基于LCL濾波器的三相并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)研究畢業(yè)論文

1、基于LCL濾波器的三相并網(wǎng)逆變器控制技術(shù)研究畢業(yè)論文目錄摘要 錯誤! 未定義書簽。Abstract 錯誤! 未定義書簽。目錄 皿第一章 緒論 11.1 三相PWW壓型逆變器的產(chǎn)生背景 11.2 逆變器的研究現(xiàn)狀 21.2.1 PWM 逆變器的研究現(xiàn)狀 21.2.2 基于LCL濾波的PWME變器的研究現(xiàn)狀 41.3 本文的主要容 8第二章PWM2變器的原理及數(shù)學模型 92.1 逆變器的工作原理 92.2 基于LCL濾波的PWM®變器的數(shù)學模型 122.3 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理 122.4 本章小結(jié) 19第三章 LCL 濾波器和控制系統(tǒng)的設(shè)計 203.1 LCL濾波器的參數(shù)設(shè)計 203.1

2、.1 LCL 濾波器的諧振抑制方法 203.1.2 濾波器參數(shù)變化對濾波性能的影響 203.1.3 濾波器參數(shù)設(shè)計的約束條件 213.1.4 濾波器參數(shù)的設(shè)計步驟 223.2 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設(shè)計 233.3 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計 253.3.1 網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)控制器的設(shè)計 253.3.2 電容電流環(huán)控制器的設(shè)計 263.4 本章小結(jié) 26第四章 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計及仿真驗證 274.1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計 274.2 仿真驗證 284.3 本章小結(jié) 32結(jié)論 33參考文獻 34致謝 36附錄1開題報告 37附錄2文獻綜述 41附錄3中期報告 46附錄4英文翻譯 521、 英文文獻原文

3、522、 英文文獻翻譯 63.參考資料.第1章緒論1.1 三相PWMfe壓型逆變器的產(chǎn)生背景隨著世界能源短缺和環(huán)境污染問題的日益嚴重，能源和環(huán)境成為21世紀人類所面臨的重大基本問題，清潔、可再生能源的發(fā)展和應(yīng)用越來越受到 世界各國的廣泛關(guān)注。近些年來，太陽能光伏(Photovoltaic , PV)發(fā)電技術(shù)， 風力發(fā)電技術(shù)得到了持續(xù)的發(fā)展。尤其隨著經(jīng)濟的高速發(fā)展，我國很多地區(qū) 的用電缺乏非常嚴重，一些城市不得不實行分時分區(qū)域供電。發(fā)展新能源， 充分利用綠色能源，對我國的經(jīng)濟持續(xù)發(fā)展有著極其重要的意義?，F(xiàn)代社會對能源需求不斷增加，煤炭、石油、天然氣等一次性能源卻不 斷減少，而且其使用又會對環(huán)境產(chǎn)

4、生很大危害， 為了緩解能源危機，避免環(huán) 境的進一步惡化，對風能、太陽能等新能源的開發(fā)利用顯得尤為重要， 可再 生能源的使用兼具環(huán)保性和持續(xù)利用性，但是也存在著缺陷和難點。鑒于我國太陽能、風力資源豐富，可以說是取之不盡、用之不竭，這為 我國發(fā)展清潔能源事業(yè)提供了很好的機遇。而在這些清潔能源利用過程中， 并網(wǎng)逆變器是關(guān)鍵。人們一直在電力電子技術(shù)的發(fā)展中探索一條“綠色 ”之 路，對逆變裝置而言，“綠色”的涵包括電網(wǎng)無諧波，單位功率因數(shù)，以及 功率控制系統(tǒng)的高性能，高穩(wěn)定性，高效率等傳統(tǒng)逆變裝置所不具備的優(yōu)越 性能。在所有的變換器中，PW喳換器由于其產(chǎn)生諧波損耗小，對通信設(shè)備 干擾小，整機效率高，而牢

5、牢占據(jù)了主流產(chǎn)品的市場。PW喳換器可以實現(xiàn)電網(wǎng)交流側(cè)電流正弦化， 且運行于單位功率因數(shù)或 者功率因數(shù)可調(diào)，諧波含量很小，被稱之為“綠色電能變換。PWME換器能達到“綠色”逆變器的目的，已經(jīng)受到國外學者普遍的重視，成為研究 的熱點。.參考資料.1.2 逆變器的研究現(xiàn)狀1.2.1 PWM逆變器的研究現(xiàn)狀光伏、風力等并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列、風機和并網(wǎng)逆變器等組成， 在可調(diào)度式系統(tǒng)中，還會配備蓄電池作為儲能設(shè)備。具結(jié)構(gòu)示意圖如圖（1-1） 所示。由圖可見，并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)通過配合容量適合的逆變器連接到公共電網(wǎng) 上，在白天日照充足情況下，除了提供本地負載，多余電力可以提供給公共 電網(wǎng)：夜間或陰天情況，本

6、地負載則直接從電網(wǎng)獲取所需電能。圖1-1并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖PWME制技術(shù)的應(yīng)用與發(fā)展為逆變器性能的改進提供了變革性的思路 和手段，結(jié)合了 PWMI制技術(shù)的新型逆變器稱為 PW質(zhì)變器。將PWMI制技 術(shù)應(yīng)用于逆變器始于20世紀70年代末，但由于當時諧波問題不突出，加上 受電力電子器件發(fā)展水平的制約，PWMK變器沒有引起充分的重視。進入80 年代后，由于自關(guān)斷器件的日趨成熟及應(yīng)用，推動了 PW映術(shù)的應(yīng)用與研究。隨著PWM6制技術(shù)的發(fā)展，如空間矢量 PWM滯環(huán)電流PWF®制等方案 的提出，以及現(xiàn)代控制理論和智能控制技術(shù)的發(fā)展和應(yīng)用，PW陋變器的性能得到了不斷提高，功能也不斷擴展，PW陋

7、變器網(wǎng)側(cè)獨特的受控電流源特 性，使得PWMK變器作為核心設(shè)備被廣泛應(yīng)用于各類電力電子應(yīng)用系統(tǒng)中， 經(jīng)過國外專家學者多年的研究，PW質(zhì)變器在電路拓撲結(jié)構(gòu)，數(shù)學模型，控 制方法，電網(wǎng)電壓不平衡，系統(tǒng)特性等方面取得了豐碩的研究成果。PWME變器經(jīng)過30多年的探索和研究，取得了很大的進展，其主電路從早期的半 控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路； 具拓撲結(jié)構(gòu)從單相、三相電路 發(fā)展到多相組合及多電平拓撲電路；PWIW關(guān)控制由單純的硬開關(guān)調(diào)制發(fā)展 到軟開關(guān)調(diào)制；功率等級也從千瓦級發(fā)展到兆瓦級， 隨著PWMK變器技術(shù)的 .參考資料.發(fā)展，已經(jīng)設(shè)計出多種PWMK變器，并可分類如下：一、按照電網(wǎng)相數(shù)分類：單相

8、電路，三相電路，多相電路；二、按照PWW關(guān)調(diào)制分類：硬開關(guān)調(diào)制，軟開關(guān)調(diào)制；三、按照橋路結(jié)構(gòu)分類：半橋結(jié)構(gòu)，全橋結(jié)構(gòu)；四、按照調(diào)制電平分類：二電平，三電平電路，多電平電路；對于不同功率等級以及不同的用途，人們研究了各種不同的PWMK變器 拓撲結(jié)構(gòu)。在小功率應(yīng)用場合，PWME變器拓撲結(jié)構(gòu)的研究主要集中在減少 功率開關(guān)損耗。對于中等功率場合，多采用六個功率開關(guān)器件構(gòu)成的PWM逆變器，包括三相電壓型PWME變器和三相電流型PWMK變器，這是本章介 紹的重點。對于大功率PW質(zhì)變器，其拓撲結(jié)構(gòu)的研究主要集中在多電平拓 撲結(jié)構(gòu)和軟開關(guān)技術(shù)上。多電平拓撲結(jié)構(gòu)的PW質(zhì)變器主要應(yīng)用于高壓大容 量場合。止匕外，由

9、于軟開關(guān)技術(shù)（ZVS ZCSE減小開關(guān)損耗、抑制電磁干擾、 降低噪聲等方面具有顯著的優(yōu)勢，近年來在電壓型PW質(zhì)變器設(shè)計上受到了 廣泛的重視，并得以迅速發(fā)展。而電流型PWM2變器的軟開關(guān)技術(shù)研究相對 較少，有待進一步研究。根據(jù)直流儲能元件的不同，PW質(zhì)變器又分為電壓型PWM2變器和電流 型PWM2變器。電壓型、電流型PWM2變器，無論是在主電路結(jié)構(gòu)、PWMU 號發(fā)生以及控制策略等方面均有各自的特點， 并且兩者間存在電路上的對偶 性。其他分類方法就主電路拓撲結(jié)構(gòu)而言，均可歸類于電流型或電壓型PWM逆變器之列。*電壓型逆變器：以單相電壓源逆變器為例，其主電路結(jié)構(gòu)如圖（1-2）所示。電壓型逆變器一般需

10、要在直流側(cè)接有平波電容，根據(jù)器件的開關(guān)動作， 輸出一連串的方波電壓，方波的幅值嵌位在直流電壓上逆變器是個電壓源。 該逆變器以對角線T1和T4,對角線T2和T3構(gòu)成兩組聯(lián)動開關(guān)，兩組開關(guān) 交替開通，其結(jié)果是在負載端輸出分別為正和負的方波電壓。具體器件的開 關(guān)順序選擇，根據(jù)控制目的的不同也存在多種控制方式，如方波逆變控制， 正弦波PWM2變控制等。圖1-2單相逆變器原理圖1.2.2基于LCL濾波的PW陋變器的研究現(xiàn)狀由于三相電壓型PWMK變器有許多優(yōu)點，如能量可以雙向流動，直流側(cè) 電壓波動小，功率因數(shù)可控，網(wǎng)側(cè)輸入電流接近正弦等，因此應(yīng)用廣泛。特 別是近年來，隨著風力發(fā)電的快速發(fā)展，交流勵磁雙饋發(fā)

11、電機變速包頻風力 發(fā)電系統(tǒng)得到了廣泛的關(guān)注和深入的研究。 雙饋發(fā)電機轉(zhuǎn)子與電網(wǎng)之間具有 一個“背靠背”的雙向變流器，用來實現(xiàn)對發(fā)電機的交流勵磁和能量對電網(wǎng) 的回饋。三相電壓型PW慳流器拓撲結(jié)構(gòu)成為交流勵磁雙饋發(fā)電機變速包頻 風力發(fā)電系統(tǒng)中變流器的首選。但是，三相PWMI流器的功率開關(guān)器件的開 關(guān)頻率一般為215kHz,會產(chǎn)生對電網(wǎng)干擾的高次諧波，主要在開關(guān)頻率 或開關(guān)頻率整數(shù)倍附近。該諧波進入電網(wǎng)后會影響電網(wǎng)上對電磁干擾敏感的 負載，也會產(chǎn)生損耗。通常為了減小開關(guān)頻率及其整數(shù)倍附近的高次諧波， 一般采用電感進行濾波。通過加大網(wǎng)側(cè)濾波電感的值，可以減小諧波。但是， 當整流器的功率比較大時，交流側(cè)

12、電抗器損耗增大。此外，電抗器的體積和 重量很大，造價也比較高。這對三相PWMI流器在大功率領(lǐng)域中的應(yīng)用產(chǎn)生 了不利影響。1995年，M.Lindgren和J.Svensson首先提出了用一個三 LCL 濾波器代替原有的單電感濾波器，來解決上述問題。在交流側(cè)應(yīng)用LCL濾波器可以減少電流中的高次諧波含量，并在同樣的諧波要求下，相對純電感 型濾波器可以降低電感值的大小，提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)。不過，LCL濾波器 本身存在著諧振問題，PWMI流器如同一個諧波源，電流中某次諧波可能會 對濾波器產(chǎn)生激勵，從而發(fā)生諧振，導致系統(tǒng)不穩(wěn)定，輸入電流諧波畸變率 增大。學者針對LCL濾波器的諧振問題，提出了許多增加阻尼

13、的辦法，其中 一些有源阻尼的控制策略，不僅抑制了 LCL濾波器的諧振，而且不會產(chǎn)生功 率損耗，降低系統(tǒng)的效率，很適用于大功率系統(tǒng)。由于LCL濾波器的濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制系統(tǒng)由 一階變?yōu)槿A，控制更為復雜，并且在某些高次諧波電流下，LCL濾波器的 總阻抗接近零，將導致諧振效應(yīng)，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。因此 LCL濾波的 PWMI流器應(yīng)用的關(guān)鍵技術(shù)之一就是諧振抑制問題。 一般采用在已有控制策 略的基礎(chǔ)上增加阻尼作用來解決這個問題。阻尼方法分為兩種：一種叫做“無源阻尼法”，它是通過在電容上用聯(lián)電阻來使系統(tǒng)穩(wěn)定， 這種方法穩(wěn)定 可靠，在工業(yè)中被廣泛應(yīng)用，但是加入的電阻會增加系統(tǒng)的損耗。

14、無源阻尼 法可用于任何成熟的控制策略，最常見的是基于無源阻尼的無差拍控制；另 一種方法叫做“有源阻尼法”，它是通過修正控制算法使系統(tǒng)達到穩(wěn)定， 消 除共振作用，該方法通過增加控制的復雜性避免無源阻尼的損耗問題。關(guān)于有源阻尼的研究已成為熱點，因為可減小損耗，節(jié)約能源。常見的有超前網(wǎng) 絡(luò)法，虛擬電阻法，基于遺傳算法的有源阻尼法。目前對于有源阻尼法的研 究大多基于矢量控制和直接功率控制策略?；?LCL濾波器的PWM8流器 控制策略的另一個研究熱點就是不平衡控制，現(xiàn)有的不平衡控制策略有改進 的正負序電流獨立控制策略和三閉環(huán)控制策略等。目前基于LCL濾波器的PW聯(lián)流器的較為新穎的控制策略有基于無源 阻

15、尼的直接電流控制策略、直接功率控制策略、無差拍控制策略和三閉環(huán)控 制策略。(1)基于無源阻尼的直接電流控制策略直接電流控制通過電流反饋閉環(huán)控制直接調(diào)節(jié)電流，具有動態(tài)響應(yīng)快、 受系統(tǒng)參數(shù)影響小等特點，是目前常用的電流控制方案，然而無論采用P、PI還是PID調(diào)節(jié)均無法是系統(tǒng)穩(wěn)定，并網(wǎng)逆變器 LCL接口直接輸出電流控 制穩(wěn)定性問題簡單直接的解決方案是 LCL串聯(lián)電阻形成無源阻尼PD衰減諧 振峰值，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。(2)基于有源阻尼的直接功率控制策略由于動態(tài)響應(yīng)快、原理簡單，近年來直接功率控制已被越來越多地應(yīng)用 于PW聯(lián)流器的控制。但是傳統(tǒng)的直接功率控制策略沒有電流環(huán)，不能采用已有的有源

16、阻尼方法。2005年，L.A.Serpa , J.W.Kolar , S.Ponnaluri 和P.M.Barbosa提出了基于LCL濾波器的PWMR流器的直接功率控制策略。 該方法設(shè)計了基于直接功率控制的有源阻尼方法來抑制LCL濾波器的諧振。這是一種基于虛擬磁鏈的直接功率控制。 通過檢測交流側(cè)電流和直流側(cè)電壓 來估算系統(tǒng)的虛擬磁鏈，從而算出系統(tǒng)的有功、無功功率，然后與給定值進 行比較，偏差值送入開關(guān)狀態(tài)選擇表，產(chǎn)生控制脈沖。這種控制策略采用直 接功率有源阻尼法，傳統(tǒng)的有源阻尼方法是給出電壓或電流的參考值，但是由于直接功率控制沒有電流控制環(huán)，所以文獻將其轉(zhuǎn)化為功率參考值。將有 功、無功功率減去

17、阻尼分量后就可以避免諧振問題。直接功率控制是近年來產(chǎn)生的一種新的控制方法，方法的優(yōu)點就是采用靜止a B坐標系進行控制計算，無需復雜的坐標變換和解耦控制，直接對系統(tǒng)的無功功率進行控制， 結(jié)構(gòu)和算法簡單；避免了 PWMT法，采用查表技術(shù)，動態(tài)響應(yīng)快；采用虛 擬磁鏈定向，省去了電網(wǎng)電壓傳感器。網(wǎng)側(cè)虛擬磁鏈估算中用電網(wǎng)電流和電 容電流來估算PWMS流器交流側(cè)電流。節(jié)省了交流側(cè)電流傳感器。(3)基于無源阻尼的無差拍控制策略為了便于矢量控制的數(shù)字化實現(xiàn)，1998年，Michael Lindgren和Jan Svensson提出了基于LCL濾波器的斬波器的無差拍控制。這是最早的基于 LCL 濾波器的控制策略

18、。2004, Emilio.J.Bueno , Felipe Espinosa 等人提 出了改進的矢量無差拍控制策略。該控制策略只需要一組電流傳感器和一組 電壓傳感器，其他的量可以由狀態(tài)觀測器獲得，系統(tǒng)的擾動可以用無源阻尼 來衰減。改進的無差拍控制策略通過反饋電容電壓將其引入到控制策略中， 使控制效果更好。電壓外環(huán)采用常規(guī) PI調(diào)節(jié)器進行控制，電流環(huán)采用上述 無差拍算法來跟蹤給定電流。具優(yōu)點是，減少了傳感器的數(shù)量，只需要檢測 網(wǎng)側(cè)電壓和電流，其余量由狀態(tài)估計器算出。無差拍控制方法與傳統(tǒng)的 SVPWM8流器相比，脈沖寬度根據(jù)整流器當前的電路狀態(tài)實時確定，因而具有更優(yōu)越的動態(tài)性能。(4)基于三閉環(huán)

19、的電網(wǎng)不平衡控制策略在實際系統(tǒng)中，三相電網(wǎng)電壓不可能完全對稱。不平衡的電網(wǎng)電壓會引 起低頻電流諧波，因此不平衡控制策略的研究也有重大的意義。2005年，F(xiàn)ainan.A.Magueed和Jan Svensson提出了改進的正負序電流獨立控制策略，這種控制策略的原理跟基于L濾波器的原理相似。另一種較為新穎的不 平衡控制策略是2003年ErikaTwining 和Donald Grahame Holmes提出的 三閉環(huán)控制策略。這也是首次針對不平衡電網(wǎng)電壓提出的控制策略。其中， 電壓外環(huán)用來控制直流側(cè)電壓。電流控制采用雙環(huán)的控制結(jié)構(gòu)，第一環(huán)是網(wǎng) 側(cè)電流環(huán)，第二環(huán)是電容電流環(huán)。電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為網(wǎng)

20、側(cè)電流有功分量 的給定，dq坐標系中網(wǎng)側(cè)電流調(diào)節(jié)器輸出經(jīng)坐標變換后作為三相電容電流 的給定，三相電容電流的反饋值由網(wǎng)側(cè)電流與整流器交流側(cè)電流合成。最后，電容電流給定和反饋的偏差經(jīng)過三個比例調(diào)節(jié)器作 SVPWMJ電壓控制信 號。坐標變換所需的旋轉(zhuǎn)角度 9由三相電網(wǎng)電壓獲得。在矢量控制的基礎(chǔ) 上引入了電容電流環(huán)提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 除直流側(cè)電壓傳感器外，該方法需 要兩組電流傳感器和一組電壓傳感器，傳感器數(shù)量多是其缺點。但實驗結(jié)果 證明，該方法對于不平衡電網(wǎng)電壓有較強的魯棒性?；贚CL濾波器的三相PWM®變器的控制策略的研究現(xiàn)狀分析可知， 無差拍控制是研究較早的控制策略， 控制策略的離散化

21、便于數(shù)字化實現(xiàn)，但 是無差拍控制需要的傳感器較多，所以無傳感器的研究成為研究重點。 三閉 環(huán)的控制策略是專門針對LCL濾波器提出的，這種控制策略對不平衡電網(wǎng) 電壓有較強的魯棒性，但是其原理復雜，控制器較難設(shè)計；直接功率控制是 近年來較為新穎的一種控制策略，它是從常規(guī)三相電壓源型 PW順變器的控 制中延伸而來，控制原理和結(jié)構(gòu)簡單，采用查表技術(shù)，也便于數(shù)字實現(xiàn)，但 其開關(guān)頻率不固定給濾波器參數(shù)選擇帶來一定困難。今后基于LCL濾波器的PWMB流器無傳感器控制、電網(wǎng)電壓不平衡控制和便于數(shù)字實現(xiàn)的控制 將會成為研究的重點。1.3本課題研究的主要容隨著對風能、太陽能等新能源的利用越來越多，逆變器的應(yīng)用也越

22、 來越廣泛，如何保證逆變器輸出的電能質(zhì)量成為研究的重點。在電網(wǎng)電壓確定的情況下，如何減少輸出電流紋波，提高電流的質(zhì)量就成為主要的工作，傳統(tǒng)的濾波方式是采用逆變器與電網(wǎng)之間串聯(lián)電 感，但在低開關(guān)頻率的大功率逆變器中，所需的電感量將很大，這樣既增大了設(shè)備體積，也增加了成本，為了采用較少的電感量， 達到更好的濾波 效果，本文研究了基于LCL濾波的三相并網(wǎng)逆變器，并與單電感濾波電路 進行了比較，主要容有以下幾個方面。首先介紹了三相并網(wǎng)逆變器的產(chǎn)生背景，基于LCL濾波的三相并網(wǎng)逆變器的研究現(xiàn)狀。其次，簡要說明了三相逆變器的工作原理，并分析了 LCL濾波器的數(shù)學模型，通過坐標變換將三相對稱靜止坐標系中的基

23、波正弦變量轉(zhuǎn)化成同 步旋轉(zhuǎn)坐標系中的直流變量，從而簡化了控制系統(tǒng)設(shè)計。并詳細介紹了 LCL濾波器的參數(shù)設(shè)計，對基于無源阻尼和有源阻尼的兩種控制策略進行 了分析和控制系統(tǒng)的設(shè)計。最后，完成了系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計，并對基于無源阻尼和基于有源阻尼兩種 控制策略進行了仿真，通過仿真實驗對比分析， 證明采用LCL濾波器的并 網(wǎng)逆變器可以有效抑制輸出電流中的諧波分量，獲得較好的正弦電流波 形；所采用的控制策略可以使系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性和動態(tài)性能。.參考資料.第2章PWM變器的原理及數(shù)學模型2.1逆變器的工作原理用三個單相逆變電路可以組合成一個三相逆變電路， 但在三相逆變電路 中，應(yīng)用最廣的還是三相橋式逆變電路，采

24、用 IGBT作為開關(guān)器件的電壓型 三相橋式逆變電路如圖所示如圖所示的直流側(cè)通常只有一個電容器件就可以了，但為了分析方便， 畫作串聯(lián)的兩個電容器并標出了假想中點N',和單相半橋、全橋逆變電路相同，電壓型三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180°導通方式，即每個橋臂的導通角為180。，同一相即同一半橋的上下兩個臂交替導電，各相 開始導電的角度一次相差120。，這樣，在任一瞬間，將有三個橋臂同時導 通，也可能是上面兩個臂下面一個臂同時導通，因為每次換流都是在同一相上下兩個橋臂之間進行的，因此也被稱為縱向換流。下面來分析電壓型三相橋式逆變電路的工作波形，對于U相來說，當橋臂1導通時，

25、出N'1，當橋臂4導通時，出n'耳， 因此，Uun的波2 2形是幅值為 近的矩形波。V、W兩相的t#況和U相類似，Uvn'、Uwn'的波形 2形狀和Uun'相同，只是相位一次相差120°負載線電壓Uuv、Uvw、Uwu可由下式求出uUVUUN ' UVN'uVWuVN ' uWN'( 2-1uWUuWN' uUN'該負載中點N與直流電源假想中點N'之間的電壓為UuN，,則負載各相的相電 壓分別為uJN uVN uWN把上面各式相加并整理可求得.1.uNN' (uUN' uV

26、N'3設(shè)負載為三相對稱負載，則有uUN 'uNN 'uVN 'uNN '(2-2)uWN'uNN 'uWN' )1()3 (uUN uVNuWN )(2-3)uUNuVN uWN 0 故可得uNN'3 (uUN'uVN'uWN')(2-4)uNN的波形為矩形波，但其頻率為Uun,頻率的3倍，幅值為其1/3,即為06Uun、Uvn、Uwn的波形形狀相同，只是相位一次相差 120°。負載參數(shù)已知時，可以由Uun的波形求出U相電流iu的波形。負載的阻抗角 不同，iu的波形和相位都有所不同，橋臂1

27、和橋臂4之間的換流過程和半 橋電路相似，上橋臂1中的S1從通態(tài)轉(zhuǎn)換到斷態(tài)時，因負載電感中的電流不 能突變，下橋臂4中的VD4先導通續(xù)流，待負載電流降到零，橋臂 4中的電 流反向時，S4才開始導通，負載阻抗角越大，VD4導通時間就越長。iu的上升段即為橋臂1導電的區(qū)間，其中iu 0時為S1導通，iu的下降段即為橋 臂4導電的區(qū)間，其中iu 0時為VD4導通。iv、iw的波形和iu形狀相同，相位一次相差120°。把橋臂1、3、5的 電流加起來，就可得到直流側(cè)電流id的波形，id每隔60°脈動一次，而直流 側(cè)電壓基本是無脈動的，因此逆變器從電網(wǎng)側(cè)向直流側(cè)傳送的功率是脈動 的，且脈

28、動的情況和id脈動情況大體相同，這也是電壓型逆變器的一個特點。uJV下面對三相橋式逆變電路的輸出電壓進行定量分析，把輸出線電壓 展開成傅里葉級數(shù)得：2 肛/。»Ujv (sin,1 . - ,1 . rt -sin5 t -sin 711t sin11 t sin13 t .)1113當sin t1( 1)k sin n t) n n(2-5)0.816Jd式中n 6k 1 , k為自然數(shù)其中基波幅UUV1m和基波有效值UUV1分別為(2-6)U UV 1m2,3Ud d 1.1Ud(2-7)JJV 1UUV1m,6一Ud 0.78Ud(2-8)卜面再來對負載相電壓Ujn進行分析，把

29、Ujn展開成傅里葉級數(shù)得:uJN期(sin1 .1 .1 . “-sin 5 t sin7 t sin13也(sin t51 sin n t) n13)(2-9)式中n 6k 1 , k為自然數(shù) 負載相電壓有效值Uun為J UN2UuN2d t 0.471Ud(2-10)其中基波幅值UUN1m和基波有效值U UN1mU UN12Jd分別為0.637Jd(2-11 )U UN10.45Ud(2-12)在上述180。導電的方式逆變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開關(guān) 器件同時導通而引起的直流電源的短路， 要采取“先斷后通”的方法，即先 給應(yīng)關(guān)斷的器件關(guān)斷信號，待其關(guān)斷后留一定的時間裕量，然后再給應(yīng)

30、導通 的器件發(fā)出開通信號，即在兩者之間留一個短暫的死區(qū)時間， 死區(qū)時間的長 短要視器件的開關(guān)速度而定，器件的開關(guān)速度越快，所留的死區(qū)時間就可以 越短，這一 “先斷后通”的方法對于工作在上下橋臂通斷互補方式下的其他 電路也是適用的，顯然，前述的單相半橋和全橋逆變電路也必須采取這一方 法。2.2 基于LCL濾波器的PW陋變器數(shù)學模型LCL濾波的高頻PWM變器拓撲結(jié)構(gòu)如圖2.5所示。逆變器側(cè)是三個電阻 為R2,電感為L的電抗器，網(wǎng)側(cè)是三個電阻為 R ,電感為Lg的電抗器， 網(wǎng)側(cè)電抗器和逆變器側(cè)電抗器之間是三個星型聯(lián)結(jié)的電容器Cf o電抗器L除濾波外，還具有升壓及能量交換功能，Lg、Cf用于濾除高次諧

31、波，滿圖2-5基于LCL濾波的三相高頻PWM2變器拓撲結(jié)構(gòu)足電網(wǎng)對電流諧波的要求。取單相LCL濾波的PWM«流器結(jié)構(gòu)進行分析圖2-6 LCL濾波器的單相拓撲結(jié)構(gòu)可得其在連續(xù)靜止坐標系下的數(shù)學模型為：UsRiii(t) Lgd1 川g出(2-34)di2 Uc(t) R2i2(t) L Ur(t)2-35)dtiiiC ducici1 i2Cfdt(2-36)式中：us,uc,ur 電網(wǎng)電壓、電容器電壓、整流器側(cè)控制電壓i1, ic,i2電網(wǎng)側(cè)電流、電容器電流、整流器側(cè)電流由式(2-34), (2-35), (2-36)及前面開關(guān)函數(shù)的定義，可以推出LCL濾波的三相PWMe流器在三相電

32、網(wǎng)電壓對稱情況下的開關(guān)數(shù)學模型:/、 di1/、 di2/、Riii(t)Li 1R2i2(t)L22Us(t)dtdtduc(t)i2 i1 Cf ,dtc dUdc(t)Cik(t)Sk(t)dt k a,b,cUdc(t)Sk(t) Uno (t)Udc (t)Rl(2-37)(2-38)(2-39)式中：Udc,R,C 整流器直流側(cè)電壓、負載電阻及支撐電容根據(jù)KCL KVL得到三相靜止abc坐標系下各相方程： a相:LgUsa iai Ri Usadt,dia2 ,-dtLu sa i a2 R2 urab相:c相:(2-40)duca C f dtI蛆 Lg dtL dib2 dt

33、ducbC f dtdiciLg巴g出L dic2dtC duccCfdtica iaiusb ibiRiucb ib2R2icb i biusc ici Rusc i c2 R2icc i ci式中：usa,usb, usc三相電網(wǎng)側(cè)交流電壓uca , ucb , ucc二相濾波電谷上的電壓ura，urb，urc 一整流器交流側(cè)的三相電壓iai,ibi,ici三相電網(wǎng)側(cè)交流電流ia2, ib2 ,i c2整流器交流側(cè)的三相電流ia2u cbu rbib2uccu rcic2(2-41 )(2-42)經(jīng)過整理可得采用LCL濾波器的狀態(tài)方程R1匚000100匚000R10000010LaLagg

34、i a1R11 i a10000000ib1LgLi b1gi c1R21i c10000000ii a2LLi a2ib 20000R20010ib2LLi c200000R2001i c2ucaLLu caucb100100000u cbuccCfACfAu cc010010000CfCf110000000CfCf1 0000Lg1 0000Lg10000Lg1 0000L10000-L000000000000000usa0usb0uscura0urb1urcL00(2-43)可以看出，三相LCL濾波器的狀態(tài)空間方程為9階的狀態(tài)方程，對這樣 一個高階被控系統(tǒng)來說，如果不采用一定的方法進行降

35、階處理的話，則很難 設(shè)計控制器。因此，對此狀態(tài)方程進行 abc-a B變換，按照式(2-37), (2-38)的轉(zhuǎn)換矩陣，可得a B坐標系下的LCL濾波器狀態(tài)空間方程為:Mi1i2i2UcUcRLg0001Cf00R Lg0001CfR2 L01Cf00RL 01Cf1 Lg 01 L 001 Lg 0 1 L 01Lg0001Lg000Us1L00(2-44)然后進行a B -dq根據(jù)式(2-41), (2-42)的變換矩陣，可得dq坐標 系下的LCLg波器狀態(tài)空間方程為:Md i1q 12d i2q ucd ucqRi1b000LgLgRi1b000LgLg00R2b10LgLR2100b

36、0LgL1Cf0000Lg1000 UsdLg(2-45)1usq00-0LUrd1.000 UrqL00000000式中：b三相電網(wǎng)電壓的基波角頻率Usd,Usq三相電網(wǎng)電壓矢量的d, q軸分量Ucd,Ucq三相濾波電容電壓矢量的d, q軸分量Urd ,Urq整流器交流側(cè)電壓矢量的d, q軸分量i1d,i1q三相電網(wǎng)電流矢量的d, q軸分量i2d,i2q 整流器交流側(cè)電流矢量的d, q軸分量由式（2-45）可以得出圖2.7所示的LCL濾波器的結(jié)構(gòu)框圖?？刂频哪?的是給出正確的控制矢量Ur,使網(wǎng)側(cè)電流與電壓同相位?？梢钥闯?，基于LCL 濾波器的PWM流器是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統(tǒng)。

37、2.3 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網(wǎng)供電， 所以控制器的設(shè)計中都要 設(shè)置鎖相環(huán)節(jié)。鎖相環(huán)路是一種反饋電路，鎖相環(huán)的英文全稱是Phase-Locked Loop,簡稱PLLo其作用是使得電路上的時鐘和某一外部時鐘的相位同步。因鎖相 環(huán)可以實現(xiàn)輸出信號頻率對輸入信號頻率的自動跟蹤， 所以鎖相環(huán)通常用于 閉環(huán)跟蹤電路。鎖相環(huán)在工作的過程中，當輸出信號的頻率與輸入信號的頻 率相等時，輸出電壓與輸入電壓保持固定的相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是鎖相環(huán)名稱的由來。在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，鎖相環(huán)是一種非常有用的同步技術(shù)，因為通過鎖相 環(huán)，可以使得不同的數(shù)據(jù)采集板卡共享同一

38、個采樣時鐘。因此，所有板卡上各自的本地80MH和20MHz寸基的相位者B是同步的，從而采樣時鐘也是同步 的。因為每塊板卡的采樣時鐘都是同步的， 所以都能嚴格地在同一時刻進行 數(shù)據(jù)采集。鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)：鎖相環(huán)路是一個相位反饋自動控制系統(tǒng)。它由以下三個基本部件組成： 鑒相器（PD、環(huán)路濾波器（LPF）和壓控振蕩器（VCO。其組成方框圖如下 所示。UV(t)Lpf斗輸出VC"圖4-6鎖相圖的基本方框圖鎖相環(huán)的工作原理：1 .壓控振蕩器的輸出經(jīng)過采集并分頻；2 .和基準信號同時輸入鑒相器；3 .鑒相器通過比較上述兩個信號的頻率差，然后輸出一個直流脈沖電 壓；4 .控制VCO使它的頻率改變；

39、5 .這樣經(jīng)過一個很短的時間，VCO的輸出就會穩(wěn)定于某一期望值。鎖相環(huán)可用來實現(xiàn)輸出和輸入兩個信號之間的相位同步。當沒有基準（參考）輸入信號時，環(huán)路濾波器的輸出為零（或為某一固定值）。這時，壓控振蕩器按其固有頻率fv進行自由振蕩。當有頻率為 "的參考信號輸入 時，uR和uV同時加到鑒相器進行鑒相。如果fR和fV相差不大，鑒相器對uR 和uV進行鑒相的結(jié)果，輸出一個與 昭和網(wǎng)的相位差成正比的誤差電壓ud, 再經(jīng)過環(huán)路濾波器濾去Ud中的高頻成分，輸出一個控制電壓uc,uc將使壓控 振蕩器的頻率fv （和相位）發(fā)生變化，朝著參考輸入信號的頻率靠攏，最 后使fv = fR,環(huán)路鎖定。環(huán)路一旦

40、進入鎖定狀態(tài)后，壓控振蕩器的輸出信號 與環(huán)路的輸入信號（參考信號）之間只有一個固定的穩(wěn)態(tài)相位差， 而沒有頻 差存在。這時我們就稱環(huán)路已被鎖定。環(huán)路的鎖定狀態(tài)是對輸入信號的頻率和相位不變而言的， 若環(huán)路輸入的 是頻率和相位不斷變化的信號，而且環(huán)路能使壓控振蕩器的頻率和相位不斷 地跟蹤輸入信號的頻率和相位變化，則這時環(huán)路所處的狀態(tài)稱為跟蹤狀態(tài)。鎖相環(huán)路在鎖定后，不僅能使輸出信號頻率與輸入信號頻率嚴格同步， 而且還具有頻率跟蹤特性，所以它在電子技術(shù)的各個領(lǐng)域中都有著廣泛的應(yīng) 用。2.4本章小結(jié)本章介紹了三相電壓型逆變器的工作原理，然后進一步分析了LCL濾波器的數(shù)學模型，將三相對稱靜止坐標系中的基波正

41、弦變量轉(zhuǎn)化成同步 旋轉(zhuǎn)坐標系中的直流變量，從而可以采用簡單的 PI控制即可實現(xiàn)被控量的 無靜差控制，簡化了控制系統(tǒng)設(shè)計。第3章LCL濾波器和控制系統(tǒng)的設(shè)計3.1 LCL濾波器的參數(shù)設(shè)計3.1.1 LCL濾波器的諧振抑制方法LCL濾波器的阻抗值與流過的電流頻率成反比，頻率越高，阻抗越小， 所以可以濾除高頻諧波。然而，濾波電容的分流作用，使整流器的電流控制 系統(tǒng)由一階變?yōu)槿A，控制更為復雜，并且在某些高次諧波電流下，LCL濾 波器的總阻抗接近零，將導致諧振效應(yīng)，影響系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。一般采用在 已有控制策略的基礎(chǔ)上增加阻尼作用來解決這個問題。阻尼方法分為兩種：一種叫做“無源阻尼法”，它是通過在電容上

42、串聯(lián) 電阻來使系統(tǒng)穩(wěn)定，這種方法穩(wěn)定可靠，在工業(yè)中被廣泛應(yīng)用，但是加入的 電阻會增加系統(tǒng)的損耗，不適合大功率系統(tǒng)的應(yīng)用。另一種方法是通過修正 控制算法使系統(tǒng)達到穩(wěn)定，消除共振作用，這種方法叫做“有源阻尼法”。 該方法通過增加控制的復雜性避免無源阻尼的損耗問題。3.1.2 濾波器參數(shù)變化對濾波性能的影響(1)電感L決定整流器橋臂電流紋波。由上述分析可知，諧波等效電路中， 電容支路與電網(wǎng)等效支路并聯(lián)，然后與整流器側(cè)電感串聯(lián)。i1和ic對整流器側(cè)輸出電流i2進行分流。L上的電流i2是由其阻抗Xl和電容支路與Lg支路 的并聯(lián)阻抗XLgCf決定的。Cf和Lg并聯(lián)支路的引入增大了串聯(lián)阻抗，減小 了 i2。

43、為了對開關(guān)紋波電流進行分流，以使得高頻分量盡可能多的從電容支 路流過，在設(shè)計時必須保證高頻下 XLgCf <<XLg o根據(jù)電路原理，XLgcf主要 由較小的XCf決定，所以XLgCf不會太大。i2不會隨著Cf和Lg并聯(lián)電路的加 入而減小太多，所以整流器側(cè)紋電流主要取決于 L的大小。橋臂紋波電流 不能太大，因為紋波電流過大不僅會使IGBT結(jié)溫波動增大，對功率器件壽 命造成不利影響，還會加大L的損耗，使其升溫增加，降低絕緣材料的壽 命。但太大的電感量會造成直流電壓利用率下降， 而且使得電感體積大，成 本增加。所以設(shè)計時需要綜合考慮。(2) Cf和Lg并聯(lián)部分。電感電容的加入將一個一階

44、的電感濾波電路改造 成為一個三階電路，在改善濾波器過渡特性的同時，也給高頻分量提供了低 阻通路，以減小注入電網(wǎng)的高頻分量。根據(jù)并聯(lián)電路各支路的分流關(guān)系，Xcf 必須小于XLg ,只有這樣才能使高頻電流分量盡量從電容支路流過，盡可能 少地流入電網(wǎng)。要滿足<<XlcXLg ,可以增大電容量，也可以增大 Lg的電g J Tgg感量，但是增大電容量會減小電容支路對基波的阻抗，增大了無功電流，從而增大了整流器輸出電流容量，但一味地減小電容，要達到同樣的濾波效果， 將導致網(wǎng)側(cè)電感Lg的增大。同L情況類似，Lg的電感量也有限制。因此， g gLCL各參數(shù)的設(shè)計需要配合。3.1.3 濾波器參數(shù)設(shè)計

45、的約束條件(1) LCL濾波器的電容Cf將引起無功功率增加，從而降低功率因數(shù)。為了 保證系統(tǒng)的高功率因數(shù)，一般限制電容吸收的無功功率低于額定功率的5%(2)總電感值要小于0.1pu ,否則需要較高的直流電壓來保證電流的控制性，這將會增大功率開關(guān)的損耗。L Lg 0.1pu(3)為了避免開關(guān)頻率附近的諧波激發(fā)LCL諧振，諧振頻率Js應(yīng)遠離開關(guān) 頻率，一般小于0.5 f res,但不能過小，否則低次諧波電流將通過LCL濾波器 得以放大。一般諧振頻率在十倍的基波頻率到開關(guān)頻率的一半之間 10f fres 0.5fsw(4)需增設(shè)阻尼電阻防止諧振，但阻值不能太大，以免帶來過多的損耗， 從而降低了效率。

46、3.1.4 濾波器參數(shù)的設(shè)計步驟(1)電感Li的計算:U2、6fswisip(3-1 )U為網(wǎng)側(cè)相電壓有效值,i sip為諧波電流峰值，fsw為開關(guān)頻率。(2)總電感值的約束條件：L udC 4Em22ImW(3-2)其中Udc為直流母線電壓，Em為網(wǎng)側(cè)相電壓峰值，Im為相電流峰值。且L Udc(3-3)8i fSip sw計算電容C可先確定諧振頻率fr, 10f fr 0.5fsw,再根據(jù)公式：f 1 Fr 2 L1L2c(3-4)計算得電容C的值；也可以取電容消耗的無功功率為總功率的5%利用約束條件：C 5%Cb,一，1E2其中Cb且且WbZbp其中E為網(wǎng)側(cè)線電壓有效值，wb為基波頻率。(

47、4)電容所用電阻RdRd113 2 fr(3-5)3.2 基于無源阻尼的單電流環(huán)控制方案的設(shè)計基于LCL濾波的并網(wǎng)逆變器較早的控制策略是采用無源阻尼的單環(huán)控制策略，該策略的優(yōu)點是電路結(jié)構(gòu)簡單， 可以使用較少的傳感器， 控制 器設(shè)計簡單，不足的地方是采用無源阻尼， 會增加功率損失，尤其在大功 率應(yīng)用場合，電阻上的功率損耗會更多， 并且可能導致發(fā)熱量巨大， 就要 額外加散熱片，雖然減少了傳感器，但可能由于電阻造成的功率損失、 額 外增加的散熱設(shè)備，長期看來，成本不一定會減少。該單環(huán)控制策略是直接輸出電流控制，根據(jù)文獻，并網(wǎng)逆變器LCL接口直接輸出電流控制無論采用P、PI還是PID控制，系統(tǒng)均不穩(wěn)定

48、，該問題的直接解決方案是 LCL串聯(lián)電阻，增大相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性， 文獻2中已證明該方案的正確性。該單環(huán)控制策略采用 PI調(diào)節(jié)器，濾波器的參數(shù)計算參見3.1.4 o下圖是基于無源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖。Udc逆變器側(cè)電感Li網(wǎng)側(cè)電感'一圖3-1基于無源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖 可得系統(tǒng)線性控制模型：圖3-2基于無源阻尼的線性控制系統(tǒng)模型計算PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)，根據(jù)文獻2得LCL濾波器的傳遞函數(shù):F(s)sCRd 1L1L2Cs3 Rd(L1 L2)Cs2 (L1 L2)s(3-6)將逆變器等效為一個小慣性環(huán)節(jié)Ts 1又L1L2c的數(shù)值很小，忽略不計,則 F(s)化簡為:F(s)(Li

49、 L2)s進而可得被控對象的傳遞函數(shù):W1(s)(3-7)K pwm(Li L2)s(Ts 1)(3-8)且已知PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)為:Kpi( s 1)甘屆Wpip其中=hT整定為II型系統(tǒng)后為:W(s)KpwmKpi( s 1)2(L1 L2) s2(Ts 1)(3-9)且典型II型系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為:Wii (s)K(s 1)2s2(Ts 1)其中Kh 12h2T2(3-10 )選定h,濾波器參數(shù)L1、C和L2的值，即可計算出K,然后可得Kpi且Ki 4電容所用電阻R為:Rd3 2 fr(3-11 )1 1.參考資料.以上為理論計算方法，仿真過程中各參數(shù)還需要適當調(diào)整，才能得 到較好的濾波

50、效果和穩(wěn)定的電壓電流波形。3.3 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計區(qū)別于無源阻尼控制策略的是有源阻尼控制策略，該控制策略采用雙閉環(huán)，在網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)的基礎(chǔ)上增加了濾波電容電流環(huán)， 該控制策略 采用有源阻尼，減少了功率損失，卻增加了傳感器數(shù)量，控制器的設(shè)計也 較為復雜，但實驗結(jié)果表明，該控制策略能保證輸出電壓、 電流的穩(wěn)定性， 該策略是可行的下面介紹雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設(shè)計。3.3.1 網(wǎng)側(cè)電感電流外環(huán)控制器的設(shè)計圖3-3三相并網(wǎng)逆變器原理圖 可得系統(tǒng)線性控制模型：I L2 +圖3-4基于有源阻尼的線性系統(tǒng)控制電感電流外環(huán)的控制器的設(shè)計方法與單電流環(huán)中控制器的設(shè)計方法 類似，設(shè)計過程參見 3.2節(jié)。3.3.2

51、 電容電流環(huán)控制器的設(shè)計由系統(tǒng)線性控制模型可得電容電流環(huán)控制對象傳遞函數(shù)為:早，由于LiC的數(shù)量級在10 9,忽略不計，控制對象(Ts 1)(LiCsRCs 1)可簡化為:K pwm(Ts 1)(RCs 1) °.參考資料.典型I型系統(tǒng)為： ,上述控制對象要整定為I型系統(tǒng),可采用WiK pwmK p ， 乂 K pwm1s(Ts 1)Udc2400，且取KT=0.5時超調(diào)較小、動態(tài)響s(Ts 1)PI調(diào)節(jié)器：Kp( 1s 1) ,且取1為T和RCt較大的數(shù)，由于R 5 ,取1ST ,則取1 =RC3 ,C=100uF, T為0.0002S , RC整定后的I型系統(tǒng)為:應(yīng)較快，計算可得

52、Kp的值，Ki3.4 本章小結(jié)本章的主要容是說明了 LCLg波器的參數(shù)設(shè)計的約束條件，參數(shù)設(shè)計 方法，以及各濾波器參數(shù)變化對濾波性能的影響，電路諧振抑制方法，并 詳細分析了基于無源阻尼的單環(huán)控制策略和基于有源阻尼的雙閉環(huán)控制 策略的原理以及兩種控制器的設(shè)計方法。第4章系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計及仿真驗證4.1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計選定直流母線電壓800V,電網(wǎng)電壓380V/50Hz,總功率100kW開關(guān)頻率 選定為5kHz,可得輸出相電流峰值為215A,令L1為逆變器側(cè)濾波電感，L2為 網(wǎng)側(cè)濾波電感，Cf為濾波電容，Rd為單環(huán)控制策略中電容所用電阻。根據(jù)前兩節(jié)所述參數(shù)計算方法，可得到：總電感約束值LUdc8isip

53、 fsw0.62mH日 L Udc24Em22Tm3.73mH又L12 % 6 fswisip0.3mH所以可取總電感為1mH取L2 0.5mH又由于cbbzbE2，PC 5%Cb,可得 Cf 220uF ,取 100uF?？傻弥C振頻率frL1L2L1L2c1012Hz,滿足約束條件10ffres 0.5fsw進而可得單環(huán)控制策略中電容所用電阻Rd1 0.53 2 fr根據(jù)3.3.1節(jié)，可得整定后的并網(wǎng)電感電流外環(huán)傳函為:W(s)K pwm K pi ( s 1)23 L2) s2(Ts 1)且典型II型系統(tǒng)為:四K s 1 s2(Ts 1)h 1其中K -2,由于開關(guān)頻率為5KHz則T=0.0002s,又取h=5時，動態(tài) 2h7響應(yīng)適中，此時：K 3 106