收機(jī)實(shí)現(xiàn)的難度。OFDM技術(shù)存在的問(wèn)題OFDM不足1峰均比高當(dāng)獨(dú)立調(diào)制的很多子載波連貫在一起使用時(shí)，OFDM符號(hào)就有很高的峰均比（PAPR）。當(dāng)N個(gè)具有相同相位的信號(hào)疊加在一起時(shí)，峰值功率是平均功率的N倍。高PAPR會(huì)增加模數(shù)轉(zhuǎn)換和數(shù)模轉(zhuǎn)換的復(fù)雜度，降低RF功率放大器的效率，增加發(fā)射機(jī)功放的成本和耗電量，不利于在上行鏈路實(shí)現(xiàn)（終端成本和耗電量受到限制）降低PAPR技術(shù)：信號(hào)預(yù)失真技術(shù)、編碼技術(shù)、加擾技術(shù)下行使用高性能功放，上行采用SC-FDMA以改善蜂均比OFDM不足2對(duì)頻率偏移特別敏感載波頻率偏移帶來(lái)兩個(gè)破壞

34、性的影響：1.降低信號(hào)幅度（sinc函數(shù)移動(dòng)造成無(wú)法在峰值點(diǎn)抽樣）。2. 造成載波間干擾（ICI）。研究表明，在低階調(diào)制下，頻率誤差控制在2%以內(nèi)才能避免SNR性能急劇下降。使用更高階調(diào)制時(shí)，頻率精確度要求就更高。（360km/h速度 3GHz頻率 多普勒頻移1kHz）時(shí)間偏移會(huì)導(dǎo)致OFDM子載波的相位偏移大。由于使用了CP，對(duì)時(shí)間同步要求在一定程度上可以放松。假如同步誤差和多徑擴(kuò)展造成的時(shí)間誤差小于CP，系統(tǒng)就能維持子載波之間的正交性。但如果時(shí)間偏移大于CP，就會(huì)導(dǎo)致載波間干擾（ICI）和符號(hào)間干擾（ISI）。如果CP太短，就不能完全避免ISI。CP的長(zhǎng)度是由所要求的系統(tǒng)容量、信道相關(guān)時(shí)間、

35、FFT復(fù)雜度共同確定的。短的CP，只允許有限的ISI，有利于更高的系統(tǒng)容量。插入CP降低了OFDM對(duì)時(shí)間同步精度的要求，但由于子載波寬度較小，對(duì)頻偏較敏感，因此OFDM系統(tǒng)需要保持嚴(yán)格的頻率同步，以確保子載波之間的正交性。多載波系統(tǒng)對(duì)載波相位噪聲也比單載波系統(tǒng)更加敏感。發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的晶振的誤差往往帶來(lái)載波相位噪聲。在OFDM系統(tǒng)中，載波相位噪聲會(huì)造成相位偏移和ICI。造成ICI的原因：1. OFDM符號(hào)周期內(nèi)的信道變化（OFDM符號(hào)周期相對(duì)于信道相關(guān)時(shí)間太長(zhǎng)）2.非線性失真3.保護(hù)間隔不夠長(zhǎng)4.在接收機(jī)端的頻率偏移和相位噪聲LTE使用頻率同步解決頻偏問(wèn)題OFDM不足3-多小區(qū)多址和干擾抑制O

36、FDM系統(tǒng)雖然保證了小區(qū)內(nèi)用戶的正交性，但無(wú)法實(shí)現(xiàn)自然的小區(qū)間多址（CDMA則很容易實(shí)現(xiàn)）。如果不采取額外設(shè)計(jì)，將面臨嚴(yán)重的小區(qū)間干擾（某些寬帶無(wú)線接入系統(tǒng)就因缺乏這方面的考慮而可能為多小區(qū)組網(wǎng)帶來(lái)困難）。可能的解決方案包括加擾、小區(qū)間頻域協(xié)調(diào)、干擾消除、跳頻等。4、 下行多址技術(shù)和上行多址技術(shù)在蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中，多址接入技術(shù)（Multiple Access Techniques）用于基站與多個(gè)用戶間在無(wú)線電廣播信道中建立通信鏈路的一種信號(hào)調(diào)制方式。多址接入方式?jīng)Q定了信號(hào)的生成、發(fā)送和接收形態(tài)，并在后續(xù)系統(tǒng)物理層和高層關(guān)鍵技術(shù)選擇和系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)起到最為關(guān)鍵的作用，是整個(gè)蜂窩系統(tǒng)最為核心和基礎(chǔ)

37、性的技術(shù)。在第一代模擬蜂窩系統(tǒng)中，典型的多址接入技術(shù)為頻分多址，在第二代蜂窩系統(tǒng)中，以GSM為代表的蜂窩系統(tǒng)采用了時(shí)分復(fù)用的多址接入技術(shù)，在第三代蜂窩系統(tǒng)中，三大標(biāo)準(zhǔn)TD-SCDMA、WCDMA和CDMA2000系統(tǒng)都采用了碼分多址技術(shù)，在后續(xù)的移動(dòng)通信系統(tǒng)中，正交頻分多址接入技術(shù)（OFDMA）成為了最為主要的應(yīng)用方式。在LTE系統(tǒng)中，多址接入技術(shù)在下行方向采用了OFDM的復(fù)用方式，而上行方向，為了確保終端功放的效率，采用單載波FDMA（SC-FDMA）作為上行多址技術(shù)，從理論上說(shuō)，SC-FDMA符號(hào)可從時(shí)域或頻域生成，通過(guò)對(duì)SC-FDMA的多種具體實(shí)現(xiàn)方式進(jìn)行了研究，最終決定采用具有單載波峰

38、均比特征的DFT-s-OFDM多址方式OFDMA vs SC-FDMAOFDMA將整個(gè)頻帶分割成許多子載波，將頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)化為若干平坦衰落子信道，從而能夠有效地抵抗無(wú)線移動(dòng)環(huán)境中的頻率選擇性衰落。由于子載波重疊占用頻譜。OFDM能夠提供較高的頻譜利用率和較高的信息傳輸速率。DFT-s-OFDMA可以認(rèn)為是SC-FDMA的頻域產(chǎn)生方式，是OFDM在IFFT調(diào)制前進(jìn)行了基本傅里葉變換的預(yù)編碼。OFDM把數(shù)據(jù)符號(hào)獨(dú)立調(diào)制到每個(gè)子載波（所以同一時(shí)刻每個(gè)子載波的幅度取決于響應(yīng)數(shù)據(jù)符號(hào)的星座點(diǎn)位置）SC-FDMA將傳輸帶寬劃分成多個(gè)并行子載波，這些子載波利用循環(huán)前綴（CP）或者保護(hù)間隔在頻率選擇性

39、信道中保持正交性，CP的采用消除了SC-FDMA信息塊的符號(hào)間干擾（ISI）。然而，OFDM的每個(gè)子載波上的調(diào)制符號(hào)是同一時(shí)刻在左右子載波上傳輸數(shù)據(jù)符號(hào)的線性合并。這樣在每個(gè)SC-FDMA符號(hào)周期內(nèi)，所有SC-FDMA子載波都攜帶了每一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的分量，從而使得SC-FDMA具有單載波系統(tǒng)的重要特性頻域信號(hào)生成頻域SC-FDMA信號(hào)生成利用離散傅里葉變換擴(kuò)展OFDM（DFT-Spread OFDM，DFT-S-OFDM），如圖所示DFT-S-OFDM SC-FDMA信號(hào)生成的第一步式對(duì)包含M個(gè)QAM數(shù)據(jù)符號(hào)的每一數(shù)據(jù)塊進(jìn)行M點(diǎn)DFT操作，接著對(duì)DFT的輸出信號(hào)補(bǔ)零使DFT大小和N個(gè)子載波的OF

40、DM調(diào)制器相匹配（典型快速傅里葉逆變換），補(bǔ)零以后的DFT的輸出信號(hào)映射到N個(gè)子載波上，補(bǔ)零的位置決定了DFT預(yù)編碼后的數(shù)據(jù)所映射的子載波通常N大于已占用子載波的最大數(shù)量，因此可以提供有效的過(guò)采樣和“sinc(sin(x)/x)”脈沖成形。這樣每個(gè)用戶的發(fā)送信號(hào)由頻域信號(hào)（傳統(tǒng)OFDM）又回到了時(shí)域信號(hào)（和單載波系統(tǒng)相同），這樣PAPR就被大大降低了。之后再插入CP，并發(fā)送在接收機(jī)端，先經(jīng)過(guò)去CP操作，再通過(guò)FFT將信號(hào)從時(shí)域變換到頻域，然后用頻域均衡器對(duì)每個(gè)用戶的信號(hào)進(jìn)行均衡（在發(fā)射機(jī)端必須插入CP以實(shí)現(xiàn)頻域均衡），最后通過(guò)IDFT解擴(kuò)展恢復(fù)用戶數(shù)據(jù)DFT-s-OFDM的優(yōu)點(diǎn)是可以以一個(gè)發(fā)射

41、機(jī)結(jié)構(gòu)靈活地實(shí)現(xiàn)Distributed FDMA和Localized FDMA傳輸，在各種單載波傳輸技術(shù)中具有最靈活的資源映射，靈活度接近OFDMA。DFT-s-OFDM方式下的上行用戶復(fù)用下行調(diào)制多址OFDMALTE下行多址采用OFDMA方式，將資源的最小分配單位定義為連續(xù)的12子載波，即資源塊（RB，Resources Block）的概念。在整個(gè)傳輸帶寬的頻域上將資源劃分為一系列的RB每個(gè)UE可以使用其中一個(gè)或多個(gè)RB資源用于承載數(shù)據(jù)。單個(gè)用可以使用連續(xù)或離散的PRB用于數(shù)據(jù)傳輸，不同用戶通過(guò)資源的頻域正交性保證不同用戶之間沒(méi)有多址干擾。另外，LTE的調(diào)度在時(shí)間上以1ms子幀為單位，即不同

42、的子幀可以進(jìn)行不同的分配。OFDMA技術(shù)是基于時(shí)頻二維資源的一種多址調(diào)度方式，頻域上的調(diào)度資源為子載波，時(shí)域上的最小調(diào)度單元為slot。OFDMA可以實(shí)現(xiàn)時(shí)頻調(diào)度，支持頻域集中式分配和分布式分配。相對(duì)于OFDMA，SC_FDMA具有如下特性相對(duì)OFDMA，具有更低的PAPR，便于UE功放的設(shè)計(jì)相對(duì)傳統(tǒng)的單載波頻率復(fù)用，能實(shí)現(xiàn)用戶間完全正交的頻率復(fù)用，同時(shí)保證頻譜效率用戶復(fù)用可以通過(guò)DFT變換，正交子載波映射等過(guò)程方便地實(shí)現(xiàn)支持頻率維度的鏈路自適應(yīng)和多用戶調(diào)度5、 LTE下行和上行MIMO技術(shù)多天線作為一種增強(qiáng)通信系統(tǒng)的方法，其價(jià)值在無(wú)線通信領(lǐng)域的早起就得到了認(rèn)可。LTE系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，從一開(kāi)始就將

43、MIMO設(shè)計(jì)作為一個(gè)重要部分。MIMO的定義MIMO技術(shù)的分類傳輸分集提高SNRMIMO系統(tǒng)的極限容量MIMO系統(tǒng)的極限容量的本質(zhì)MIMO系統(tǒng)的極限容量信道信息發(fā)端已知極限容量比較應(yīng)該分析一下圖，說(shuō)一下結(jié)論下行MIMO技術(shù)-使用場(chǎng)景下行物理信道的基帶信號(hào)處理LTE系統(tǒng)支持基于多碼字（Multiple CodeWord，MCW）的空間復(fù)用傳輸所謂多碼字，即用于空間復(fù)用傳輸?shù)亩鄬訑?shù)據(jù)來(lái)自與多個(gè)不同的獨(dú)立進(jìn)行信道編碼的數(shù)據(jù)流，每一個(gè)碼字可以獨(dú)立地進(jìn)行速率控制，分配獨(dú)立的HARQ進(jìn)程，而單碼字的空間復(fù)用傳輸是指用于空間復(fù)用傳輸?shù)亩鄬訑?shù)據(jù)僅僅來(lái)自于一個(gè)信道編碼之后的數(shù)據(jù)流。層映射碼字/層/天線口之間的關(guān)

44、系傳輸分集的層映射MIMO-傳輸分集MIMO系統(tǒng)在發(fā)送信號(hào)前要對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行預(yù)編碼，不同MIMO采用的預(yù)編碼不一樣?？臻g分集預(yù)編碼STBCSFBC：傳輸?shù)氖峭粋€(gè)數(shù)據(jù)的不同版本，而非發(fā)送的是不同數(shù)據(jù)流，只能提高SNR間接提高容量。2天線采用SFBC四天線SFBC+FSTD天線切換分集時(shí)間切換傳輸分集TSTD頻率切換傳輸分集FSTD天線切換分集與SFBC結(jié)合空間復(fù)用傳輸空間復(fù)用層映射開(kāi)環(huán)空間復(fù)用閉環(huán)空間復(fù)用閉環(huán)空間復(fù)用-預(yù)編碼碼本下行預(yù)編碼方式基于非碼本的預(yù)編碼方式：預(yù)編碼矩陣在發(fā)送端通過(guò)專用導(dǎo)頻來(lái)估計(jì)信道，并對(duì)信道矩陣SVD分解來(lái)獲得預(yù)編碼矩陣，不依賴終端反饋。基于碼本的預(yù)編碼方式：預(yù)編碼矩陣是在接收端終端獲得，并反饋PMI。下行MIMO的應(yīng)用采用分集模式時(shí)實(shí)施增強(qiáng)了接收機(jī)的性能，降低了